CN101069338A - 多相线路滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种多相线路滤波器，它包括第一滤波器输入和第一滤波器输出之间的第一滤波器分支，该第一滤波器分支包括至少两个电感的第一串联，这两个电感缠绕于多相滤波器铁芯的不同铁芯柱上，第二滤波器输入和第二滤波器输出之间的第二滤波器分支，该第二滤波器分支包括至少两个电感的第二串联，这两个电感缠绕于多相滤波器铁芯的不同铁芯柱上。本发明的多相滤波器比常用的多相线路滤波器具有较小的装备体积，较小的功耗和较低的成本。连接具有内部B2或B6整流电路和用电容随后平滑的电器，本发明的多相线路滤波器提供了整流下游的平滑直流和提供了用电设备的平滑电容中极度减小的纹波电流。

Description

多相线路滤波器
技术领域
本发明通常涉及一种多相线路或电力干线滤波器，特别是一种作为非线形用电设备或负载的前端的无源谐波滤波器。
背景技术
在电网或电力干线中，特别是在驱动工程的领域中，大功率电子设备的大量增长比例意味着由于电流高次谐波含量的原因而导致电源电压畸变的增加。为了避免电网中产生谐波电流，在最近几年欧洲已经颁布了明确规定一些电力和电子设备制造商准则的标准。
全球的不同制造商有不同的主动和被动的解决方案以便符合所颁布的标准、准则和建议。根据设备的功率和应用领域，或者客户对设备的使用情况，这些方案既有优点又有缺点。基本上，目前用于减少电流谐波的有源或无源设备和滤波器由于装备的体积或成本的原因不那么真正地引人注意了，因此它们仅在某些环境下使用。
对于具有内部B2和/或B6整流电路的电子设备来说，使用了下面减少电流谐波的常用方法：AC和DC扼流圈；在B12，B18或B24之上的较高脉冲整流电路，迎谐电路装置，50Hz或60Hz的低通滤波器，特定谐波滤波器，有源正弦电流消耗器件(所谓的有源前端)和有源谐波滤波器。这里的有源谐波滤波器并联工作在网络或电力干线中。
下面将更加详细地解释特定的谐波滤波器。目前可用的特定谐波滤波器有许多不足之处，部分地与用电设备相比，装备体积太大，或者常常产生超过与其相连接的用电设备的实际装置成本的昂贵的费用。
由于特定谐波滤波器的电流组件基本上由电感和电容元件组成，在滤波器工作时基本上会产生三个问题。在滤波器的纵向分支中的高电感值产生依赖负载的电压降，并可产生减小的中间电路电压(整流后的直流电压)。这种效果通过连接电容得到部分补偿，因为电容再次提升了电压，但是依赖负载的电压变化将会保持。
此外，耦接在并联支路中的电容产生已经在无负载条件下流向谐波滤波器的电容性无功电流。电容性无功电流部分基本上保持很小，因为对电力公司来说不希望所谓的过度补偿。因此一些特定谐波滤波器的制造商在部分负载条件下使用接触器提供部分或完全关断电容的可能性。这样反过来就会增加费用和复杂性，因为用于电容性电流的接触器应该具有合适的接触，并且因为滤波器必须在控制流中一体形成。
所提及的常规特定谐波滤波器的另一个不足点是LC耦合的谐振特性。基本上是，由电感和电容性元件组成的所有电路具有至少一个谐振点。必须记住在滤波器中产生的频率，如果可能，是不在谐振点的范围中，但是，在电网和/或接通或关断安装在电网中的补偿单元时与负载变化相连接的动态负载变化中，这是很难预料的。
因此，这就表明常用的特定谐波滤波器存在严重的技术和经济上的不足，使其更难于使用和/或成本更高。
发明内容
本发明的是提供一种多相线路滤波器，它与常用的谐波滤波器相比是作为特殊的谐波滤波器而实现的，具有较小的装备体积，较小的功耗和较低的成本。
该目的通过根据权利要求1所述的多相线路滤波器而实现。
本发明提供一种多相线路滤波器，包括第一滤波器输入和第一滤波器输出之间的第一滤波器分支，第一滤波器分支包括至少两个电感的第一串联连接，这两个电感缠绕于多相滤波器铁芯的不同铁芯柱上，第二滤波器输入和第二滤波器输出之间的第二滤波器分支，该第二滤波器分支包括至少两个电感的第二串联连接，这两个电感缠绕于多相滤波器铁芯的不同铁芯柱上。
本发明的中心思想就在于它有利地分布几个电感在多铁芯柱滤波器铁芯的不同铁芯柱上，这些电感是滤波器输入和滤波器输出之间滤波器分支的部分。已经查明这样的电感分布会导致滤波器纵向分支上的有效电压降的减小。通过本发明将滤波器分支的绕组分布到至少多铁芯柱滤波器铁芯的两个铁芯柱上，能够实现滤波器铁芯中单个流动分量的减少或者甚至消失。由于存储在滤波器铁芯中的磁场能量的减少，就允许减小装备的体积。
磁能的减少是可能的，因为多相线路滤波器的单个滤波器分支中的电流相对于另一个具有设定的相位关系。因此，通过电流渗漏单个电感而产生的磁通量具有预定的相位关系。如果通过在至少两个滤波器分支中电流产生的磁场相互叠加，这样可能会导致整个磁通量的减少。但是，如果通过电感的磁通量减小了，电感上的电压降将会减小。总体的后果就是本发明的多相线路滤波器上的电压降小于常用线路滤波器上的电压降。滤波器输出和/或滤波器的整流器下游的输出上的输出电压的负载相关性也会减小。此外，本发明的多相线路滤波器的装备尺寸可能会小于常用滤波器组件的尺寸。最后，也会降低滤波器的成本。除此之外，滤波器中的损耗也会下降，因为整体电压降是比较小的。
多相线路滤波器中的并联电感可通过较小厚度的电线形成，因为存储在滤波器中的总能量由于本发明将纵向绕组分布于滤波器铁芯的数个铁芯柱上而变得较小。因此，存储在并联电感中的能量就会减小，进而电线厚度也会减小。同样，也是多相线路滤波器部分的电容性储能件可以制造成更小，因为电容性储能提供的能量也比较小。但是，所减小的电容性储能件会导致多相线路滤波器的无负载状态下和/或在部分负载条件下电容性无功电流的减小。因此，在无负载操作或部分负载操作中关断电容性储能件是多余的操作。这样就会使滤波器和装置控制产生相当大的简化，同时能够更快速、成本更低地装备包括本发明线路滤波器的装置。
在一个较佳实施例中，多相线路滤波器的实现要能够将预定频率的有用交流电从第一滤波器输入传送给第一滤波器输出，和从第二滤波器输入传送给第二滤波器输出，并在第一滤波器输入或第二滤波器输入处衰减不同于在第一滤波器输出或第二滤波器输出中产生的预定频率的频率的扰动电流。这种多相线路滤波器的设计是有好处的，因为这里假定扰动电流是通过连接滤波器输出的用电设备产生的，不能传输给耦接于滤波器输入的电网或电力干线。因此，注意的焦点必须是这种扰动，特别是谐波电流和/或对电力干线的影响，不能从滤波器输出传输给滤波器输入。所述不希望的影响随后简称为扰动。与此相比，本发明的线路滤波器实现从滤波器输入传送有用的交流电给滤波器输出，通常频率为162/3Hz，50Hz，60Hz或400Hz。因此，保证用电设备的供给。相应的滤波器设计允许任何失真电流形式，典型的是，大致为在滤波器输出提供的块状电流，而滤波器输入的电流消耗基本上是正弦波形。在使用电感性和电容性储能件进行合适的设计滤波器时，就要提供与滤波器输出的正弦波形相比必须产生失真电流形式的高频电流部分。在本发明的滤波器中，用电设备几乎能够在任何输入电流形式下工作，而不会将基于谐波电流或不同影响的高频扰动电流加到输入侧电网中连接到滤波器的用电设备的电力干线上。所有这些不希望的电流将随后将称之为扰动电流。
在另一个较佳实施例中，多相线路滤波器的滤波器分支包括连接在相应滤波器输入和各个滤波器分支的内节点之间的第一电感，连接在内节点和各个滤波器输出之间的第二电感，是并联分支一部分并连接该内节点的第三电感。分别连接在滤波器输入与内节点之间和滤波器输出与内节点之间的两个纵向电感优选地缠绕到多铁芯柱滤波器铁芯的不同铁芯柱上的方式，要使第二滤波器分支的输入侧电感缠绕到与第一滤波器分支的输出侧电感相同的滤波器铁芯柱上。通过这种结构分布实现属于电网的两个不同相位的两个滤波器分支的耦接。在上述的组件中，允许输出侧扰动产生良好衰减的滤波器的有用T结构连接至少两个滤波器分支的耦接。很明显，与常用的T滤波器结构相比，在数个滤波器分支之间产生耦接不需要附加绕组。并联电路的电感仍然缠绕到合适的滤波器铁芯柱上，其中可以是输入侧绕组所在的铁芯柱，和输出侧绕组所在的铁芯柱。该滤波器能够通过灵活地放置绕组调整各自的任务和需求。
