CN101083454B - 用于高频放大器的调节器 - Google Patents

用于高频放大器的调节器 Download PDF

Info

Publication number
CN101083454B
CN101083454B CN2007101023528A CN200710102352A CN101083454B CN 101083454 B CN101083454 B CN 101083454B CN 2007101023528 A CN2007101023528 A CN 2007101023528A CN 200710102352 A CN200710102352 A CN 200710102352A CN 101083454 B CN101083454 B CN 101083454B
Authority
CN
China
Prior art keywords
adjuster
factor
amplifier
signal
actual
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2007101023528A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101083454A (zh
Inventor
K·胡伯
R·奥佩尔特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of CN101083454A publication Critical patent/CN101083454A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101083454B publication Critical patent/CN101083454B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/32—Excitation or detection systems, e.g. using radio frequency signals
    • G01R33/36—Electrical details, e.g. matching or coupling of the coil to the receiver
    • G01R33/3621—NMR receivers or demodulators, e.g. preamplifiers, means for frequency modulation of the MR signal using a digital down converter, means for analog to digital conversion [ADC] or for filtering or processing of the MR signal such as bandpass filtering, resampling, decimation or interpolation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3294—Acting on the real and imaginary components of the input signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/04—Modifications of control circuit to reduce distortion caused by control
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/195—A hybrid coupler being used as power measuring circuit at the input of an amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/207—A hybrid coupler being used as power measuring circuit at the output of an amplifier circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/336—A I/Q, i.e. phase quadrature, modulator or demodulator being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)

Abstract

HF放大器的调节器，具有：IQ调节装置，用于按数值和相位调谐输送给HF放大器的HF信号；IQ调节装置具有信号划分器、乘法器以及加法器，信号划分器用于将HF信号划分成I路径和Q路径中的两个移相90°的子信号，乘法器用于将子信号在I路径中乘以一个I因子和在Q路径中乘以一个Q因子，加法器用于归并子信号；检测器，用于测定在被输入给IQ调节装置的HF信号和由HF放大器放大的HF信号之间的实际相差和实际增益；IQ调节器，用于根据实际相差和额定相差以及实际增益和额定增益来求出I因子和Q因子；其中IQ调节器具有这样的工作点，使得在实际相差和额定相差相同以及实际增益和额定增益相同时，I因子和Q因子是一样大。

