CN100539399C - 用于控制自适应前馈放大器中的回路对准的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于前馈放大器的回路对准的快速搜索算法。该算法控制处理器(202)，该处理器根据在消除组合器的输入端和输出端处的功率测量值数字地调整回路对准的增益和相位，以找到最佳设定。“非共线下降”算法用于迭代地搜索误差表面内的最小值。对于回路对准而言，由包括对准设定和相关消除剩余的测量点的集合确定误差表面。对于第一回路对准的情况而言，利用位于输入端处并且在消除(误差)组合器之后的两个功率检测器(214、218)的比值来测量消除剩余。对于第二回路对准而言，利用在放大器输出端处所检测的剩余导频功率估计消除。优选的对准方法利用了三个连续的测量值来估计相对于增益和相位移位器设定的梯度方向。选择接近该梯度方向的实际下降方向，并且其与最近的对准调整不共线。下降方向的量化简化了该实现方案以及对于连续对准设定的非共线性限制的强制。本发明公开了两种不同的步长选择方法，然而可以采用任何标准的步长选择。

Description

用于控制自适应前馈放大器中的回路对准的系统和方法

相关申请信息

本申请要求2004年3月11日提交的临时申请No.60/552405的优先权，该申请全部引入作为参考。

技术领域

本发明涉及功率放大器。尤其涉及自适应前馈功率放大器以及用于控制前馈放大器的方法。

背景技术

RF放大器是用于复制输入端处存在的RF信号的设备，从而产生具有高得多的功率级的输出信号。从输入端到输出端的功率增长称作放大器的“增益”。当该增益在输入信号的动态范围上保持恒定时，该放大器称作“线性的”。放大器在所传递的功率方面的能力有限，这是因为增益和相位变化，特别是高功率时的饱和，使得当输入功率级改变时所有的实际应用的放大器成为非线性的。所生成的畸变功率相对于所传递的信号功率的比值是该放大器非线性度的量度。

在RF通信系统中，放大器最大允许非线性度是由政府机构规定的，例如FCC或者ITU。因为放大器在接近饱和工作时本身是非线性的，所以线性度要求通常成为额定发送功率的限制。一般而言，当接近饱和工作时，由于放大器发送的递增信号功率成比例地小于所生成的递增畸变功率，因此该放大器的线性度快速下降。

常规上用于减少系统输出端处的畸变的各种补偿方法又会增加额定功率传递能力。优选的方法是前馈补偿。在前馈RF功率放大器中，采用误差信号放大器来放大主放大器畸变成分，然后将该成分与主放大器输出异相地组合，从而消除主放大器畸变成分。一般而言，前馈补偿提供了主放大器的功率容量和误差信号放大器的线性度。

放大器的前馈线性化基于平行RF路径的增益和相位的匹配，从而消除载波(输入)信号(回路1)或者消除畸变(回路2)。载波消除通常称作“回路1误差信号”，其为主放大器路径的畸变估计。在回路2内出现畸变消除，并且利用回路1误差信号来消除主放大器的畸变。各个回路中增益和相位的匹配称作“回路对准控制(loopalignment control)”。当回路2的对准是正确的时，输出端处的畸变最小化，从而使得整个前馈系统比单独的主放大器更线性。当回路1的对准是正确的时，通过误差信号放大器(其放大回路1的误差信号)的功率是有限的。在大多数情况下，必须在回路2的误差信号放大器启动前完成回路1对准。这确保了误差信号放大器不会过载(一种会产生不想要的畸变或者设备损坏的情况)。

已经存在许多前馈线性化的现有方法，最早的年代是二十世纪二十年代。在较早的方法中，对准设定是静态的，具有固定的增益和相位设定，针对标称工作条件进行优化。后来，采用了自适应方法，在内部测量回路的失准，并且用于随后的对准调整。自适应前馈控制系统能够为动态改变的参数提供补偿，该参数例如影响放大器性能的温度和DC电源变化。通常，希望具有尽可能快地使前馈放大器控制系统调整到最佳设定，从而使该放大器在小于最佳设定状态下工作的时间量最小化。

自适应前馈控制方法采用了对准控制算法，将对准设定(增益和相位)从任何初始的设定调整到产生最佳测量对准的设定。现有的对准控制算法依赖于“最速下降”或者“坐标下降”算法。最速下降算法沿着2D增益相位空间内的梯度方向调整对准设定。沿着正交方向使对准高频脉动并且测量所测得的失准的变化，由此提供梯度的估计量。坐标下降算法沿着预定正交方向(通常为增益和相位轴)进行两个独立的1维搜索。使该算法高频脉动，以确定沿着各个坐标的哪个方向减少了所测得的失准。这两种方法在实际应用的系统中都具有缺点，其采用了处理功率有限的控制处理器并且希望快速回路对准。因此，在实际应用的自适应前馈系统中还没有实现希望的快速、准确的回路收敛。

因此，目前需要一种用于在前馈放大器系统中进行快速回路对准控制的系统和方法，其能够避免上述的现有技术的局限性。

发明内容

在第一方面中，本发明提供了一种用于快速对准放大器系统的控制回路的方法。该方法包括获得多个现有对准设定，每个设定确定了对准设定空间中的一点，这些设定包括至少三个预先设定，这三个预先设定在对准设定空间中是非共线的。该方法还包括利用非共线的预先调整设定确定调整方向，并且利用该调整方向调整一个或多个控制回路设定。

在用于快速对准放大器系统的控制回路的方法的优选实施例中，对准设定空间包括由可能的增益调整设定、相位调整设定和所检测的对准误差信号值确定的三维空间。调整一个或多个控制回路设定优选包括调整增益设定或者调整相位设定。该放大器系统可以是包括载波消除控制回路和误差信号消除控制回路的前馈放大器。调整一个或多个控制回路设定可以包括调整增益设定或者调整载波消除控制回路的相位设定。该载波消除控制回路还可以包括输入测试耦合器和载波消除测试耦合器，所检测的对准误差信号值可以包括载波消除测试耦合器与输入测试耦合器之间的所检测的载波功率比值。调整一个或多个控制回路设定还可以包括调整增益设定或者调整误差信号消除控制回路的相位设定。该误差信号消除控制回路可以包括误差信号消除测试耦合器，并且所检测的对准误差信号值可以包括在测试耦合器处所检测的误差信号功率。该前馈放大器还可以包括导频信号源，并且所检测的对准误差信号值可以包括所检测的剩余导频信号功率。调整方向在对准设定空间中可以取离散值。