此外，电容性储能件优选地耦接在滤波器分支的并联分支中。在一个优选实施例中，它通过电感耦接纵向分支。不同的滤波器分支的对称分布是优选的，以便如果可能的话，第二和第三滤波器分支耦接到电容性储能件上。电容性储能件允许在电感中的能量为最小时提供能量。通过引入电容性储能，该多相线路滤波器能够发出和/或接收除了滤波器输入中电流之外的其它电流分量，以便能够实现非正弦输出电流形式。将电容性储能件连接到并联分支中还有其它的好处，因为电容能够缩短高频电流部分。因此，并联分支中的电容减小了从滤波器输出传输给滤波器输入的高频电流部分。特别是，与本发明的滤波器思想相关，其中数个滤波器分支的电感通过安装到滤波器铁芯的共用铁芯柱上进行相互耦接，使用电容性储能件有特别的好处。通过耦接电感减小电感性储能。结果是也能够减少滤波器中的电容性无功能量。因此，与常用的实现方法相比就本发明的耦接电感来说，电容性储能件可以做的相当小。通过电容和本发明滤波器的思想相结合，减小电容装备尺寸的好处是能够实现的。这样就会减小无负载操作中电容所消耗的无功功率，并有助于降低成本。
而且，能够直接将电容性储能件耦接到连接了不同纵向电感的节点，而不将电容性储能件耦接在并联电感之间。这样的装备会有利于实现高阶谐波的更强的衰减。不存在与电容串联连接的电感。因此，电容可以直接将它们的能量耦接给纵向分支。此外，电容性元件的阻抗值在高频时非常小。因此，可以期望在滤波器输出得到高频电流的良好损耗。在连接在纵向分支和电容性储能件之间的并联电感不再需要时，该电路结构同样也被简化了。
而且，多相线路滤波器优选地是三相线路滤波器。优选地是，这里使用三相滤波器铁芯。设有三个滤波器分支，每个包括滤波器输入和滤波器输出之间至少两个串联的电感。在该分支中的输入侧和输出侧电感分别缠绕三相滤波器铁芯的不同铁芯柱。三相分布设计具有更好的益处在于该多相线路滤波器能够与常用的三相电网结合使用。而且，三相分布设计的益处在于通过单个相位之间和单个滤波器分支中电流之间的三相电网设定的相位关系允许耦接滤波器分支和以特别有用的方式降低和/或消除三相滤波器铁芯中的流动分量。在该三相滤波器中，三个相位的位置相差为120度。这样就适用于电压和电流以及电流产生的磁场中。这里所有三个相位的叠加可能会导致磁场或磁通量的减少。三相分布设计特别适用于减小线路滤波器中的磁通量，结果是存储在滤波器中的能量减少和滤波器机械装备体积的减小。同样，功率损耗随着磁通量的充分减少而下降。与常用的三相电网连接的三相滤波器的分布设计也会产生均匀的网络负载，从电力公司的观点来看这正是所希望的。因此，线路滤波器的三相分布设计实际上是最重要的使用情况的例子，并带来相当大的好处。
在三相线路滤波器中，每个三相线路滤波器分支优选地分别包括串联在相应滤波器输入和相应滤波器输出之间的三个电感，其中每个分支的电感被优选地分布到三相滤波器铁芯的所有三个铁芯柱上。因此，每个滤波器分支磁性地耦接其余两个滤波器分支。这样就会产生结构分布的最大对称性。使每个分支耦接其余两个分支对三相分布设计具有特别的好处。这个好处的原因是单个分支之间相位移为120°。一个分支仅耦接另一个分支，由于两个分支之间的相位关系(120°的相位移)将会仅产生磁通量的轻微减小，和相位位置的变化。但是，如果一个分支耦接其余两个分支，这将会导致磁通量产生大幅度地减小，原来相位位置得到保持。这里磁通量的减小取决于耦接其余两个分支的强度。可以认为有利的是将与其余两个分支耦接的强度设计成相等。在此情况下，能够保证最大对称性，和避免相位偏移。
优选地是，第一、第二和第三滤波器分支的电感包括分支中以及分支之间相同的绕组方向。这样的分布设计允许电流以尽可能最小的电压降和尽可能最小的损耗从滤波器输入传输给滤波器输出。与此相比，扰动电流通常表示电流谐波或对电力干线产生影响，并耦接在滤波器输出中，它通过滤波器的并联分支进行消散。这个通过绕组方向比较容易实现，就在于从输出进行耦接的电流将首先通过输出侧电感，然后在绕线相反的方向上通过并联电感。因此，从滤波器的输出进行耦接的电流明显有效电感在合适的绕组方向分布时就变得最小。但是在滤波器输入进行耦接的有用电流通过输入侧电感，和通过在同样方向上的并联分支的电感。因此有效电感最大化，有用电流没有被并联分支缩小，但是通过其传输给输出。在这点上，在设计线路滤波器时设定绕组方向是相当大的自由度。人们已经意识到在所有电感中使用相同的绕组方向是有好处的。
而且，对于三相线路滤波器的分布设计来说，优选地是单个滤波器分支中的电感是关于它们的绕组数量和分布到三相铁芯的铁芯柱上进行设计以使有关滤波器结构的铁芯柱上的磁通量能被减小，其中滤波器分支的电感仅缠绕到三相滤波器铁芯的一个铁芯柱上。正如上面所解释那样，滤波器的设计最好要使三相铁芯的铁芯柱中磁通量尽可能小。滤波器的机械装备尺寸能够同样减小。与此同时，损耗也被减小。此外，电容性储能件也设计成比较小。
在三相线路滤波器中，实际上还将电容性储能件耦接于每个滤波器分支的纵向电感之间的节点，这些节点在滤波器输入和滤波器输出之间串联。耦接可以直接实现，或者通过另一个电感实现。这样连接的好处已经进行过讨论，这里将不重复描述。
电容的星形连接或电容的三角形连接可优选地用作储能件。这两种类型的连接在能源技术领域中是常见的，并可以合理的花费实现。
而且，该线路滤波器优选地实现要使以设定的有用频率流过电容性储能件的第一、第二或第三端子的电流小于在滤波器额定负载时流过第一、第二或第三滤波器输入的额定电流和/或设计电流的四分之一。这样的设计仅通过将本发明的滤波器分支的纵向电感分布到多铁芯柱滤波器铁芯的数个铁芯柱上是可以实现的。如果使用单个绕组的正反馈，那么与常用的组件相比，以有用电流的频率在并联分支中流过的电流相比较而言需要就比较小。通过并联电感使用较小的电流允许使用比常用情况所用较薄的电线。因此，在装备尺寸时，对并联电感可使用相当多的绕组。由于具有设定铁芯的电感正比于绕组数的平方值，就能够实现并联电感的电感值大幅度地增加。根据本发明的电路思想，这样就会导致滤波器输入和滤波器输出之间的纵向电感被减小。这样同时节约了装备体积和花费。而且，通过本发明设计在储能件中流过的电流，就能减小无负载操作中的无功电流。因此，在无负载操作或部分负载操作中断开电容不再是必须的，正如在常用的滤波器结构中是正常的。因此，就不再需要接触器。当然，这样会导致成本的减少。而且，驱动开关件也是多余的，减少装备线路滤波器的成本，允许该滤波器与任何用电设备一起工作是没有问题的，调节也是没有必要的。与常用的结构相比，由于通过并联分支的电感性储能件减少的电流，在无负载操作中也可以减少过度补偿。因此，电力公司有关网络负载的准则能够继续遵守。最后，在电容性储能件中流过的减小电流需要更小的电容，反过来将会导致装备体积和费用的减小。
附图说明
随后将参考附图详细地描述本发明的优选实施例，附图中：
图1是根据本发明第一实施例的多相线路滤波器的视图；
图2是根据本发明第二实施例的宽带线路滤波器的电路图；
图3是根据本发明第三实施例的三相线路滤波器的电路图；
图4是根据本发明第四实施例的三相线路滤波器的电路图；
图5是根据本发明第五实施例的三相线路滤波器的电路图；
图6是根据本发明第六实施例的三相线路滤波器的电路图；
图7是根据本发明第七实施例的三相线路滤波器的电路图；
图8是根据本发明第八实施例的三相线路滤波器的电路图；
图9是根据本发明第九实施例的三相线路滤波器的电路图；
图10是根据本发明第二实施例在线路滤波器的输入和输出中电流形式的波形图。
具体实施方式
图1是根据本发明第一实施例的多相线路滤波器的视图。多相线路滤波器整体用参考标号10表示。该滤波器包括第一滤波器输入FE1和第二滤波器输入FE2，以及第一滤波器输出FA1和第二滤波器输出FA2。此外，该滤波器包括多相滤波器铁芯12，该铁芯12包括第一滤波器铁芯柱14和第二滤波器铁芯柱16。第一电感20缠绕到第一滤波器铁芯柱14上，并在第一端部连接第一滤波器输入FE1。第一电感20的第二端部通过缠绕多相滤波器铁芯12的第二滤波器铁芯柱16上的第二电感22连接第一滤波器输出FA1。第一电感20和第二电感22的连接点24连接并联分支电路28的第一输入26。第二滤波器输入FE2通过缠绕到多相滤波器铁芯12的第二铁芯柱16上的第三电感30，和缠绕到多相滤波器铁芯12的第一铁芯柱15上的第四电感32连接第二滤波器输出FA2，并与第三电感30串联。第三电感30和第四电感32的连接节点连接并联分支电路28的第二输入36。还应该注意所有四个电感20，22，30，32具有相同的绕组方向。