Description

用于高频放大器的调节器
技术领域
本发明涉及用于高频放大器的调节器。
背景技术
高频放大器(HF放大器)用于将输入给它的高频信号(HF信号)尽可能相同地放大，以便在其输出获得大功率的HF信号。尤其对于利用磁共振断层摄影装置(MRT)的特定医学检查，脉冲功率为15-30kW的HF信号是必需的。在该MRT中也使用HF放大器，以便产生这种功率的HF信号。HF信号是脉冲式的，也即在从几μs到几ms范围的时延内需要这种功率。为了借助于MRT产生高质量的医学图像，在HF放大器的输出上尤其在起作用的MRI时需要非常精确的脉冲功率。利用目前普通的发送装置可以达到放大HF信号的约1-4％的脉冲重复精度。这里，精确的意思是，HF信号的幅度和相位必须等于准确的预给定。为了获得HF放大器的HF输出信号的这种精度，给该放大器装配了调节器。
DE 10335144B3公开了一种用于磁共振设备的发送装置，其包括HF放大器的HF输出信号的幅度和相位用的相应调节器。这里借助于合适的检测器来确定HF放大器的输入功率和输出功率之比，也即要放大的和被放大的HF信号之比(所谓的实际增益)。另外确定该两个信号之间的相位关系(所谓的实际相差)。为此例如使用集成的增益和相位检测器，例如Analog Devices公司的组件AD8302。在两个分开的调节环中采用一个可调的衰减装置和一个可调的相位调节器，以便使HF输出信号的输出幅度和输出相位保持恒定，或与HF输入信号保持所希望的比例，也即调定一个额定增益或一个额定相差。
图4示出了现有技术的一种相应装置。放大器、也称为RFPA(射频功率放大器)前联了一个调节器202。在输入204上向该装置馈入一个HF输入信号206。该信号通过信号线208经过调节器202和放大器200，以便在输出210上作为被放大的HF输出信号212离开该装置。调节器202具有一个增益检测器214和一个检相器216。
HF输入信号206和HF输出信号212的两个测量值通过被分配给输入204和输出210的信号耦合器218、220及相应的测量线222、224被输入给增益检测器214和检相器216两者。这里，增益检测器214测定真实的实际幅度增益226(实际增益)，检相器216测定在HF输出信号212和HF输入信号206之间的真实的实际相差228。这里在测量线222、224上存在譬如在约63或约123Mhz范围内的高频(HF信号)。
相反，实际幅度增益226和实际相差228作为增益检测器214和检相器216的输出信号是低频信号(NF信号)。在差装置230、232中，真实的实际幅度增益222和实际相差228与额定增益234和额定相差236进行比较，相应的校正信号通过调节放大器238、240在信号线中被传送给衰减装置242和相位调节装置244。
因为所有信号路径彼此隔开，所以衰减装置242和相位调节装置244被分配了彼此独立的、隔开的调节环246、248。替代地，上述集成的增益和相位检测器可以作为IC 250(在图5中通过虚线框表示)而使两个分立的器件、即增益检测器214和检相器216一体化。
通常譬如特别在上述MRT的情况下，输入信号206和输出信号212在某些情况下具有较小的上升时间，例如10μs的范围内。因此衰减装置242和相位调节装置244必须也具有如此小的上升时间，或者优选地还要更小的上升时间。尤其在相位调节装置244中，这可能面临实施和成本方面的问题。
由于这里涉及不理想的调节装置，所以通过衰减装置242和相位调节装置244的级联在信号线208中另外还出现其它问题：譬如相位调节装置244因此可能具有或引起幅度误差，或者幅度调节装置、也即衰减装置242可能具有或引起相位误差。这使得两个调节环246、248不再相互独立。在最糟的情况下这可能导致调节器202的不理想的调节振荡。虽可以构想采用足够高质量的或近似理想的调节装置，其可能可靠地避免上述问题，但这要求较高的电路花费，这至少是成本高昂的。
也已知替代级联的幅度调节装置242和相位调节装置244而在通往HF放大器200的信号路径208中设置一个未示出的IQ调节装置。向该IQ调节装置输入要放大的HF信号206，并将其划分为移相90°的子信号。然后所述子信号分别穿越一个I和Q路径。在I路径中相应的子信号被加权一个I因子，在Q路径中被加权一个Q因子。通过加法器再次归并所述子信号，并最后将之输入到HF放大器200。IQ调节装置同样影响要输入到HF放大器的HF信号206的数值和相位。但这里子信号乘以I因子和Q因子分别只影响子信号的幅度，而不影响其相位。由于所述子信号因90°相位偏移却对应于一个复数指针(也即其总和)的实部和虚部，所以子信号的幅度变化通过实部和虚部的相加(也即以IQ调节器的输入给放大器的输出信号的形式)而产生该总信号的幅度或相位操作。