根据另一个方面，本发明提供了一种用于控制具有控制回路的放大器系统的方法，该控制回路包括控制回路输入端、第一信号路径、第二信号路径、控制回路输出端和控制回路误差信号测试耦合器，第一和第二信号路径中的至少一个信号路径包括放大器。该方法包括利用由控制回路误差信号测试耦合器采样的信号来检测控制回路误差信号值，并且利用所检测的误差信号值和两个或多个回路控制参数来确定回路控制设定空间中的一点。该方法还包括确定回路控制设定空间中的一个平面，并且确定回路控制设定空间中的梯度。该方法还包括利用该平面和梯度信息选择回路控制设定空间中的调整方向，并且利用该调整方向调整一个或多个回路控制参数。

在优选实施例中，该用于控制放大器系统的方法还包括采样控制回路输入端处的信号，并且检测控制回路误差信号值包括确定由控制回路误差信号测试耦合器采样的信号与在控制回路输入端处采样的信号的比值。该控制回路还可以包括增益调整器和相位调整器，并且两个或多个回路控制参数可以包括增益和相位调整器设定。回路控制设定的空间可以包括由可能的增益调整器设定、相位调整器设定和回路误差信号值确定的三维空间。确定回路控制设定空间中的平面优选包括获得多个连续的预先设定，每个预先设定确定了回路控制设定空间中的一点，确定是否可获得至少三个非共线的预先设定点，如果可获得，则利用该至少三个非共线的预先设定点确定回路控制设定空间中的一个平面。确定回路控制设定空间中的平面优选还包括根据该至少三个非共线的预先设定点确定该平面的法向矢量。该方法还可以包括确定该平面的斜率，并且确定该斜率是否具有零值，其中只有当该斜率具有非零值时才确定梯度方向。选择回路控制设定空间中的调整方向优选包括选择接近梯度方向并且与最后的两个预先设定点不共线的方向。例如，选择回路控制设定空间中的调整方向可以包括将多个离散方向与梯度方向进行比较，并且选择最接近的非共线方向。利用该调整方向调整一个或多个回路控制参数还可以包括利用步长来调整一个或多个回路控制参数，并且通过将该步长与边界步长值进行比较来改变该步长。可选的是，该步长可以根据所检测的控制回路误差信号值改变。

根据另一个方面，本发明提供了一种前馈放大器系统，其包括用于接收RF输入信号的输入端和与该输入端耦合的第一控制回路。该第一控制回路包括主放大器、主放大器采样耦合器、延迟元件和消除组合器。第二控制回路与第一控制回路耦合，并且包括第一信号路径、包括误差信号放大器的第二信号路径以及使第一和第二信号路径耦合的误差信号耦合器。输出端耦合到该误差信号耦合器。该前馈放大器系统还包括控制系统，其与采用可调回路控制设定的第一和第二控制回路中的至少一个耦合，并且对其进行控制。该控制系统包括利用非共线下降算法编程的处理器，该算法选择与多个最近的预先设定非共线的控制设定调整方向。

在前馈放大器系统的优选实施例中，该第一控制回路还包括增益调整器和相位调整器。该控制系统与增益调整器和相位调整器耦合，并且可调回路控制设定包括回路1增益调整器设定和回路1相位调整器设定。该第二控制回路还可以包括增益调整器和相位调整器。该控制系统与回路2增益调整器和相位调整器耦合，并且可调回路控制设定包括回路2增益调整器设定和回路2相位调整器设定。该第一控制回路还可以包括输入测试耦合器，耦合该耦合器以采样输入信号，该耦合器向处理器提供采样输入信号，还包括回路1测试耦合器，耦合该耦合器以采样载波消除组合器的输出，该耦合器向处理器提供采样回路1测试信号。该算法优选采用采样回路1测试信号与采样输入信号的比值，以调整增益和相位设定。该前馈放大器还可以包括导频信号源，并且第二控制回路还可以包括用于采样回路2输出的回路2测试耦合器。该前馈放大器还可以包括与回路2测试耦合器耦合的导频信号检测器，并且其向处理器提供所检测的剩余导频功率信号，该算法可以采用所检测的剩余导频功率信号来调整增益和相位设定。该非共线下降算法优选使用至少三个连续的预先设定，来估计用于调整控制设定的梯度方向。该非共线下降算法优选选择接近梯度方向并且与最近的对准调整设定非共线的调整方向。例如，该非共线下降算法可以通过比较量化下降方向与梯度方向来选择调整方向。

根据另一个方面，本发明提供了用于对准放大器系统控制回路的自适应控制器。该自适应控制器包括用于接收对应于放大器系统控制回路的对准误差信号的一个或多个测试信号的一个或多个输入端。该自适应控制器还包括与该一个或多个输入端耦合并且具有一个或多个控制输出端的处理器。利用算法对该处理器编程，以向控制输出端提供回路调整设定，从而控制放大器系统的回路。该算法检索多个最近的预先设定，并且选择与该多个最近的预先设定非共线的控制设定调整方向。

在用于对准放大器系统的控制回路的自适应控制器的优选实施例中，该算法检索至少三个连续的最近的预先设定。该算法优选在设定空间中确定一个平面和一个梯度方向，并且利用该平面和该梯度方向确定非共线调整方向。该设定空间可以包括由可能的增益调整设定、相位调整设定和对准误差信号值确定的三维空间。用于接收测试信号的一个或多个输入端可以接收包括导频信号的采样输出信号。该自适应控制器可以包括与测试信号输入端耦合并且向处理器提供所检测的剩余导频功率信号的导频信号检测器，并且该算法采用所检测的剩余导频功率信号来控制该放大器系统的回路。

在以下的详细说明中陈述本发明的其它特征和优点。

附图说明

图1是根据本发明优选实施例的前馈功率放大器的示意结构图。

图2是根据本发明优选实施例的回路控制系统的示意结构图。

图3是根据本发明优选实施例的回路对准控制算法的流程图。

图4是根据本发明优选实施例的梯度估计处理流程的流程图。

图5是根据本发明优选实施例的用于选择非共线下降方向的处理流程的流程图。

图6是根据本发明的对准和步长更新处理流程的第一实施例的流程图。

图7是根据本发明的对准和步长更新处理流程的第二实施例的流程图。

图8是根据本发明优选实施例的用于使回路对准搜索初始化的处理流程的流程图。

具体实施方式

图1和图2表示了根据本发明优选实施例的前馈补偿功率放大器(PA)的结构图。图1表示了基本的前馈放大器，图2表示了控制系统。

如图1所示，该前馈放大器具有采用两个控制回路的常规结构。回路1包括信号输入端103、采样耦合器106、增益调整器108、相位调整器109、导频信号输入耦合器112、主放大器115、主采样耦合器118、输入测试耦合器130、延迟器133、消除组合器136和回路1(或者载波消除)测试耦合器139。回路2包括主采样耦合器118、主路径延迟器121、误差信号耦合器124、载波消除组合器136、回路2增益调整器141、回路2相位调整器142、误差信号放大器145、回路2(或者载波消除)测试耦合器148和输出端127。