继续该结构的描述，下面描述本发明电路的功能模式。本发明电路组件的任务就是将预定频率的电流从第一滤波器输入FE1传输给第一滤波器输出FA1，并从第二滤波器输入FE2传输给第二滤波器输出FA2。其它的扰动电流，特别是高频电流应该尽可能进行衰减以使它们在滤波器输入FE1，FE2仅产生较小的扰动(扰动电流)，其中高频电流可以通过这里未图示的负载加在第一和第二滤波器输出FA1，FA2上。此外，线路滤波器上的电压降应该尽可能小。此外，应该注意在第一滤波器分支(第一滤波器输入FE1和第一滤波器输出FA1之间)和第二滤波器分支(第二滤波器输入FE2和第二滤波器输出FA2之间)中的电流之间存在相位移。这是由耦接滤波器输入FE1，FE2的电网的特性和连接滤波器输出FA1，FA2的负载建立的。
如果存在流过第一滤波器分支的电流，那么就通过第一电感20将磁通量加到多相滤波器铁芯12的第一铁芯柱14中。电感20的电压降通过第一电感20的感应效应形成。此外，该电流流过第二电感22，因此同样在多相滤波器铁芯12的第二铁芯柱16中产生磁场。而且，第二电感22的电压降也是同样形成的结果。并联分支电路28的设计要使以等于电网额定频率的有用频率流过的电流不会超过预定的数量。这个通过这里没有进行更详细解释的并联分支电路28的内部耦接得到保证。并联分支电路28的电路基本上由电感和电容组成，它们的实现是表示一个在额定频率时具有足够大的阻抗。
如果电流继续流过第二滤波器分支，那么第三电感30就将在多相滤波器铁芯12的第二铁芯柱16中产生磁通量。并且，第三电感30的电压降将是同样的结果。此外，电流流过第四电感32，并有助于通过第一滤波器铁芯柱14产生磁通量。
如果在第一和第二滤波器分支中的电流之间存在相位移，那么在第一和第二滤波器分支的电感之间就会存在强耦接。典型地，第一电感20在第一滤波器铁芯柱14中产生磁通量，该磁通量反过来在第二滤波器分支的第四电感32中感应电压。如果第一和第二滤波器分支中的电流之间的相差足够大，那么所感应的电压将会抵消通过第二滤波器分支中电流在第四电感32中产生的电压。因此第二滤波器分支的电压降就减小了。同样，第一滤波器分支的电压降也减小了，因为，举例来说，在第二电感中22中所感应的电压是由于经过第三电感30在第二滤波器分支中流过的电流产生通过第二滤波器铁芯柱16的磁通量而形成的。考虑到在图示滤波器分支中的四个电感20，22，30，32的磁性耦接，并考虑到第一滤波器分支和第二滤波器分支之间的相位移，它表明第一滤波器分支和第二滤波器分支上的电压降是通过该耦接减小的。
同样，它能够显示由于第一和第二滤波器分支中电流之间存在相位移，在第一滤波器铁芯柱14和第二滤波器铁芯柱16中的总磁通量就会减小。在假设第一滤波器分支中的电流与第二滤波器分支中的电流相反时，这点通常是能够认识到的。然后，第一电感20典型地会在一个指定的方向上产生磁通量，第四电感32会在相反的指定方向上产生磁通量。因此滤波器铁芯柱14，16中的总磁通量小于第一滤波器分支和第二滤波器分支之间没有直接磁性耦接的结构中的磁通量。
由于本发明结构的滤波器铁芯中的总磁能小于滤波器分支之间没有直接磁性耦接的结构中的总磁能，那么滤波器铁芯12就相应地设计成较小。由于存储在第一、第二、第三和第四电感20、22、30和32中的能量小于常用结构中的能量，因此并联分支电路29就仅必须存储少量的能量。为此，基本上包括电感和电容的并联分支电路28的装置就可以设计成较小。这样就能节约成本和结构空间。
因此，根据本发明第一实施例的多相线路滤波器10具有的好处是滤波器的电压降和存储在滤波器铁芯12中的能量小于可比较的常用滤波器结构中的能量。该线路滤波器的并联分支电路28也可以设计成较小，会产生更好的效果。
最后，必须指出图示的滤波器也可以是更大滤波器结构的一部分，更大的滤波器包括超过两个的输入和输出，其中铁芯包括超过两个的铁芯柱。
图2表示根据本发明第二实施例的三相线路滤波器的电路图。该线路滤波器的整体用参考标号110表示。该滤波器包括连接在第一滤波器输入L1和第一滤波器输出L11之间的第一滤波器分支120，连接在第二滤波器输入L2和第二滤波器输出L12之间的第二滤波器分支122，和连接在第三滤波器输入L3和第三滤波器输出L13之间的第三滤波器分支124。此外，该线路滤波器110包括三铁芯柱滤波器铁芯130，该铁芯130包括第一铁芯柱132，第二铁芯柱134，和第三铁芯柱136。三铁芯柱滤波器铁芯可优选地是三相滤波器铁芯。该第一滤波器分支包括串联在第一滤波器输入L1和第一滤波器输出L11之间的第一电感IND1，第二电感IND2，和第三电感IND3。第一电感IND1缠绕到第一铁芯柱132上，第二电感IND2缠绕到第二滤波器铁芯柱134上，第三电感IND3缠绕到第三滤波器铁芯柱136上。第二滤波器分支122用与第一滤波器分支相同的方式进行设计，第四电感IND4，第五电感IND5和第六电感IND6连接在第二滤波器输入L2和第二滤波器输出L12之间。第四电感IND4缠绕到第二铁芯柱134上，第五电感IND5缠绕到第三铁芯柱136上，第六电感IND6缠绕到第一铁芯柱132上。最后，第三滤波器分支包括串联在第三滤波器输入L3和第三滤波器输出L13之间的第七电感IND7，第八电感IND8和第九电感IND9。第七电感IND7缠绕到第三铁芯柱136上，第八电感IND8缠绕到第一铁芯柱132上，第九电感IND9缠绕到第二铁芯柱134上。此外，该三相线路滤波器110包括并联电感IND10，IND11，IND12和具有第一端子152、第二端子154以及第三端子156的电容性储能件150。第十电感IND10与第一滤波器分支120相关。它连接第一电感IND1和第二电感IND2相互耦接的节点。此外，第十电感IND10连接电容性储能件150的第一端子152。同样，第二滤波器分支122包括连接在第四电感IND4和第五电感IND5相互连接的节点，和电容性储能件150的第二端子154之间的第十一电感IND11。最后，第三滤波器分支124包括连接在第七电感IND7和第八电感IND8的共用节点和电容性储能件150的第三端子156之间的第十二电感IND12。该电容性储能件150包括以星形连接相连的电容C1，C2，C3。
此外，应该注意单个电感的机械结构和绕组方向是预定的。在第一铁芯柱132上，依次地使用了第一电感IND1，第八电感IND8和第六电感IND6。第二铁芯柱134承载了第四电感IND4，第二电感IND2和第九电感IND9。最后，第三铁芯柱承载了第七电感IND7，然后是第五电感IND5，最后是第三电感IND3。选择所有电感的绕组方向是相同的。在图2中可以看见包括绕组方向的电感的精确配线。
而且，应该指出第一、第二和第三输入L1，L2和L3用作电力干线连接。第一、第二和第三滤波器输出L11，L12和L13用作装置的连接点。为了便于进一步讨论假设线路滤波器110设计成对所有相位是对称的。因此，输入侧电感IND1，IND4和IND7将在下面的解释中统一称之为电感L(A)。输入电感IND1，IND4和IND7下游的电感IND2，IND5和IND8也设计成相同，后面称之为电感L(Bα)。输出侧电感IND3，IND64和IND9称之为电感L(Bβ)。最后，并联电感IND10，IND11和IND12统称之为电感L(C)。
随后，将描述谐波滤波器的功能的基本模式和计算。图2中显示的是涉及三相线路滤波器110。当然，也可能理解或检查与这里所述电路相似的电路组件的不同变化。
接着，首先描述滤波器的计算。作为计算的起始点，应该设立纵向电感LA的电压降作为相对短路电压UK。能够在较宽的范围内选择LA的UK。典型地，该值应该介于10％和30％之间。通常，它应用增大纵向电感LA能够导致全部THDI值(输入中的总谐波失真)的提高。增大纵向电感LA也能够产生整个滤波器更高的电压降，因此电容值产生了改变。