这种被模拟地实施的IQ调节器能够无问题地实现所要求的远远低于1μs的上升时间。但为了控制IQ装置，现在必须根据实部和虚部(子路径中的子信号)的增益因子把计划的相位和增益变化-也即HF信号上的幅度变化(额定值和实际值)-换算成相应的I因子和Q因子。这可以通过相应的A/D变换和数字计算机中的数字计算来完成，但这又会导致不可忽视的计算时间和相应的花费。为此信号必须从模拟的变换成数字的，或者作相反变换，并执行相应的计算操作。所有这些都是耗费的和昂贵的，尤其在所需要的定时方面。
发明内容
本发明的任务在于提供一种用于HF放大器、尤其是用于MR断层摄影装置的HF放大器的改善的调节器。
该任务通过如权利要求1所述的调节器来解决。
权利要求1所述的调节器具有刚刚讲述的IQ调节装置。但根据本发明，该IQ调节器具有一个这样的工作点，使得在实际相差和额定相差相同以及实际增益和额定增益相同时，I因子和Q因子是一样大。如果转用到移相90°的子信号的复数表示，则这意味着IQ调节器或IQ调节装置的工作点被如此选择，使得实部和虚部的和信号位于指针图中的45°处。这相当于各个相同大的子信号(也即具有相同的幅度)的根据本发明的相同大的权重。但如果IQ调节装置根据本发明在45°的标准相处工作，那么输出相位(也即和信号的相位)的单独变化单独地通过如下方式来实现：调节装置的I和Q路径被反相地控制，也即I和Q因子反相地被提高和降低。因此主要对于小的变化，在一次近似中和矢量不会发生幅度变化，而是只有相位变化。
相反，输出信号的单独幅度变化甚至精确地通过纯同步地控制I和Q因子、也即通过其同时和均匀的提高或降低来产生。由此在复数指针图中，由I和Q子信号组成的电压和矢量仅仅经受数值变化，而没有相位变化。
IQ调节装置的工作点是当输入给IQ调节装置的HF信号没有被影响时的工作点，该HF信号于是不变地通过IQ调节装置。于是增益和相差的额定和实际值一致，不需要IQ调节器的调节干预。只有在以下情况时才需要该调节干预：额定值和实际值有偏差，IQ调节装置离开其工作点，并由此把输入给它的HF输入信号变化地输出给HF放大器，从而也就执行要放大的HF信号的调谐。
本发明的优点在于，根据相应的实际和额定的相差及增益测定I和Q因子由此是非常简单的，而且不需要费事的计算操作和A/D转换。
因此IQ调节器可以是模拟IQ调节器。I和Q因子的同相和反相控制的模拟电路实现可以非常快而简单。没有了A/D或D/A转换以及根据相应的额定和实际的相差及增益相应地计算I和Q因子的时间损耗。调节器由此快的足以容易地满足所需要的上升时间。
尤其对于通过IQ调节装置在工作点处对HF信号的数值和相位进行上述较小的调谐或影响(也即只是其精细调谐)，IQ调节器中的两个调节环-也即用于I和Q因子的调节环-可以任意好地被相互去耦。在就数值和相位调谐HF信号之前，这在实际中利用偏离于工作点约20％来实现。相互的影响以及由此还有本发明调节器的起振由此被避免。IQ调节器于是可以具有两个平行的、相互去耦的用于I因子和Q因子的调节线路。
在该情形下，两个调节线路另外还具有相同结构。电路结构因此是对称的和非常简单的。两个调节线路于是具有均匀的特性，譬如在温度稳定性方面。
如果每个调节线路具有一个差动放大器，其中在每个路径中所述差动放大器分别通过增益的额定值和实际值被同相地控制，那么I和Q因子的上述简单的同相或反相控制可以在电路技术上非常简单地实现。相反，在两个调节线路之间反相地实现针对额定和实际相差对差动放大器的控制。因此，额定和实际增益之间的幅度差在两个调节线路中会产生差动放大器的一个同相的输出信号，相反，额定相差和实际相差之间的差别会产生一个反相的输出信号。于是，IQ调节器的通过I和Q因子(对应于上述输出信号)的上述控制通过模拟电路被非常简单地实现。例如在I路径中，可以把额定增益和实际相差输送到差动放大器的非倒相输入端，把实际增益和额定相差输送到差动放大器的倒相输入端，而在Q路径中，可以把额定增益和额定相差输送到差动放大器的非倒相输入端，把实际增益和实际相差输送到差动放大器的倒相输入端。
相应的差动放大器可以在每个调节线路中被后接一个PI调节器，其中该PI调节器通常被相同地实施。该调节器显然也可以具有各种其它的调节器特性(譬如PID，I，...)。
通过在相差和增益与I和Q因子之间所产生的非常简单的关系，不仅可以利用简单检测的优点(譬如为检测器采用集成的对数检测器)，而且还可以利用调节过程中的优点(也即采用快速的IQ调节装置)。
所述检测器于是可以是集成的对数检测器，它非常可靠和快速地工作，并且已经预先譬如被温度补偿。
附图说明
对于本发明的进一步说明，参见附图的实施例。分别用示意原理简图：