如图2所示，该控制系统可以包括处理器202，其编程为采用以下详细描述的自适应控制器算法实施回路控制处理。回路1对准包括调整增益和相位移位器控制设定(由α₁和φ₁表示)从而使在图1中的“回路1测试”处所检测的功率最小化。该处理器还可以(可选地)接收对应于所检测的输入功率的输入测试数据，并且使在回路1测试处所检测的功率与所检测的输入功率的比值最小化。回路2对准包括调整增益和相位移位器控制设定(由α₂和φ₂表示)从而使在图1中的“回路2测试”处所检测的功率最小化。该功率可以(可选地)对应于剩余(未消除的)导频信号。

更具体地讲，如图2所示，处理器202从(可选的)输入测试耦合器130经由功率检测器214和A/D转换器212接收输入测试数据x(t)，并且从回路1测试耦合器139经由功率检测器218和A/D转换器216接收回路1测试数据ε(t)。(可选的)导频信号发生器220生成导频信号，将该信号提供给导频信号输入耦合器112(图1中表示)。导频信号接收器222检测来自回路2测试耦合器148(图1中表示)的任何未消除的控制信号z(t)，并且向处理器202提供所检测的数字形式的导频信号。该处理器202生成对准设定序列，以减少消除剩余(下面定义)。数字-模拟转换器204、206、208、210将回路1和回路2数字增益调整和相位调整控制信号转变为模拟信号α₁、φ₁、α₂、φ₂，将它们提供到增益和相位调整器108、109、141和142(如图1所示)。将调整器设定以及相关的回路误差信号值存储在与处理器202相关的适当存储器224中，从而允许下面讨论的回路控制算法使用多个连续的设定。

用于第一回路对准控制的算法优选使第一测试回路处的标准误差信号功率最小化。该最小化能够具有多种形式，这取决于用于测量输入和误差信号功率的检测器的类型。如果使用RMS(均方根)检测器，并且随时间平均输入和误差信号测量值，则标准平方误差为

$P_k=\frac{L\left\{{\left|\mathrm{\ϵ}\right|}^2\right\}}{L\left\{{\left|x\right|}^2\right\}}$      等式1

其中L{}表示线性算符，例如平均或过滤；脚标k表示时间。如果使用对数检测器，并且随时间平均输入和功率测量值，则标准平方误差为

10log₁₀{P_k}＝L{|ε|²}-L{|x|²}   等式2。

前一标准化是算术平均的比值。后一标准化在从对数-线性转换之后为几何平均的比值。下面描述的算法能够用于任意类型的误差函数。

所测量的标准平方误差是时间k时的对准设定的函数：

P_k＝P(α_k，φ_k)   等式3

可能的对准设定的集合形成了误差表面。对准控制算法的任务是将对准从任意初始的设定调整到产生最小标准平方误差的设定。

上面，假设了将所检测的误差用于对准第一回路。第二回路对准类似于第一回路，不同之处在于优选使用导频信号。将导频信号注入耦合器112(如图1所示)。对于导频信号是固定振幅的音调时的情况而言，不需要等式1中描述的标准功率。将输出耦合器148处所检测的剩余导频直接用作消除剩余的估计值。过滤优选用于将导频信号与载波(输入)信号分离。可以采用各种导频信号发生和检测电路。例如，在2004年1月21日提交的美国专利申请No.10/761788以及2004年5月5日提交的美国专利申请No.10/838985中披露了导频信号发生和检测电路，后一申请要求保护2003年5月7日提交的临时申请No.60/468444的权利，将它们全部引入作为参考。因此，下面描述的技术申请可以用于利用本领域技术人员显而易见的适当的测得误差功率来对准第一回路或者第二回路，或者对准这两个回路。因此下文中，术语“消除剩余”是指以上等式1中为回路1控制限定的Pk或者为回路2控制限定的所检测导频信号功率。然而，根据控制回路和放大器系统的特殊性，也可以使用其它形式的被检测的回路对准误差信号。

在描述本发明的算法之前，首先将描述现有搜索算法的详细情况，从而介绍一般的背景术语和搜索算法概念。如上所述，现有的搜索方法依赖于“最速下降”或者“坐标下降”算法。该最速下降算法沿着2D增益-相位空间内的梯度方向调整对准设定。沿着正交方向使对准高频脉动并且测量P_k的变化提供了梯度的估计值。坐标下降算法沿着预定的正交方向(通常是增益和相位轴)进行两个独立的1D搜索。使对准高频脉动，从而确定沿着各个坐标的哪个方向减少了P_k。

最速下降算法是应用数学领域众所周知的，并且已经详尽地研究了其收敛特性。在将最速下降算法直接用于回路对准的过程中，该算法生成了对准设定序列(α_kφ_k)，其理论上生成连续变小的标准平方误差值。利用方向导数，递归地将该序列限定为

(α_k+1，φ_k+1)＝(α_k，φ_k)+(Δα_k，Δφ_k)    等式4

其中

$(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\α}}_k,\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_k)=(-{\mathrm{\β}}_k\frac{\∂P_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k},-{\mathrm{\β}}_k\frac{\∂P_k}{\∂{\mathrm{\φ}}_k})$    等式5

并且β_k是称作“折扣系数”的正标量项。当

$\frac{\∂P_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}=\frac{\∂P_k}{\∂{\mathrm{\φ}}_k}=0$    等式6

时该序列视为收敛的。

对准更新等式5的可选限定分别使用了由s_k和θ_grad表示的步长和梯度方向：

(Δα_k，Δφ_k)＝(-s_kcosθ_grad，-s_ksinθ_grad)   等式7

其中

$\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{grad}}=\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}\·{\{{\left[\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}\right]}^2+{\left[\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}\right]}^2\}}^{-0.5}$    等式8

$\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{grad}}=\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\φ}}_k}\·{\{{\left[\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}\right]}^2+{\left[\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}\right]}^2\}}^{-0.5}$    等式9