也称之为L(A)的输入侧电感LA能够从谐波滤波器110的预定额定电流中进行计算。假定比值LA/LB＞1和LA/LC＜1，就能够计算残余电感LB和LC的电感值。这里，LB是滤波器的输出侧纵向电感，LC是滤波器110的并联电感。这里输出侧纵向电感细划分为两个电感LBα和LBβ。这里应该指出LBα也称之为L(Bα)，和LBβ也称之为L(Bβ)。电感LA和比值LA/LB和LA/LC通常使用试验结果进行设立。所设立的量值首先是表示合适三相铁芯的引导量。通过计算机仿真能够使得比值LA/LB和/或LA/LC设定达到最优化。根据应用情况，应该选择不同的比值。
从三个电感值LA，LB和LC能够计算三相铁芯扼流圈所需的内能，其中LB是由LBα和LBβ组成。这是一种本发明的所有巨大益处最明显的情况。全部内能必须等于额定电流Ir的平方乘以输入侧电感LA和额定电流Ir的平方乘以输入侧电感LB的差值，并加上(0.25×Ir)的平方乘以LC。这个果然正确，但是流过两个输出侧电感LBα和LBβ的电流实际上略微小于谐波滤波器的额定电流Ir(输入电流)。从这个计算中能够认识到扼流圈的有效内能的减小，其中滤波器分支的输入侧电感LA缠绕到三相铁芯的铁芯柱上，输出侧电感LBα和LBβ的绕组缠绕到三相铁芯的其它铁芯柱上。部分消除流动分量导致所需的总内能小于滤波器分支的输入侧电感LA和输出侧电感LB缠绕到三相铁芯相同铁芯柱上的总内能。在本发明绕组的分布中，结果将会是Ir^2*LA和Ir^2*LB形成的差。
通过使用这样方法获得的数据能够选择三相铁芯的正确铁芯尺寸。从字面上可知AL值的计算，这里将不做解释。如果已知铁芯的AL值，那么就能够执行线路滤波器110的实际计算。
为了该计算，将用π型等效电路图和T型等效电路图描述滤波器结构。电感LA、LBα、LBβ和LC分布在T型电路中。它们在π型等效电路图中能够重新进行计算电感，π型电路的电感称之为Lx(纵向电感)，Ly(第一并联电感)和Lz(第二并联电感)。符合下面的表达式：
Lx＝(Nx)^2*AL
Ly＝(Ny)^2*AL    (1)
Lz＝(Nz)^2*AL
Nx，Ny和Nz是在π型电路中重新计算的电感Lx，Ly和Lz的绕组匝数。
此外，能够将π型电路中电感的绕组匝数Nx，Ny和Nz重新计算为T型电路中电感的绕组匝数NA、NBα、NBβ和NC：
N x = N A - 0.5 * N Bα - 0.5 * N Bβ
Ny＝NA+NC
N z = 0.5 * N Bα + 0.5 * N Bβ + N C (2)
NA、NBα、NBβ和NC是设置在T型电路中电感LA、LBα、LBβ和LC的绕组匝数。使用下面的方程式从π型电路中电感Lx，Ly和Lz能够计算T型电路中电感LA、LBα、LBβ和LC。
LA＝0.5*(Lx+Ly-Lz)
LBα＝(Lz-Ly+(0.5*(Lx+Ly-Lz)))/2
LBβ＝(Lz-Ly+(0.5*(Lx+Ly-Lz)))/2
LC＝Ly-(0.5*(Lx+Ly-Lz))(3)
假设T型电路的电感LA、LBα、LBβ和LC是已知的，那么使用公式(3)的反演就能确定π型电路的电感。使用公式(1)，就能确定π型电路中电感的绕组匝数Nx，Ny和Nz。最后，方程式(2)的系统能够反演计算T型电路中电感的绕组匝数NA、NB和NC。因此，已经明确地设立了多重绕组扼流圈的所有电感。
本发明的优点能够通过使用所显示的计算和/或计算例子容易理解。不仅已经描述的所需较小内能会导致装备尺寸的巨大减小，而且会导致单个绕组的正反馈的利用减少。这就是并联电感LC的绕组匝数NC能够设定相对较大的原因。在本发明的线路滤波器中，正如常用结构的情况那样，从某种程度来说，这不会导致有关装备体积的扼流圈增大，因为并联电感可使用比其余输入侧和输出侧电感的截面更小的导线。使用其它的导线截面和/或并联电感的减小装备体积起因于流入谐波滤波器的并联电感中相当小的电流。因为只有谐波电流和电容的电容性无功电流以有用的频率(典型地为50Hz或60Hz)流动在谐波滤波器的并联分支中，并由此流过电感LC的绕组，该电流的有效值减小到滤波器额定电流Ir的大约25％。只有额定电流Ir的25％流动在并联电感LC中造成的结果是多重绕组扼流圈的总内能小于常用滤波器设计的总内能是符合事实的。
假设大约是额定电流Ir25％的并联分支中电流对大约8％的总THDI值(输入中总的谐波失真)，即在由电感LA、LBα、LBβ和LC及耦接电感LC的相应电容的设计产生的值是有效的滤波器设计。由于该线路滤波器的不同设计，那么并联分支中的电流将相应地产生变化。
基本上来说，谐波滤波器的输入电流对应于该滤波器的使用领域和任务几乎是正弦波。滤波器的输出电流是基本上具有块状的电流，如图10所示。已知输入电流和输出电流，结果是电流必须流动在滤波器的并联分支中。电流在滤波器的并联分支中流动，即，通过电感LC的电流由数个部分组成。其中一个部分是电容性电流，它是由并联分支中的电容引起的，在滤波器的额定频率(典型地为50Hz或60Hz)时通过扼流圈LC流到耦接于此的电容。该电流的有效值IC_50Hz使用下面所示的公式(5)进行计算。
在负载条件下，滤波器的输入电流和输出电流之间的差值加到滤波器无负载工作情况下仍是正弦波的电流，以使该结果将是极端的非正弦波形。反过来这就意味着在输出电流的间隔时间过程中传输滤波器的能量必须来自连接在该线路滤波器的并联分支中的电容。这种情形是几乎为方形波的输出电流的结果。
此外，在设计滤波器时，必须记住并联分支中的电容不必选择太大从而不能避免并联分支中电容性无功电流的增大。在设计谐波滤波器为8％的THDI值时，使用额定工作进行计算的电感LA、LBα、LBβ和LC值，能量桥接所需的电容从并联分支中电流的总有效值中计算：
Iq＝0.25*Ir                                         (4)
IC_50Hz＝0.25*Iq＝0.125*Ir                         (5)
CY＝IC_50Hz/(2*pi*f*UCY)＝0.125*Ir/(2*pi*f*UCY)  (6)
C△＝CY/3                                           (7)
这里，Tq是谐波滤波器的并联分支中的电流，IC_50Hz是具有电容星形连接的滤波器电容中的电容性基本振荡电流，CY是星形连接中所需的电容器的电容量，C△是三角形电路中所需的电容器的电容量，UCY是并联分支中星形连接的电容器的电压降和f是线路滤波器的额定频率。
具有上述所示的假设，所计算的电容量对所限定的滤波器效果是足够的，因为电容值存储输出电流形成“间隙”的时间间隔过程中所需的每个能量。通过增大滤波器电容，能够实现THDI值的略微提高，但是，使电容值增大会产生绝大多数情况下所不希望出现的其它缺陷。
多重扼流圈的单个电感和电容器大小之间的微调提供了最佳的滤波效果。然而，谐波滤波器的主要效果不会受到微调的影响，即使相互之间具有非常不利的所选电感系数和/或相关耦接的滤波器电容。这就意味着实际发明，即通过将绕组适当地设置在三相铁芯上消除三相铁芯的流动分量，原则上将保持和一直导致装备体积减小的扼流圈。但是，总装备体积和所需的电容值能够通过最佳的滤波器调节进一步减小。计算机辅助仿真和非常精确的测量设备在这里可提供帮助。
在更加详细地查看图10中所示的滤波器的输入和输出电流示例时，本发明的线路滤波器组件的另一个优点是显而易见的。在所连接的用电设备，优选地是具有内部B6整流和电容平滑的电器中流动的电流由于其块状在用电设备的内部平滑电容中提供了非常小的纹波电流。特别是在连接驱动系统时，这样会导致所安装的电解电容的使用寿命延长，并由此导致电器使用寿命的延长。
因此，本发明电路的优点通过分析本发明线路滤波器110能够认识到，其中特别是使用了单相等效电路图的事实能够相对于三相电路组件通过公知的方法得到解释。这里，将π电路转换为T电路的可能性已经得到使用，反之亦然。