图1示出了与HF放大器互接的本发明调节器，
图2示出了在IQ调节器的I和Q路径中的子信号的指针图，
a)在工作点和在幅度匹配时，以及
b)在工作点和在要放大的信号的相位匹配时，
图3示出了具有操作放大器的如图1所示的PI调节器的模拟电路实现。
图4示出了现有技术的一种相应装置。
具体实施方式
图1示出了根据图4的放大器结构，但其中通过本发明的调节器2来代替已知的调节器202。只要对于图1是不重要的，已经从图4公知的部件设有相应等同的附图标记，对此不再阐述。
在输入204和调节器2之间，在信号线208中还接入一个前置放大器4用于预放大HF输入信号206。在调节器2和放大器200之间还连接一个预失真器6，其应该补偿放大器200的非线性增益特性曲线8。在测试线222中还接入一个依赖于频率的延迟装置10，用于在信号耦合器218和IC 250之间的群时延补偿Tgd(f)。
调节器2中的IC 250在图1中简要地按其内部结构被示出，据此这里不再详述。如图1所示，IC 250由测试线222和224馈给，以便测定实际的幅度增益226和相差228。
调节器2包括一个被接入到信号线208中的IQ调节装置12，其通过两个信号线14、16被连接到IQ调节器18。IQ调节装置12具有一个被连接至前置放大器4的信号划分器20，其把预放大的HF输入信号206划分到I路径22和Q路径24上。在I路径22中从HF输入信号206导出的子信号26相对于Q路径24中的子信号28被移相-90°。在两个子路径中各设一个乘法器30、32，用于把子信号26、28分别乘以一个I因子34和一个Q因子36。这些因子由IQ调节器18产生，并通过信号线14、16被输送给IQ调节装置12。通过乘法器30、32按数值和幅度进行匹配的HF信号206通过加法器33再次由子信号26、28归并，并被输入给预失真器6。
为了测定I因子34和Q因子36，给IQ调节器提供实际值和额定值，实际值就是实际幅度增益226和实际相差228，额定值就是额定增益234和额定相差236。
图1所示的整个放大器装置与调节器2一起如此被确定规格，使得在没有调节器干预的情况下，也即在HF输入信号206不变地从放大器4循环到预失真器6的情况下，能确保HF输出信号212的实际计划的或理论预期的增益。调节器2因此只用于在小范围内就幅度和相位对HF信号206进行精细校正。由此补偿整个装置的无法估量的非线性或温度漂移。
因此IQ调节器18的工作点(38)被如此调整，使得调节器2或IQ调节装置12在静态时、也即在该工作点时分别被供给标准化值
Figure G071A2352820070518D000061
的相同的I因子34和Q因子36。
图2a示出了IQ调节装置12中的标准化电压的相应图示。在图2a中描绘了通过乘法器30和32加权的子信号。HF信号2 06的I路径22中的子信号26在图2a中通过复数电压指针UI表示。在Q路径24中与之移相90°的子信号28在图2a中通过相对于UI旋转90°的电压箭头UQ表示。电压箭头UI和UQ因此在IQ调节装置12的工作点分别具有长度
Figure G071A2352820070518D000062
所以它们相加成一个长度为1的输出电压矢量UC。该输出电压以HF信号的形式被输送给放大器200。
如果HF输出信号212的幅度太小，也即实际的幅度增益226(实际值)小于额定增益234，那么由IQ调节装置12放大HF输出信号206的幅度。为此两个I和Q因子34、36同相地提高，这在图2a中通过虚线的增加了相同量的箭头UI’和UQ’表示，它们相加成更大的电压值UC’。但输出电压UC’的相位相对于UC不变，也即在45°。
图2b与此相反地示出了如何能通过反相地控制I因子和Q因子34、36来影响HF输出信号212中的相位位置，其方式是，电压指针UC的相位于是在通过放大器200放大之前被改变。在图2b中，I因子34从其值
Figure G071A2352820070518D000071
出发被降低，Q因子36相应地被增大相同的值。因此电压箭头UC’相对于电压UC虽然移相(即旋转)了所需的值，但具有与UC相同的幅度。
图3示出了纯模拟形式的IQ调节器18的内部结构。I路径22和Q路径24这里被相同地构造。两者分别具有一个差动放大器50，其后连接一个没详细阐述的、同样被模拟构造的PI调节器。这里也适用：它可以是各种其它调节器类型(PID，I，P，...)。为了实现图2a所阐明的I因子34和Q因子36的同相控制，在I路径22和Q路径24中把额定增益234和实际幅度增益226都分别同相地输送到差动放大器50的非倒相和倒相输入端。
相反，为了在相位上达到相应的反相，额定相位236和真实的实际相差228分别交叉地被输入到两个路径的相应差动放大器输入端。