和

$s_k={\mathrm{\β}}_k\·{\{{\left[\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}\right]}^2+{\left[\frac{{\∂P}_k}{\∂{\mathrm{\α}}_k}\right]}^2\}}^{0.5}$    等式10。

显而易见的是，即使当β_k为恒定的，希望的步长s_k也作为梯度绝对值的函数随时间变化。

步长的选择对于最速下降算法而言是一个重要的实际问题。低估s_k允许该序列收敛，但是增加了达到最小值的迭代次数，因此增加了时间。高估步长造成该序列超过了最小值，从而导致了围绕最小值的极限循环。选择s_k(或者β_k)以平衡收敛速度和定态误差是一个永久的问题。

通常利用两个方向导数来计算该梯度，每个方向导数遵循一条坐标轴。因为使用了功率检测器，所以不可以通过单独的测量获得导数信息。由两个测量值的差来近似每个导数，将这两个测量值的对准沿着特定方向移动。例如，与相位相关的方向导数近似为

$\frac{\∂P}{\∂\mathrm{\φ}}\≈\frac{P(\mathrm{\α},\mathrm{\φ}+\mathrm{\Δ\φ})-P(\mathrm{\α},\mathrm{\φ})}{\mathrm{\Δ\φ}}$    等式11

其中Δφ为相位导数步长。按照类似的方式计算振幅的方向导数。用于估计导数的步长不必与用于改进对准的步长耦合(参见等式7)。为了区分这两种步长，将前一种称作“导数步长”，而后一种仍沿用术语“步长”。

等式10限定的希望的步长与梯度的大小成正比；希望的对准调整方向为梯度方向。对于碗形误差表面而言，该梯度随着搜索朝希望的对准设定收敛而朝零减少。由于与测量梯度相关的困难，一些已知的方法使用了其它的随着搜索收敛选择方向和减少步长的方法。

坐标下降方法将对准调整方向限制为0、π/2、π或3π/4弧度。这些方向分别对应于增益设定的提高、相位设定的提高、增益设定的降低或者相位设定的降低。

一种方法是选择固定的步长并且沿着选定的方向移动，从而在需要的情况下进行调整。如果正确地选择了方向(在梯度方向的π/2弧度内)，则小步进会改进对准，如P_k的降低所示。尽管进行了适当的方向选择，但过大的步长会提高P_k，这是因为很大程度地超过了最小值。因此，可以使用P_k的变化来确定步长和方向是否适当。如果迭代序列经历了P_k的缓慢单调递减，则方向是正确的，但步长过小。如果尽管方向发生大变化(π弧度)P_k仍增大，那么该步长过大。

根据步长选择算法，在搜索较小P_k时，每次方向反转π弧度(称为步长的“符号变化”)时，步长减小了标量倍数。如果在沿着给定方向的N次步进之后P_k降低了，则步长提高了标量倍数。这种步长选择方法称作“符号反转方法”。

步进的幅度也能够按照P_k的函数改变，其随着对准搜索的收敛而降低。该方法称作“直接功率映射”，这是因为其将步长映射到标准平方误差P_k。

现有的最速下降算法实现方案的三个关键问题是梯度的估计、平方根的计算和步长的选择。

显而易见的是，与使标准平方误差P_k最小化所进行的对准调整相比，用于估计梯度的对准调整次数更多。也就是说，对于回路对准设定的调整顺序存在矛盾的要求。一方面，希望减少标准平方误差的对准调整，如等式4所述；另一方面，搜索必须偏离最佳路径以获得可靠的导数估计(参见等式11)。附加的对准变化降低了收敛的速度。

当利用微处理器来控制对准时，可用的计算功能小。由于平方根和除法操作，使得利用等式8和等式9的梯度方向估计对于微处理器而言具有挑战性。

由于梯度估计的不确定性，使得等式10中的步长选择困难。因此，导数估计的精确度对于搜索算法的稳定性具有显著的影响。由于不足的步长会导致导数估计会受到噪声、PA畸变和检测器量化的严重恶化，所以导数步长的选择变得尤为重要。过量的导数步长会跨过最小值、低估梯度，从而使收敛变慢。坐标下降方法与最速下降具有类似的缺点。取代梯度，必须计算方向导数。

由于导数的差分近似的固有不精确性，将步长从梯度估计中去耦很重要。将步长选择建立在直接功率映射或者符号反转的基础上减少了梯度估计不精确性的影响。功率映射方法非常适于梯度方法；然而，必须通过实验获得该映射。

将“功率-步长”映射与坐标下降组合起来不太有效，这是因为对于每个坐标方向而言，理想的步长是不同的。与梯度方向步长相比，理想的坐标步长以系数cos(θ_c-θ_grad)变小，其中θ_c是坐标方向。也就是说，即使Pk大于最小值，理想的步长也可以为零(当|θ_c-θ_grad|＝π/2)。一般而言，如果对于一个(或两个)坐标方向而言步长过大，会导致许多不正确的步进，从而使收敛变慢。

进行步长选择的符号反转方法对于最速下降和坐标下降方法而言都很有效。然而，其需要更多的时间以达到最小值，这是因为该方法在设定到希望的值之前容易进入最佳对准设定附近的衰减极限循环中。也就是说，在达到最小值之前，搜索重复地超过最佳设定，并且使方向反向。

本发明提供了一种改进的自适应前馈回路控制搜索算法。本发明的方法相对于现有技术的对准系统的优点包括降低的收敛时间、简化的实现方案并且以及获得提高的稳定性。

本发明的算法利用过去的对准设定(称作对准设定空间中的“点”，其包括由可能的增益调整设定、相位调整设定和所检测的回路对准误差信号值限定的三维空间)来计算梯度方向，从而不需要对于进行导数估计的独立对准调整。因此，提高了收敛速度。一般而言，该算法不会将梯度用作下降方向。取而代之的是，其选择允许根据过去的对准设定可靠估计当前梯度的“非共线”下降轨迹。选择该非共线下降，使其平均起来接近梯度下降(后面讨论)。

优选为了用于微处理器而简化该实现方案。对于梯度估计的要求是三个点是非共线的。通过量化允许的下降方向使得实施非共线点更容易，从而形成了有限集合。从该集合中选出的下降方向是最接近与两个最近的点不共线的梯度方向的方向。可以在没有等式8和等式9所示的平方根和除法操作的情况下实现从有限集合中选择下降方向。