图3表示根据本发明第三实施例的三相线路滤波器的电路图。该线路滤波器整体用参考标号210表示。线路滤波器210的装备和功能模式仅仅略微不同于图2所示的线路滤波器110的装备和功能模式，以便这里将仅描述不同的特征。特别是，必须指出这里和下面所有附图中相同的参考标号表示相同的部件。
图3特别表示滤波器铁芯的铁芯柱上的并联电感IND10，IND11，IND12的几何组件。对应于这里第一滤波器分支120的并联电感IND10缠绕到第一铁芯柱132上。对应于第二滤波器分支122的并联电感IND11缠绕到滤波器铁芯的第二铁芯柱124上。对应于第三滤波器分支134的并联电感IND12缠绕到滤波器铁芯的第三铁芯柱136上。这样的绕组具有的结果是并联电感IND10，IND11，IND12强力地耦接到相应滤波器分支的输入侧纵向电感IND1，IND4，IND7上。因为并联电感IND10，IND11，IND12包括与相应输入侧纵向电感IND1，IND4，IND7相同的绕组方向，所以输入侧纵向电感IND1，IND4，IND7和并联电感IND10，IND11，IND12相对于在滤波器输入L1，L2，L3流入滤波器中的输入电流进行串接，并由此产生较高的电感。这样就通过并联分支减小了输入电流的损耗，并因此减小了出现在线路滤波器210中的无功电流。
滤波器210的进一步功能的模式相对于图2所示的滤波器110保持不变，以便在此省略其描述。
图4是根据本发明第四实施例的三相线路滤波器的电路图。这个图与图2和3所示的滤波器非常相似，以便这里仅描述它们的不同之处。图3所示的线路滤波器210在此用作参考描述。本线路滤波器用参考标号260表示。同样，与前述的实施例中一样相同的参考标号表示相同的单元。
与线路滤波器210相比，线路滤波器260的结构保持不变。仅有滤波器铁芯的铁芯柱132，134，136上的输出侧电感IND2，IND5，IND8和IND3，IND6，IND9的机械位置是不同的。涉及从滤波器输入流到滤波器输出的电流的电感顺序与滤波器210相比在滤波器260中保持不变。因此，典型地，以这样顺序排列的电感IND1，IND2和IND3设置在滤波器输入L1和滤波器输出L11之间的第一滤波器分支120中。同样的情形适用于第二滤波器分支122和第三滤波器分支124。但是，与线路滤波器210相比，线路滤波器260中的变化是滤波器铁芯柱上电感的机械分布。但是，在不变的方式中，电感IND1和IND10位于第一滤波器铁芯柱132上，电感IND4和IND11位于第二滤波器铁芯柱上，和电感IND7和IND12位于第三滤波器铁芯柱上。但是，变化的是输出侧电感的位置。现在第一滤波器分支的电感IND2位于第三滤波器铁芯柱136上，第一滤波器分支120的电感IND3位于第二滤波器铁芯柱134上。此外，变化的是第二滤波器分支122的电感IND5和第二滤波器分支122的电感IND6的位置，在滤波器260中，电感IND5缠绕到第一铁芯柱132上，电感IND6缠绕到第三铁芯柱136上。最后，第三滤波器分支124的电感IND8缠绕到第二铁芯柱134上，电感IND9缠绕到第一铁芯柱132上。
第一铁芯柱上电感变化的机械位置留下线路滤波器260的特性不必改变，但是，它根据情形表示可以是机械效果的另一个实施例。
图5是根据本发明第五实施例的三相线路滤波器的电路图。本线路滤波器整体用参考标号310表示。本线路滤波器310相对于图3所示的线路滤波器210的装备和功能模式非常相似。因此，下面仅解释它们的不同之处。同样，相同的参考标号表示相同的部件。
在线路滤波器310中，在每个滤波器分支的第一和第二电感IND1，IND2；IND4，IND5；IND7，IND8(从滤波器输入开始计数)之间不发生并联分支的耦接，但是在第二和第三电感IND2，IND3；IND5，IND6；IND8，IND9之间发生并联分支的耦接。第一滤波器分支120将进行更详细的讨论。现在第一滤波器分支120的并联电感IND10耦接在电感IND2和IND3之间。至于进一步布线，特别是电感分布到铁芯柱上，在线路滤波器210和310之间没有差别。
线路滤波器210和310有关它们的基本特性没有相当大的差异。但是，在尺寸中，即电感和/或电容的设计中可能产生差异。根据需求和机械情形，根据图3的滤波器结构210或根据图5的滤波器结构310可以具有更佳的效果。
图6是根据本发明第六实施例的三相线路滤波器的电路图。有关其基本装备和功能模式对应于图2至5所示的滤波器210，以便对其描述做参考用。相同的参考标号表示与前面描述的线路滤波器中相同的部件。图6所示的线路滤波器整体用参考标号360表示。至于电感分布在滤波器铁芯柱上，它对应于图4中所示的线路滤波器260。但是，与图5中所示的线路滤波器310相似的并联分支在每个滤波器分支120，122，124的第二和第三电感IND2，IND3；IND5，IND6；IND8，IND9之间分叉。
同样，该实施例表示图4中所示的滤波器260和图5中所示的滤波器310的另一种选择方案。特性基本上保持不变，但是电感和电容同样要求不同的尺寸。
图7是根据本发明第七实施例的三相线路滤波器的电路图。本滤波器整体用参考标号410表示，并以图3所示的滤波器210为基础。同样，相同的参考标号表示相同的部件。与线路滤波器210相比保持不变的滤波器410的特性不再做描述。相反，对滤波器210和/或滤波器110的描述做参考引用。
与滤波器210相比，滤波器410通过加入第二并联分支而实现。它包括电感IND13，IND14和IND15，以及具有三个电容C4，C5，C6的第二电容性储能件420。该第二电容性储能件420包括第一端子422，第二端子424和第三端子426。同样，必须指出第一并联分支的电感将被总称为L(C1)，而第二并联分支的电感IND13，IND14和IND15将被总称为L(C2)。第二并联分支的电感IND3连接于第一滤波器分支120的第二电感IND2和第三电感IND3之间的节点，和连接第二电容性储能件420的第一端子422。第一滤波器分支120的第二并联分支的电感IND13缠绕到第一铁芯柱132上。这里的绕组方向与所有其它电感中绕组方向相同。
与第一滤波器分支的电感IND13相似，第二和第三滤波器分支的电感IND14和IND15分别连接和缠绕到三相滤波器铁芯柱的第二和第三铁芯柱134和136上。
包括第二并联分支的线路滤波器410可以设计成实现比仅具有一个滤波器分支的线路滤波器更好的滤波效果。特别是，该并联分支的尺寸进行设计以能抑制两个不希望的频率产生。总而言之，由于该滤波器是一种高阶滤波器，因此在滤波器设计时具有更多的自由度。所以，增加了实现具有两个并联分支的线路滤波器的复杂性，因为附加并联电感IND13，IND14，IND15以及附加电容C4，C5，C6是必须的。但是，根据需要，实际上可以使用仅具有一个并联分支的滤波器或具有两个并联分支的滤波器410。
图8是根据本发明第八实施例的三相线路滤波器的电路图。基本上，该滤波器对应于图7所示的线路滤波器410，其中纵向分支中的电感与图4中所示的滤波器260一样相互连接，而与图3所示的滤波器210不同。因此，该滤波器410仅是另一种可变实施例，它根据需要和机械环境而使用。
图9是根据本发明第九实施例的三相线路滤波器的电路图，本线路滤波器整体用参考标号510表示。该滤波器基本上分布对应于图3和4所示的滤波器210和260，以便不再描述保持不变的部件。相反，对上面的描述做参考引用。特别是，相同的参考标号表示相同的部件。与滤波器210相比，滤波器510的改变在于储能件150’包括电容C1’，C2’和C3’的三角形连接。与线路滤波器210所示的星形连接相比，电容的三角形连接具有的优点是电容器必须具有较小的电容量。但是，三角形连接的电容必须是比星形连接的电容具有更高的介电强度。最后，在使用三角形连接时，不能将电容的端子接地。
因此，同样根据应用和需要，是否是电容的星形连接或是电容的三角形连接具有更加的效果。
在不脱离本发明的中心思想的情况下，图示的线路滤波器可以进行更大程度的改变。典型地，它能够在输出侧的每个滤波器分支中仅使用一个纵向电感(如，IND2，IND5和IND8)，并省略第二电感(如，IND3，IND6和IND9)。对于这样的滤波器，不能再保证完全的对称性，但是，与常用的滤波器相比，它仍具有的优点是滤波器分支的所有电感分布在滤波器铁芯的相同铁芯柱上。
此外，它能够将滤波器分支的并联电感IND10，IND11，IND12，还可以是IND13，IND14，IND15，而不是输入侧电感IND1，IND2，IND3缠绕到滤波器铁芯的不同铁芯柱132，134，136上。在设计和实现线路滤波器时，这样的交换提供了另一个自由度。
它也能够在没有任何问题的情况下通过其它的滤波器级补充一个线路滤波器，并由此实现更高阶的滤波器。但是，在制造时就显得比较复杂，但是它用合适的设计提供了滤波器特性的改进。如果需要较高的滤波效果，这就是必须的。
而且，它也能够将附加的电容或电感加到滤波器上。典型地，数个并联分支可以耦接到设置在滤波器输入和滤波器输出之间的两个纵向电感之间的连接点。这里的并联分支可不仅包括电感和电容性储能件的串接，而且包括电容本身。这对抑制高频扰动是非常有帮助的，只要电容的设计要使在线路滤波器的额定频率时的电容性无功电流足够小就可以。
而且，该滤波器能够包括允许滤波器调节到不同的工作状态的开关件。因此，它有利的是能够关断并联电容。它还希望桥接单个电感。因此，能够影响滤波器的电压降和/或滤波器产生的无功电流部分。在发生每个强负载变化时或滤波器是为许多工作状态进行配置时是非常有用的。
最后，在设计多相滤波器铁芯时具有更大的灵活性。原则上，可以使用所有可利用的铁芯类型，典型地，铁芯是由铁或铁粉制成。
图10是根据图2和/或3所示滤波器的本发明线路滤波器的网络输入和输出中电流形式的波形图。该波形图整体上用参考标号610表示。它显示第一曲线形状620代表本发明线路滤波器的输入中电流波形。时间标在横坐标t上，而输入电流标在纵坐标I上。同样，该波形图显示第二曲线形状630代表本发明线路滤波器的输出中输出电流。再次地，时间标在横坐标t上，而电流标在纵坐标I上。
为了便于测量，本发明的线路滤波器布线为三相负载，它包括内部B6整流和电容平滑。用信号形状620进行描述的线路滤波器的输入电流基本上是正弦波。但是，用曲线形状630描述的输出电流几乎是块状。滤波器输出中的电流形状表示电流的极陡峭增加和极陡峭下降，而更大电流值的电流几乎是不变的。在零交叉的区域中，电流仅略微超时改变，以使大约2ms(20ms时间持续)时间间隔的电流几乎是不变的。
这里还应该指出图示的电流形状对应于50Hz的频率具有大约20ms的时间周期。电流的幅值大约为250安培。
它表明在所连接的用电设备中流动的电流，由于其块状波形，可能会在用电设备的内部电容中产生极小的波纹电流。这样就会导致用电设备中电解电容使用寿命的延长，并因此导致其连接的用电设备使用寿命的延长。
总之，能够注意到本发明描述了一种无源谐波滤波器，它由巧妙连接的多重绕组扼流圈和数个电容的结合组成，用于显著地减小非线形用电设备输入中的电流谐波。
非线形用电设备所产生的对电网的影响频繁地导致公用电网或电力干线中产生扰动。上述的无源谐波滤波器用于显著地减小非线形用电设备，特别是具有内部B2或B6整流器电路，和用电容或用电容和扼流圈结合进行随后平滑的电气设备的电流谐波。这种电气设备优选地用于电气驱动系统中。本发明的特定性能是多重绕组扼流圈和绕组的独特布线相互之间的组合以及电容的连接。在滤波器输出耦接非线形用电设备时，在线路滤波器的输入通过此实现的几乎是正弦电流消耗是通过需要最小的装备尺寸和功耗的本发明特定技术实现的。本发明的不同绕组灵巧地布线到磁铁芯上通过消除与电容提供的能量相连的不同流动分量使用扼流圈的磁特性。在滤波器输入中产生的正弦电流消耗基本上是独立于负载的。
该谐波滤波器连接在电源电压和相应的电子器件之间，因此也被称之为前端谐波滤波器。在某些条件下几种用电设备的输入侧的并联是可能的，并被称之为组补偿和/或组滤波器。
该谐波滤波器是由多重绕组扼流圈组成，其中所有绕组缠绕在相同的绕组方向上，并分布在磁性三相铁芯的不同铁芯柱的相位上。因此，至少一个相位的一个绕组(典型地相位L1)总是缠绕到与其余绕组不同的铁芯柱上。所连接的电容能够耦接绕组的至少一个或数个连接点。
产生的滤波器电路能够相当多地减少滤波器输入中的电流谐波，同时提供整流下游的平滑直流电流。通过此实现下游平滑电容中的纹波电流的极度减小。
本发明的线路滤波器能将公知的谐波滤波器所存在的缺点克服到最小。因此，与现有的技术方案相比，其技术特性被极大地提高了。由于其装备体积较小，功耗较小和成本较低，对于减少电流谐波来说，本发明的谐波滤波器是一种有吸引力和市场价值的滤波器。
单个绕组分布到三相磁铁芯的至少两个或更多铁芯柱上会导致滤波器纵向分支上有效电压降的减小。此外，通过将绕组灵巧地分布到三相磁铁芯的至少一个或更多铁芯柱上能够消除单个流动分量。这样不仅降低滤波器的纵向分支上的电压降，而且能够极大地减少并联分支中所连接的电容，因为电容提供的能量减小了。反过来，这样会导致无负载工作或在部分负载条件下产生较小的电容性无功电流。在绝大多数应用中不再需要关断电容。通过计算机辅助计算和借助测量技术获得的知识，多重绕组扼流圈的单个电感的值能被精确优化和相互调谐。结果是绕组复杂性越小，由此产生的损耗就越小。此外，通过上述计算能够精确地设立所连接单个电感和电容之间的关系，以能发现最优值，并使滤波器系统的振动趋势保持极低。
根据图2或3和/或根据图4至9的滤波器包括至少一个位于与其余绕组不同的三相磁铁芯的铁芯柱上的每相绕组，并至少具有一个连接每相的电容。该电容可以星形或三角形布线连接。在特别有用的滤波器中，所有绕组具有相同的绕组方向。因此，在所有绕组中，绕组方向可以是正向或是反向的。这不会改变本发明原理的实际功能。绕组在每个铁芯柱，即也在三个相位L1，L2，L3中具有相同的绕组方向。根据图3的多重绕组扼流圈每相具有至少四个或更多绕组，其中每相的至少一个绕组(或更多)缠绕到与其余绕组不同的三相铁芯的铁芯柱上。但是，不同的是，每相至少一个绕组位于三相铁芯的铁芯柱上，根据定义，该铁芯柱属于不同的相位。铁粉或其它任何材料可代替铁用来制造铁芯。
电容能够在纵向分支和并联分支中电感之间的任何连接点连接在并联分支中电感的自由侧上。在有数个连接点时，电容在每相或仅连接一次，或者在每相连接数次。应该指出在此方面作为最小的两个连接点总是存在的。而且，电容也可以连接可用并联分支的所有电感。电容可以星形或三角形连接并联分支中的电感。
如果消除磁铁芯中的流动分量，那么绕组布线在相同系统绕组方向上就将仅产生技术效果。流动分量主要包含较高频率部分(频率高于滤波器的电力干线电压的频率)。这里结合三个相位L1，L2和L3的相位移使用磁铁芯的机械三相装备。

Claims (13)

1、一种多相线路滤波器(10；110；210；260；310；360；410；460；510)，包括：
第一滤波器输入(FE1；L1)和第一滤波器输出(FA1；L11)之间的第一滤波器分支(120)，第一滤波器分支(120)包括至少两个电感(20，22，IND1，IND2，IND3)的第一串联，并缠绕于多铁芯柱滤波器铁芯(12，130)的不同铁芯柱(14，16，132，134，136)上；
第二滤波器输入(FE2；L2)和第二滤波器输出(FA2；L12)之间的第二滤波器分支(122)，第二滤波器分支(122)包括至少两个电感(30，32，IND4，IND5，IND6)的第二串联，并缠绕于多铁芯柱滤波器铁芯(130)的不同铁芯柱(14，16，132，134，136)上。
2、如权利要求1所述的多相线路滤波器(10；110；210；260；310；360；410；460；510)，其中多相线路滤波器的实现要能够将预定频率的有用交流电从第一滤波器输入(FE1，L1)传送给第一滤波器输出(FA1，L11)，和从第二滤波器输入(FE2，L2)传送给第二滤波器输出(FA2，L12)，以便在第一滤波器输出(FA1；L11)衰减与第一滤波器输入(FE1，L1)中产生的预定频率不同频率的扰动电流，或者在第二滤波器输入(FE2；L2)衰减第二滤波器输出(FA2；L12)产生的扰动电流。
3、如权利要求1或2所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中第一滤波器分支(120)包括连接在第一滤波器输入(L1)和第一节点之间的第一电感(IND1)，连接在第一节点和第一滤波器输出(L11)之间的第二电感(IND2)，和耦接第一节点以能形成多相线路滤波器的第一并联分支的第三电感(IND10)；和
其中第二滤波器分支(122)包括连接在第二滤波器输入和第二节点之间的第四电感(IND4)，连接在第二节点和第二滤波器输出(L12)之间的第五电感(IND5)，和耦接第二节点以能形成多相线路滤波器的第二并联分支的第六电感(IND11)；
其中第二电感(IND2)和第四电感(IND4)缠绕到多铁芯柱滤波器铁芯(130)的相同铁芯柱(134)上。
4、如权利要求3所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中第三电感(IND10)耦接电容性储能件(150)的第一端子(152)，和其中第六电感(IND11)耦接电容性储能件(150)的第二端子(154)。
5、如权利要求1或2所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中第一滤波器分支(120)包括耦接第一滤波器分支(120)的电感串联的两个电感(IND1，IND2)的第一节点；
其中第二滤波器分支(122)包括耦接第二滤波器分支(122)的电感串联的两个电感(IND4，IND5)的第二节点；和
其中第一节点耦接电容性储能件(150)的第一端子(152)，其中第二节点耦接电容性储能件(150)的第二端子(154)。
6.如权利要求1至5之一所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中，所述多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)是三相线路滤波器，多铁芯柱滤波器铁芯(130)是三铁芯柱滤波器铁芯，三相线路滤波器还包括第三滤波器输入(L3)和第三滤波器输出(L13)之间的第三滤波器分支(124)，第三滤波器分支(124)包括至少两个电感(IND7，IND8，IND9)的第三串联，并缠绕于三铁芯柱滤波器铁芯(130)的至少两个不同铁芯柱上。
7.如权利要求6所述的多相线路滤波器(110；210；260；3 10；360；410；460；510)，其中，第一滤波器分支(120)包括三个电感(IND1，IND2，IND3)的第一串联，这三个电感连接在第一滤波器输入(L1)和第一滤波器输出(L13)之间，并缠绕于三铁芯柱滤波器铁芯(130)的三个不同铁芯柱(132，134，136)上；
第二滤波器分支(122)包括三个电感(IND4，IND5，IND6)的第二串联，这三个电感连接在第二滤波器输入(L2)和第二滤波器输出(L12)之间，并缠绕于三铁芯柱滤波器铁芯(130)的三个不同铁芯柱(132，134，136)上；和
第三滤波器分支(124)包括三个电感(IND7，IND8，IND9)的第三串联，这三个电感连接在第三滤波器输入(L3)和第三滤波器输出(L13)之间，并缠绕于三铁芯柱滤波器铁芯的三个不同铁芯柱上。
8、如权利要求1至7之一所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中第一、第二和第三串联的电感(IND1，IND2，IND3，IND4，IND5，IND6，IND7，IND8，IND9)包括相同方向的绕组。
9、如权利要求1至8之一所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中有关电感(IND1，IND2，IND3，IND4，IND5，IND6，IND7，IND8，IND9)的绕组匝数和有关多铁芯柱铁芯(130)的铁芯柱(132，134，136)上的电感(IND1，IND2，IND3，IND4，IND5，IND6，IND7，IND8，IND9)分布实现了串联，以便参考滤波器结构减小多铁芯柱滤波器铁芯的铁芯柱(132，134，136)中的磁通量，其中，滤波器分支(120，122，124)的电感缠绕到多铁芯柱滤波器铁芯(130)的单个铁芯柱(132，134，136)上。
10.如权利要求7或8所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中，
第一串联的两个电感(IND1，IND2；IND2，IND3)连接的节点通过第一并联电感(IND10)耦接于电容性储能件(150)的第一端子(152)；
其中第二串联的两个电感(IND4，IND5；IND5，IND6)连接的节点通过第二并联电感(IND11)耦接于电容性储能件(150)的第二端子(154)；
其中第三串联的两个电感(IND7，IND8；IND8，IND9)连接的节点通过第三并联电感(IND12)耦接于电容性储能件(150)的第三端子(156)。
11、如权利要求10所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中电容性储能件(150)是星形连接的电容。
12、如权利要求10所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中电容性储能件(150)是三角形连接的电容。
13、如权利要求10或12所述的多相线路滤波器(110；210；260；310；360；410；460；510)，其中以预定有用频率流过电容性储能件(150)的第一、第二或第三端子(152，154，156)的电流小于以最大容许负载流过滤波器第一、第二或第三滤波器输入(L1，L2，L3)的电流的四分之一。
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101986498A (zh) * 2010-11-09 2011-03-16 舟山大豪节能科技有限公司 模块式滤波装置
CN103312135A (zh) * 2013-05-21 2013-09-18 广西电网公司电力科学研究院 用于可调精密直流大电流源的降低纹波和抑制噪声电路及控制方法
CN103516183A (zh) * 2013-09-30 2014-01-15 无锡洲翔成套焊接设备有限公司 喷涂电源三相滤波器
CN103700473A (zh) * 2013-12-12 2014-04-02 华为技术有限公司 耦合电感和功率变换器
US9601262B2 (en) 2013-12-12 2017-03-21 Huawei Technologies Co., Ltd. Coupled inductor and power converter
CN108492958A (zh) * 2018-04-16 2018-09-04 山东大学 一种串联式多相交错耦合电感结构及其控制方法
CN110581700A (zh) * 2019-08-30 2019-12-17 浙江大学 一种采用电感补偿高频增益的超宽带二阶多相滤波器
CN111355438A (zh) * 2018-12-21 2020-06-30 夏弗纳国际股份公司 具有包括带共模阻尼的三相差模电抗器的滤波器的电动机驱动器

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8014110B2 (en) 2007-01-22 2011-09-06 Johnson Controls Technology Company Variable speed drive with integral bypass contactor
US7957166B2 (en) 2007-10-30 2011-06-07 Johnson Controls Technology Company Variable speed drive
US8174853B2 (en) 2007-10-30 2012-05-08 Johnson Controls Technology Company Variable speed drive