Claims (9)

1.用于HF放大器(200)的调节器(2)，具有
IQ调节装置(12)，用于按数值和相位调谐要输送给所述HF放大器(200)的HF信号(206)，
其中所述IQ调节装置(12)具有一个信号划分器(20)，所述信号划分器用于将所述HF信号(206)划分成I路径(22)和Q路径(24)中的两个移相90°的子信号(26，28)，所述IQ调节装置(12)对I路径和Q路径各具有一个乘法器(30，32)，分别用于将所述子信号(26，28)在所述I路径(22)中乘以一个I因子(34)和在所述Q路径(24)中乘以一个Q因子(36)，以及所述IQ调节装置(12)还具有一个加法器(33)，所述加法器用于归并所述子信号(26，28)，
检测器(250)，用于测定在被输入给所述IQ调节装置(12)的HF信号(206)和所述由HF放大器(200)放大的HF信号(212)之间的实际相差(228)和实际增益(226)，
IQ调节器(18)，用于根据所述实际相差(228)和一个额定相差(236)以及所述实际增益(226)和一个额定增益(234)来求出I因子(34)和Q因子(36)，
其中所述IQ调节器(18)具有一个这样的工作点(38)，使得在实际相差(228)和额定相差(236)相同以及实际增益(226)和额定增益(234)相同时，I因子(34)和Q因子(36)是一样大。
2.如权利要求1所述的调节器(2)，其中所述IQ调节器(18)是模拟调节器。
3.如权利要求1所述的调节器(2)，其中所述IQ调节器(18)具有两个平行的、相互去耦的用于I因子(34)和Q因子(36)的调节线路(214，216)。
4.如权利要求3所述的调节器(2)，其中两个调节线路(214，216)具有相同结构。
5.如权利要求3所述的调节器(2)，其中每个调节线路(214，216)具有一个差动放大器(50)，其中针对所述调节线路(214，216)，各差动放大器(50)的两个输入(+，-)就实际增益(226)和额定增益(234)被同相地控制，以及就实际相差(228)和额定相差(236)被反相地控制。
6.如权利要求5所述的调节器(2)，其中所述差动放大器(50)在每个调节线路(214，216)中被后接了一个具有合适特性的调节放大器。
7.如上述权利要求之一所述的调节器(2)，其中所述检测器(250)是集成的对数检测器。
8.如权利要求1所述的调节器(2)，其中，所述调节器(2)用于磁共振断层摄影装置的HF放大器。
9.如权利要求6所述的调节器(2)，其中所述调节放大器是PI调节器(52)。
CN2007101023528A 2006-05-04 2007-04-30 用于高频放大器的调节器 Expired - Fee Related CN101083454B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102006020830.7A DE102006020830B4 (de) 2006-05-04 2006-05-04 Regler für einen Hochfrequenzverstärker
DE102006020830.7 2006-05-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101083454A CN101083454A (zh) 2007-12-05
CN101083454B true CN101083454B (zh) 2010-11-03

Family

ID=38564845

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2007101023528A Expired - Fee Related CN101083454B (zh) 2006-05-04 2007-04-30 用于高频放大器的调节器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7672649B2 (zh)
CN (1) CN101083454B (zh)
DE (1) DE102006020830B4 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107690751A (zh) * 2015-06-16 2018-02-13 瑞典爱立信有限公司 正交相位检测器电路、正交相位校正器、多天线无线电电路、无线电站和方法