为了提高稳定性，对准步长不是梯度测量值的直接函数。公开了步长选择的两个实施例。在第一实施例中，为了便于微处理器实现方案，量化步长。将当前的步长与根据梯度估计获得的范围进行比较。将步长提高或降低到邻近的量化值，从而使步长朝希望的范围移动。步长的这种逐渐调整使得迭代序列对于导数估计的误差更不敏感。在第二实施例中，将步长映射到消除剩余。因为非共线下降轨迹接近梯度下降，所以相对于坐标下降实现方案减少了步长映射。

接着，将描述本发明的回路控制搜索算法的特定实现方式。图3中表示了该算法的基本处理流程的优选实施例。首先使该系统初始化(303)。(下述图8中表示了一种优选初始化处理流程。)迭代处理从测量消除剩余P_k开始(306)。生成由p_k表示的点，其为包括增益和相位设定(分别由α_k和φ_k表示)以及消除剩余Pk的三元组：

p_k＝(α_k，φ_k，P_k)

                  等式12。

存储该点以备后用(309)。根据过去的点来计算平面近似和梯度方向(312)。确定非共线下降方向(315)。调整对准和步长(318)。接着该迭代处理进行下一消除剩余测量(306)。

以下更详细地描述与303、312、315和318相关的方块。

梯度估计

梯度估计将局部误差表面近似为平面。由n_plane表示的表面矢量法线限定了该平面。利用三个点形成两个矢量的叉积：

n_plans＝(n_α，n_φ，n_p)＝(p_k-p_k-1)×(p_k-p_k-2)   等式13

其中p_k、p_k-1和p_k-2是作为该迭代处理一部分生成的三个最近的点。随着搜索处理的进行，计算新的平面，并且最近的平面近似为当前的点p_k处的误差表面的切面。

对于给定的迭代法而言，平面近似模仿了消除剩余的变化与对准设定的调整之间的关系：即，

n_αΔα_k+n_φΔφ_k＝-n_pΔP_k   等式14

其中(Δα_k，Δφ_k)为对准设定的变化，ΔP_k为由此引起的消除剩余的变化。该梯度方向为

$\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{grad}}\left(k\right)=\frac{n_{\mathrm{\α}}}{\sqrt{{n_{\mathrm{\α}}}^2+{n_{\mathrm{\φ}}}^2}}$    等式15

$\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{grad}}\left(k\right)=\frac{n_{\mathrm{\φ}}}{\sqrt{{n_{\mathrm{\α}}}^2+{n_{\mathrm{\φ}}}^2}}$    等式16。

在不考虑共线性的情况下，增益和相位移位器的优选调整为

${(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\α}}_k,\mathrm{\Δ}{\mathrm{\φ}}_k)}_{\mathrm{pref}}=s_k\·\frac{(n_{\mathrm{\α}},n_{\mathrm{\φ}})}{\sqrt{{n_{\mathrm{\α}}}^2+{n_{\mathrm{\φ}}}^2}}$    等式17

其中s_k为步长。

根据等式17可见，当

(n_α ²+n_φ ²)＝0   等式18

时该梯度未确定。

因为三点平面是正割的，而不是切面，所以可以在三个点中没有任何一个点到达最佳对准设定的情况下跨过最小值。以下，根据等式18是否成立来使用分开的处理算法。

图4表示了梯度估计的处理顺序。检查过去的点以确定是否可获得三个非共线点(403)。所述的算法保证了如果可获得三个连续的点，则它们为非共线的(如下所述)。然而，如果修改该算法以允许非共线下降，则必须测试附加的(更旧的)点来形成非共线三角。后面在等式21中限定了非共线性所需的测试。

如果可获得三个非共线点，则检索该点(406)，并且计算法向矢量(409)。如果该平面的斜率是零，使得等式18成立，则将该梯度标记为未确定的(415)。如果不为零，则计算该梯度(421)。存储该梯度和法向矢量，以备后面的子程序使用(418)。

如果三个非共线点是无效的(例如在该搜索程序启动时)，则仅检索最近的点(424)。检索在初始化阶段(303)确定的目标对准(427)。由(α_T，φ_T)表示的目标对准是对于最终的对准设定的最佳推测。其不必为精确的；其设计为在启动过程中使该算法稳定。计算梯度方向(430)，作为从目标对准设定到当前对准的方向：

$\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{grad}}=\frac{({\mathrm{\α}}_T-{\mathrm{\α}}_k)}{\sqrt{{({\mathrm{\α}}_T-{\mathrm{\α}}_k)}^2+{({\mathrm{\φ}}_T-{\mathrm{\φ}}_k)}^2}}$    等式19

$\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{grad}}=\frac{({\mathrm{\φ}}_T-{\mathrm{\φ}}_k)}{\sqrt{{({\mathrm{\α}}_T-{\mathrm{\α}}_k)}^2+{({\mathrm{\φ}}_T-{\mathrm{\φ}}_k)}^2}}$    等式20。

存储该梯度以备后面的子程序使用(418)；将法向矢量设定为(n_α，n_φ，n_p)＝(cosθ_grad，sinθ_grad，0)。

非共线下降方向

如果确定了该梯度(即，等式18不成立)，则按照以下的讨论选择该非共线下降方向。当等式18成立时，优选使用保持收敛和非共线下降的可选方法(参见后面的等式26)。

下降方向必须与最近的对准调整非共线，以确保梯度估计是可靠的。如果三个点为共线的，则该法向矢量的第三个元np为零。非共线性的测试为

|n_P|>γ·|d_P|   等式21

其中γ>0并且

d_p＝(α₂-α₁)·(α₃-α₁)+(φ₂-φ₁)·(φ₃-φ₁)   等式22。

注意，arctan(n_p/d_p)等于顶点为该三个点的三角形内的三个角之一。γ的推荐值为tan(π/4)。该优选方法限制了下降方向，以强制服从等式21，同时试图尽可能近地遵循该梯度。

为了提高计算效率，希望将允许的下降方向量化为小集合。该对准调整成为

(Δα_k，Δφ_k)＝(-s_k cosθ_nc(k)，-s_ksinθ_nc(k))   等式23

其中

θ_nc(k)＝m_k·Δθ   等式24

并且m_k为整数。例如，如果允许八个下降方向，则Δθ＝π/4弧度。

图5表示了非共线下降方向θ_nc的选择。检索该梯度方向(503)，并且对其进行检查以判断其是否确定(506)。如果该梯度未确定(506)，则非共线下降也是未确定的(533)。存储该非共线下降以备后用(524)。

如果确定了该梯度，则将矢量(n_α，n_φ)投影到每个允许的下降方向上(509)；找到最大的内积(512)并且将其选为候选的下降方向(515)。如果该候选的下降方向与前面的对准调整不共线(518)，则该候选方向成为非共线下降(521)。存储该非共线下降方向以备后用(524)。

如果该候选下降方向与前面的对准调整共线(518)，则找到了第二最大的内积(527)。其成为非共线下降方向(530)，并且对其进行存储以备后用(524)。注意，如果最后的步进处于给定方向上，则在当前的步进中不允许该方向及其反方向。因此，由|arctan(n_p/d_p)|确定的该角度会大于π/4弧度，并且小于3π/4弧度。

还注意，因为梯度矢量不必由[n_α ²+n_φ ²]^0.5标准化，以便选择非共线下降方向，所以减少了该微处理器的计算负担。

对准和步长更新

对准设定的更新如下：

(α_k+1，φ_k+1)＝(α_k，φ_k)+β_k·(Δα_k，Δφ_k)   等式25

其中(Δα_k，Δφ_k)为迭代k的对准调整，β_k为折扣系数(0<β_k<＝1)。

以下，描述对准和步长更新的两个实施例。

第一实施例

图6表示了对准和步长更新处理的第一实施例。在第一实施例中，存在三种计算对准调整的方法。为了选择正确的方法，该处理测试下降方向是否未确定以及该下降方向是否已经从其最近的值反向。检索两个最近的非共线下降方向(603)。如果最近的非共线下降θ_nc(k)为未确定的，则按照以下等式计算对准调整(645)：

$(\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&alpha;}}_k,\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_k)=\frac{({\mathrm{\&alpha;}}_{k-2},{\mathrm{\&phi;}}_{k-2})-({\mathrm{\&alpha;}}_k,{\mathrm{\&phi;}}_k)}{2}$    等式26。

利用等式25更新对准(648)，并且折扣系数设定为单位值(β_k＝1)。利用等式26减少了由三个点确定的三角形的尺寸，同时确保了接下来的三个点为非共线的。因此，迭代序列在达到最小值之前不会停止。对于下一次迭代而言，减少了步长(651)：

$s_{k+1}=\frac{s_k}{2}$    等式27。

存储新的步长以备下一次迭代使用(630)。

如果最近的非共线下降θ_nc(k)为确定的(606)，则应用第二测试以确定下降方向是否反转(609)。当前一对准调整超过最佳对准设定时出现方向反转。该条件表示如下：

cos[θ_nc(k)-θ_nc(k-1)]<0   等式28。

其中θ_nc(k-1)为前一下降方向。如果等式28成立(609)，则利用等式23计算对准调整。利用等式25更新该对准(642)，并且将折扣系数设定为0.7(β_k＝0.7)。对于下一次迭代而言，减少了步长(636)：

$s_{k+1}=\frac{s_k}{\sqrt{2}}$    等式29。

存储该新的步长以备下一次迭代使用(630)。

如果下降方向为确定的(606)并且等式28不成立(609)，则利用等式23进行对准调整(612)。利用等式25更新对准(615)，并且将折扣系数设为单位值(β_k＝1)。下面描述步长调整。

根据等式14中的平面近似来计算下一次迭代的步长。因为ΔP理论上将当前的P_k减少到最小值，所以结果为

   等式30

其中P_k，min为标准平方误差的目标最小值。利用等式17和等式30，该近似步长为

   等式31。

然而令人遗憾的是，当平面(n_α ²+n_φ ²)的斜率小时，等式31中的步长不稳定。此外，不能精确获知最小值P_k，min(尽管能够随着迭代的进行估计该最小值)。

为了限制目标最小值和误差表面形状的不确定性的影响，优选使步长选择从当前的平面估计中去耦。这是通过限制迭代之间的步长变化实现的。当前一调整(Δα_k，Δφ_k)处于允许的范围之外时，提高或降低步长。按照以下等式计算范围参数(618)：

A＝n_αΔα_k+n_φΔφ_k   等式32

   等式33。

如果A>1.5B，则当前的步长超过上边界(621)。减少步长(636)：

$s_{k+1}=\frac{s_k}{\sqrt{2}}$    等式34。

如果A<0.25B，则当前的步长低于下边界(624)。提高步长(633)：

$s_{k+1}=\sqrt{2}\&CenterDot;s_k$    等式35。

如果两次边界测试(621或者624)都不是有效的，则步长保持相同(627)。存储新的步长以备下次迭代使用(630)。

如果确定了最近的非共线方向θ_nc(k)为确定的，但是前一下降方向θ_nc(k-1)未确定，则处理按照测试609失败进行。

在对准和步长更新的第一实施例中，量化该步长。因此，不必计算步长更新。能够按照需要增加或减少查找表的索引。

注意，上和下边界(A>1.5B和A<0.25B)适于RMS检测器或者转变为RMS电压的对数检测器输出。等式31中的平面近似容易低估用于与RMS检测器相关的碗形误差表面的最佳步长。相反，平面近似会高估用于与对数检测器(未转变为RMS)相关的漏斗形误差表面的步长。在后一种情况中，需要不同的上和下边界。优选的是，步长的最小值和最大值应为特定的并且强制的。

第二实施例

图7表示了对准和步长更新的第二实施例。主要差别在于其根据消除剩余来选择步长：即，

s_k＝f{P_k}   等式36

其中f{}为特定的函数。

在第二实施例中，检索最近的非共线下降方向值和测量值P_k(703)。测试下降方向(706)。如果该方向未确定，则使用由等式26确定的对准调整(718)。利用等式25更新对准(721)，并且折扣系数设为单位值(β_k＝1)。

如果下降方向确定了(706)，则利用等式36中的映射计算步长(709)。对准调整基于等式23(712)。利用等式25更新对准(715)，并且折扣系数设为0.7(β_k＝0.7)。尽管能够通过实验获得等式36中的映射，但能够看出等式31为步长映射的潜在消除剩余。

剩余映射假设下降方向等于梯度方向，这仅仅在平均的情况下是成立的。对于非共线下降而言，步长尺寸的误差为系数cos(θ_nc-θ_grad)，其中θ_nc是非共线下降方向。对于8方向量化而言，非共线下降与梯度之间的最差情况差为π/4弧度。因此，步长的最大误差的系数为1.4。通过赋予β_k＝0.7的折扣系数，能够容易地处理这个问题。

搜索的初始化

图8表示了初始化处理流程。校正检测器(803)，并且加载对准设定(806)、目标对准设定(809)和步长(812)的初始值。以下描述校正和目标对准的具体情况。

优选的是，对于第一回路对准而言，匹配或者校正误差和输入检测器，使得功率测量值的比值为消除剩余的估计。例如，可以假设利用对数检测器获得输入和误差功率测量值。在校正过程中，关闭主放大器。因为不存在消除，所以两个功率检测器应当具有相同的值；利用校正项去除任何差值。通过在一组输入功率级时重复这些测量，可以计算dB/DAC LSB(最低有效位)比例因子。假设将消除测量值从dB转变为产生碗形误差表面的线性项。

当开始对准搜索时，仅一个点p_k可用。因此，不能够利用三点方法计算该梯度方向。选择目标对准设定(最小值位置的最佳猜测)，从而可以规定梯度方向。

对于步长更新的第一实施例而言，必须规定初始步长。步长的初始选择基于初始标准化平方误差，而不同于步长更新的第二实施例。对于第一实施例而言，所需的初始步长精度是合适的，这是因为步长将适应补偿。

已经结合目前的优选实施例描述了本发明，然而，本领域技术人员可以理解，可以进行各种修改，同时保持在本发明范围内，这些修改过多难以一一描述。因此，以上的具体实施方式应视为仅仅是说明性的，实际上不是限定性的。

Claims (31)

1.一种用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，包括：

获得多个预先的对准设定，每个预先的对准设定确定了对准设定空间中的一点，所述多个预先的对准设定包括至少三个预先设定，这三个预先设定在所述对准设定空间中是非共线的；

利用所述非共线的预先设定确定调整方向；并且

利用所述调整方向为所述控制回路调整一个或多个对准设定。

2.根据权利要求1所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中所述对准设定空间包括由增益调整设定、相位调整设定和测得的对准误差信号值确定的三维空间。

3.根据权利要求2所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中为所述控制回路调整一个或多个对准设定包括调整增益设定或者调整相位设定。

4.根据权利要求2所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中所述放大器系统是包括载波消除控制回路和误差信号消除控制回路的前馈放大器，并且其中调整一个或多个控制回路设定包括调整增益设定或者调整载波消除控制回路的相位设定。

5.根据权利要求4所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中该载波消除控制回路包括输入测试耦合器和载波消除测试耦合器，并且其中测得的对准误差信号值包括载波消除测试耦合器与输入测试耦合器之间的测得载波功率的比值。

6.根据权利要求2所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中所述放大器系统是包括载波消除控制回路和误差信号消除控制回路的前馈放大器，并且其中调整一个或多个控制回路设定包括调整增益设定或者调整误差信号消除控制回路的相位设定。

7.根据权利要求6所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中该误差信号消除控制回路包括误差信号消除测试耦合器，并且其中测得的对准误差信号值包括在测试耦合器处测得的误差信号功率。

8.根据权利要求7所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中该前馈放大器还包括导频信号源，并且其中测得的对准误差信号值包括测得的剩余导频信号功率。

9.根据权利要求2所述的用于快速对准放大器系统的控制回路的方法，其中所述调整方向采取在对准设定空间中的离散值。

10.一种用于控制放大器系统的方法，其中该放大器系统包括：

用于接收RF输入信号的输入端；

与该输入端耦合的第一控制回路，该第一控制回路包括主放大器、主放大器采样耦合器、延迟元件和消除组合器；

与第一控制回路耦合的第二控制回路，并且其包括第一信号路径、包括误差信号放大器的第二信号路径以及使第一和第二信号路径耦合的误差信号耦合器；

与该误差信号耦合器耦合的输出端；以及

控制系统，其与第一和第二控制回路中的至少一个耦合，并且通过采用可调回路控制设定来对其进行控制，所述控制系统包括利用非共线下降算法编程的处理器，该利用非共线下降算法编程的处理器选择一个控制设定调整方向，该控制设定调整方向与多个最近的预先设定不共线，

其中所述第一控制回路还包括增益调整器和相位调整器，其中所述控制系统与所述增益调整器和相位调整器耦合，并且其中所述可调回路控制设定包括第一回路增益调整器设定和第一回路相位调整器设定，

其中所述第二控制回路还包括增益调整器和相位调整器，其中所述控制系统与所述增益调整器和相位调整器耦合，并且其中所述可调回路控制设定包括第二回路增益调整器设定和的第二回路相位调整器设定，

所述第一控制回路还包括输入测试耦合器，耦合该耦合器以采样输入信号，该耦合器向所述处理器提供采样输入信号，还包括第一回路测试耦合器，耦合该耦合器以采样载波消除组合器的输出，该耦合器向所述处理器提供采样第一回路测试信号，并且其中所述处理器采用采样第一回路测试信号与采样输入信号的比值，以调整所述增益和相位设定，

所述方法包括：

利用由控制回路误差信号测试耦合器采样的信号来检测控制回路误差信号值；

利用该测得的误差信号值和两个或多个回路控制参数来确定回路控制设定空间中的一点；

确定回路控制设定空间中的一个平面；

确定回路控制设定空间中的梯度；

利用该平面和梯度信息选择回路控制设定空间中的调整方向；并且

利用该调整方向调整一个或多个回路控制参数。

11.根据权利要求10所述的用于控制放大器系统的方法，还包括采样控制回路输入端处的信号，并且其中所述检测控制回路误差信号值包括确定由控制回路误差信号测试耦合器采样的信号与在控制回路输入端处采样的信号的比值。

12.根据权利要求10所述的用于控制放大器系统的方法，其中所述控制回路还包括增益调整器和相位调整器，并且其中所述两个或多个回路控制参数包括增益和相位调整器设定。

13.根据权利要求12所述的用于控制放大器系统的方法，其中所述回路控制设定的空间包括由增益调整器设定、相位调整器设定和回路误差信号值确定的三维空间。

14.根据权利要求10所述的用于控制放大器系统的方法，其中所述确定回路控制设定空间中的平面包括获得多个连续的预先设定，每个预先设定确定了回路控制设定空间中的一点，确定至少三个非共线的预先设定点是否有效，如果是有效的，则利用该至少三个非共线的预先设定点确定回路控制设定空间中的一个平面。

15.根据权利要求14所述的用于控制放大器系统的方法，其中所述确定回路控制设定空间中的平面还包括根据该至少三个非共线的预先设定点确定该平面的法向矢量。

16.根据权利要求15所述的用于控制放大器系统的方法，还包括确定该平面的斜率，并且确定该斜率是否为零，并且其中只有当该斜率具有非零值时才确定梯度方向。

17.根据权利要求10所述的用于控制放大器系统的方法，其中选定回路控制设定空间中的调整方向包括选择接近梯度方向并且与最后的两个预先设定点不共线的方向。

18.根据权利要求17所述的用于控制放大器系统的方法，其中选择回路控制设定空间中的调整方向包括将多个离散方向与梯度方向进行比较，并且选择最接近的非共线方向。

19.根据权利要求10所述的用于控制放大器系统的方法，其中利用该调整方向调整一个或多个回路控制参数还包括利用步长来调整一个或多个回路控制参数，并且通过将该步长与边界步长值进行比较来改变该步长。

20.根据权利要求10所述的用于控制放大器系统的方法，其中利用该调整方向调整一个或多个回路控制参数还包括利用步长来调整一个或多个回路控制参数，并且根据测得的控制回路误差信号值改变该步长。

21.一种前馈放大器系统，其包括：

用于接收RF输入信号的输入端；

与该输入端耦合的第一控制回路，该第一控制回路包括主放大器、主放大器采样耦合器、延迟元件和消除组合器；

与第一控制回路耦合的第二控制回路，并且其包括第一信号路径、包括误差信号放大器的第二信号路径以及使第一和第二信号路径耦合的误差信号耦合器；

与该误差信号耦合器耦合的输出端；以及

控制系统，其与第一和第二控制回路中的至少一个耦合，并且通过采用可调回路控制设定来对其进行控制，所述控制系统包括利用非共线下降算法编程的处理器，该利用非共线下降算法编程的处理器选择一个控制设定调整方向，该控制设定调整方向与多个最近的预先设定不共线，

其中所述第一控制回路还包括增益调整器和相位调整器，其中所述控制系统与所述增益调整器和相位调整器耦合，并且其中所述可调回路控制设定包括第一回路增益调整器设定和第一回路相位调整器设定，

其中所述第二控制回路还包括增益调整器和相位调整器，其中所述控制系统与所述增益调整器和相位调整器耦合，并且其中所述可调回路控制设定包括第二回路增益调整器设定和的第二回路相位调整器设定，

所述第一控制回路还包括输入测试耦合器，耦合该耦合器以采样输入信号，该耦合器向所述处理器提供采样输入信号，还包括第一回路测试耦合器，耦合该耦合器以采样载波消除组合器的输出，该耦合器向所述处理器提供采样第一回路测试信号，并且其中所述处理器采用采样第一回路测试信号与采样输入信号的比值，以调整所述增益和相位设定。

22.根据权利要求21所述的前馈放大器系统，其中该前馈放大器还包括导频信号源，并且其中所述第二控制回路还包括用于采样第二回路输出的第二回路测试耦合器。

23.根据权利要求22所述的前馈放大器系统，其中该前馈放大器还包括与第二回路测试耦合器耦合的导频信号检测器，并且其向所述处理器提供测得的剩余导频功率信号，并且其中所述处理器采用测得的剩余导频功率信号来调整所述增益和相位设定。

24.根据权利要求21所述的前馈放大器系统，其中多个最近的预先设定是至少三个连续的预先设定，以估计用于调整控制设定的梯度方向。

25.根据权利要求24所述的前馈放大器系统，其中所述处理器选择接近梯度方向并且与最近的对准调整设定非共线的调整方向。

26.根据权利要求25所述的前馈放大器系统，其中所述处理器通过比较量化下降方向与梯度方向来选择调整方向。

27.一种自适应控制器，用于对准放大器系统的控制回路，其中该放大器系统包括：

用于接收RF输入信号的输入端；

与该输入端耦合的第一控制回路，该第一控制回路包括主放大器、主放大器采样耦合器、延迟元件和消除组合器；

与第一控制回路耦合的第二控制回路，并且其包括第一信号路径、包括误差信号放大器的第二信号路径以及使第一和第二信号路径耦合的误差信号耦合器；

与该误差信号耦合器耦合的输出端；以及

控制系统，其与第一和第二控制回路中的至少一个耦合，并且通过采用可调回路控制设定来对其进行控制，所述控制系统包括利用非共线下降算法编程的处理器，该利用非共线下降算法编程的处理器选择一个控制设定调整方向，该控制设定调整方向与多个最近的预先设定不共线，

其中所述第一控制回路还包括增益调整器和相位调整器，其中所述控制系统与所述增益调整器和相位调整器耦合，并且其中所述可调回路控制设定包括第一回路增益调整器设定和第一回路相位调整器设定，

其中所述第二控制回路还包括增益调整器和相位调整器，其中所述控制系统与所述增益调整器和相位调整器耦合，并且其中所述可调回路控制设定包括第二回路增益调整器设定和的第二回路相位调整器设定，

所述第一控制回路还包括输入测试耦合器，耦合该耦合器以采样输入信号，该耦合器向所述处理器提供采样输入信号，还包括第一回路测试耦合器，耦合该耦合器以采样载波消除组合器的输出，该耦合器向所述处理器提供采样第一回路测试信号，并且其中所述处理器采用采样第一回路测试信号与采样输入信号的比值，以调整所述增益和相位设定，

该自适应控制器包括：

用于接收一个或多个测试信号的一个或多个输入端，该一个或多个测试信号对应于放大器系统控制回路的对准误差信号；

与所述一个或多个输入端耦合并且具有一个或多个控制输出端的处理器，其中所述处理器被编程为向所述控制输出端提供回路调整设定，从而控制放大器系统的控制回路，其中所述处理器被编程为检索多个最近的预先设定，并且选择一个控制设定调整方向，该控制设定调整方向与所述多个最近的预先设定不共线。

28.根据权利要求27所述的用于对准放大器系统控制回路的自适应控制器，其中所述多个最近的预先设定是至少三个连续的最近的预先设定。

29.根据权利要求27所述的用于对准放大器系统控制回路的自适应控制器，其中所述处理器被编程为在设定空间中确定一个平面和一个梯度方向，并且利用所述平面和所述梯度方向确定所述非共线调整方向。

30.根据权利要求29所述的用于对准放大器系统控制回路的自适应控制器，其中所述设定空间包括由增益调整设定、相位调整设定和对准误差信号值确定的三维空间。

31.根据权利要求29所述的用于对准放大器系统控制回路的自适应控制器，其中用于接收测试信号的所述一个或多个输入端接收包括导频信号的采样输出信号，并且其中所述自适应控制器包括与测试信号输入端耦合并且向处理器提供测得的剩余导频功率信号的导频信号检测器，并且其中所述处理器被编程为采用该测得的剩余导频功率信号来控制该放大器系统的回路。

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