DE102008039983B4 (de) * 2008-08-27 2010-07-22 Robert Bosch Gmbh Elektrische Filteranordnung
AT509837B1 (de) * 2010-02-25 2013-06-15 Oebb Infrastruktur Ag Vorrichtung zur fehlerstromreduktion
US8355265B2 (en) * 2010-03-14 2013-01-15 Mechanical Electrical Systems, Inc. DC-to-DC power conversion
US8698579B2 (en) * 2010-03-31 2014-04-15 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multi-phase EMI noise separator
US8379417B2 (en) * 2011-07-06 2013-02-19 Rockwell Automation Technologies, Inc. Power converter and integrated DC choke therefor
US9401633B2 (en) * 2014-01-24 2016-07-26 The Boeing Company Three-phase inverter with a repositioned choke
US9331594B2 (en) 2014-01-24 2016-05-03 The Boeing Company Conversion system for converting direct current into alternating current
CA3009719C (en) * 2015-12-29 2023-03-28 Ingeteam Power Technology, S.A. Power conversion system
CN112700961A (zh) 2016-02-26 2021-04-23 维谛技术有限公司 用于降低耦合电感的工频磁通密度的电感绕制方法和低工频磁通密度的耦合电感
EP3921932A1 (en) 2019-06-28 2021-12-15 Huawei Technologies Co., Ltd. Hybrid infeed with diode rectifier for bulk power and active bridge as rfc
EP3820029A1 (en) 2019-11-07 2021-05-12 ABB Schweiz AG Lcl filter
CN111786581B (zh) * 2020-07-23 2022-08-30 哈尔滨工业大学（威海） 使用直流侧混合谐波抑制方法的串联型60脉波整流器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3826524C2 (de) * 1987-09-10 1995-03-23 Asea Brown Boveri Leistungseinspeiseschaltung mit Saugdrossel
WO1990010339A1 (de) * 1989-03-02 1990-09-07 Siemens Aktiengesellschaft Saugdrehdrossel und verfahren zum parallelbetrieb zweier stromrichter
US5801610A (en) * 1994-04-20 1998-09-01 Levin; Michael I. Phase shifting transformer with low zero phase sequence impedance
SE502858C2 (sv) * 1994-07-04 1996-02-05 Asea Brown Boveri HVDC-överföring med fulltransformatorlös anslutning av strömriktaren till sitt växelspänningsnät
BE1011254A3 (fr) * 1997-07-04 1999-06-01 Ks Tech Societe Anonyme Filtre homopolaire.
DE29800567U1 (de) * 1998-01-14 1998-04-09 Siemens AG, 80333 München Filteranordnung zur Dämpfung für Umrichter mit geregeltem Spannungszwischenkreis und sinusförmigen Phasenströmen
JP3484971B2 (ja) * 1998-03-19 2004-01-06 松下電器産業株式会社 コモンモードチョークコイル
WO2000062396A1 (en) * 1999-04-09 2000-10-19 1061933 Ontario Inc. Universal harmonic mitigating system
JP4488556B2 (ja) * 1999-09-22 2010-06-23 株式会社東芝 医用電源装置およびこれを用いたｘ線ｃｔ装置
EP1096634B1 (de) * 1999-10-29 2007-05-02 Schaffner Emv Ag Verwendung eines drei-Phasen-Filters mit Nullleiter
CN2600966Y (zh) * 2002-08-14 2004-01-21 来林娟 高性能无源三相滤波电路
JP2004140006A (ja) * 2002-10-15 2004-05-13 Minebea Co Ltd コモンモードチョークコイル及びラインフィルタ
CA2498993C (en) * 2005-03-01 2012-03-20 1061933 Ontario Inc. Harmonic mitigating device with magnetic shunt

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101986498A (zh) * 2010-11-09 2011-03-16 舟山大豪节能科技有限公司 模块式滤波装置
CN103312135A (zh) * 2013-05-21 2013-09-18 广西电网公司电力科学研究院 用于可调精密直流大电流源的降低纹波和抑制噪声电路及控制方法
CN103312135B (zh) * 2013-05-21 2015-09-30 广西电网公司电力科学研究院 用于可调精密直流大电流源的降低纹波和抑制噪声电路及控制方法
CN103516183A (zh) * 2013-09-30 2014-01-15 无锡洲翔成套焊接设备有限公司 喷涂电源三相滤波器
CN103700473A (zh) * 2013-12-12 2014-04-02 华为技术有限公司 耦合电感和功率变换器
US9601262B2 (en) 2013-12-12 2017-03-21 Huawei Technologies Co., Ltd. Coupled inductor and power converter
CN108492958A (zh) * 2018-04-16 2018-09-04 山东大学 一种串联式多相交错耦合电感结构及其控制方法
CN111355438A (zh) * 2018-12-21 2020-06-30 夏弗纳国际股份公司 具有包括带共模阻尼的三相差模电抗器的滤波器的电动机驱动器
CN110581700A (zh) * 2019-08-30 2019-12-17 浙江大学 一种采用电感补偿高频增益的超宽带二阶多相滤波器

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