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102577101A (zh) * 2009-08-27 2012-07-11 京瓷株式会社 检波装置及使用了它的放大装置、发送装置和通信装置
CN112272777A (zh) * 2018-06-12 2021-01-26 皇家飞利浦有限公司 用于mr中的动态范围压缩的逆分散滤波器

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4695955A (en) * 1983-12-26 1987-09-22 A2F Electronic device providing a universal interface between sensors and an acquisition and processing unit of the signals originating from said sensors
EP0309719A1 (de) * 1987-09-30 1989-04-05 Deutsche Thomson-Brandt GmbH Gerät zur Wiedergabe von Daten
CN1580806A (zh) * 2003-07-31 2005-02-16 西门子公司 磁共振设备的发送装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6075411A (en) * 1997-12-22 2000-06-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Method and apparatus for wideband predistortion linearization
GB2354126B (en) * 1999-09-13 2004-07-21 Wireless Systems Int Ltd Signal processing
US7123890B2 (en) 2003-03-11 2006-10-17 Andrew Corporation Signal sample acquisition techniques

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4695955A (en) * 1983-12-26 1987-09-22 A2F Electronic device providing a universal interface between sensors and an acquisition and processing unit of the signals originating from said sensors
EP0309719A1 (de) * 1987-09-30 1989-04-05 Deutsche Thomson-Brandt GmbH Gerät zur Wiedergabe von Daten
CN1580806A (zh) * 2003-07-31 2005-02-16 西门子公司 磁共振设备的发送装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107690751A (zh) * 2015-06-16 2018-02-13 瑞典爱立信有限公司 正交相位检测器电路、正交相位校正器、多天线无线电电路、无线电站和方法
CN107690751B (zh) * 2015-06-16 2021-01-12 瑞典爱立信有限公司 正交相位检测器电路、正交相位校正器、多天线无线电电路、无线电站和方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN101083454A (zh) 2007-12-05
DE102006020830B4 (de) 2014-02-13
DE102006020830A1 (de) 2007-11-08
US7672649B2 (en) 2010-03-02
US20070259630A1 (en) 2007-11-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7474976B2 (en) Device and method for compensation of magnetic field disruptions in highly homogeneous magnetic fields
KR100736193B1 (ko) Ｄｃ 오프셋을 보상하는 적응형 등화기
JP2008003006A (ja) 信号発生装置、試験装置、及びｐｌｌ回路
CN107656437B (zh) 基于扰动观测器的磁悬浮转子系统不匹配扰动的控制方法
CN101083454B (zh) 用于高频放大器的调节器
CN101079600B (zh) 用于高频放大器的调节器
CN107884099A (zh) 校正装置、校正方法及测量系统
US5237277A (en) Apparatus for indirect measurement and control of a magnetic gradient field in a nuclear magnetic resonance imaging system
KR20180103008A (ko) 고주파 발생기 및 플라즈마 처리 장치
CN110018697A (zh) 实时补偿接收系统增益温度稳定度的控制方法
US4341999A (en) High accuracy phase shift control system
JPH11287856A (ja) 反復法によるａｇｃ依存性チャネル間利得不平衡の補正方法及び装置
US20070107487A1 (en) A calibration system
TWI533645B (zh) 訊號接收裝置與訊號接收方法
US20170192078A1 (en) Closed-Loop Device Calibration Using a Wideband Signal
CN112782440A (zh) 用于确定和/或调整至少两个电信号的相位的方法和系统
JP7495092B2 (ja) 高周波出力装置および高周波出力安定化方法
CN114629560B (zh) 在线直流偏移校准系统及方法
CN110768639A (zh) 一种宽温高精度幅度控制方法
CN100539399C (zh) 用于控制自适应前馈放大器中的回路对准的系统和方法
JP2021037158A (ja) 高周波増幅装置および磁気共鳴イメージング装置
JPH02206436A (ja) 核磁気共鳴診断装置
US8123405B2 (en) Programmable circuit for drift compensation
JPS58151603A (ja) 弁特性補償付き調節計
CN117269869A (zh) 一种磁传感器温度特性测试方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20101103

Termination date: 20200430

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee