CN101051839A - 具噪声整形功能的切换式电容电路及其方法 - Google Patents

Abstract

一具噪声整形功能的切换式电容电路，包含有比较器、电荷泵、多个电容与多个改组器，改组器是由逻辑信号控制来决定该切换式电容电路中的电路元件的连接端的极性，因此电路不理想性导致的误差可利用逻辑信号来对其进行频谱调变。

Description

具噪声整形功能的切换式电容电路及其方法

技术领域

本发明是有关于一种电子电路，尤指一种切换式电容电路。

背景技术

以比较器为主的切换式电容(comparator based switch capacitor，CBSC)电路为一发展中的新兴科技，与传统的以运算放大器为主的切换式电容(operational amplifier based switch capacitor)电路相比较，该CBSC电路提供了许多好处益处，而与传统的切换式电容电路类似，CBSC电路同样也可操作于两种阶段下，这两种阶段分别为“采样”阶段(sampling phase)与“转移”阶段(transfer phase)，并且分别由两个没有部分重迭的时钟₁与₂所控制。在以一采样率为f运作之典型两阶段的CBSC电路中，每一阶段的持续时间是略小于采样时钟周期T＝1/f的一半，其中在采样阶段(₁)，系利用一采样电容C₁来对一输入电压V_I取样，其中采样电容C₁的“+”端点系连接到V_I，而采样电容C₁的“-”端点系连接到一共模电压V_CM；在转移阶段(₂)，储存于采样电容C₁的电荷系经由一电荷转移电路转移到一积分电容C₂，其中此电荷转移电路包含有一比较器130以及一电荷泵(charge pump，CP)140，而电荷泵140包含有一电流源(current source)I₁以及一电流槽(current sink)I₂，如图1所示。在图1中，C_L为用于CBSC电路100的一负载电容，而V_DD为一供应电压，且V_SS为此系统中的最低电位，请注意V_CM为一共模电压，而其电压值通常接近于V_DD与V_SS的平均值；同时，负载电容C_L经由一采样开关150连接到V_CM，而采样开关150由一切换信号S所控制。此电荷转移电路的目的在于转移储存于采样电容C₁的电荷到积分电容C₂直到比较器130的两个输入端具有相同的电位为止，也即V_X＝V_CM，而CBSC电路100在转移阶段(₂)的运作原理将扼要地描述于在以下内容中简单扼要地描述。

在转移阶段的一开始，必须先进行一简单的预先调整(P)阶段来清除负载电容C_L并且确保电压V_X低于V_CM，而此预先调整是利用暂时性地将输出节点的电位V_O拉低到此系统中的最低电位V_SS来完成。接着，开始进入进行一粗略的电荷转移(E₁)阶段，而在此粗略的电荷转移阶段，V_X＜V_CM，并且电荷泵140是将电流供应源I₁开启来将电荷注入到包含有负载电容C_L、积分电容C₂以及采样电容C₁的电路中，以使得V_X能往V_CM的方向相对快速地拉升电压，然后电荷泵140会继续持续注入电荷直到比较器130检测到V_X＞V_CM，而在比较器130检测到V_X＞V_CM的瞬间时，利用透过关闭电流源I₁以及开启电流槽I₂来以从包含有负载电容C_L、积分电容C₂以及采样电容C₁的电路中汲取电荷，并转进一精细的电荷转移(E₂)阶段，其中当刻意选择一低于电流供应源I₁的电流槽I₂可以使得V_X能往回V_CM的方向相对缓慢地降低电压，而在比较器130再次检测到V_X＜V_CM的瞬间时，采样开关150会被打开以形成开路，而并且储存于负载电容C_L的电荷则会被采样以及停止转移。

图2是描绘关于CBSC电路100在转移阶段下的典型时序示意图。一开始是维持此切换信号S，使得采样开关150会被关闭以形成导通状态，并且使得负载电容C_L可以连接到V_CM；与此同时，V_O停留在之前的循环结束后的取样电平，并且V_X会接近于V_CM，而这个从时间t₁开始并且在时间t₅结束的转移阶段(₂)包含有预先调整(P)阶段、粗略的电荷转移(E₁)阶段、精细的电荷转移(E₂)阶段以及一保持(H)阶段等这四个子阶段。首先，CBSC电路100会进入P阶段(于时间t₁)，并且在此阶段将输出节点的电位V_O拉低到V_SS，并且使得V_X下降到低于V_CM的V_XO，然后于时间t₂进入E₁阶段。而在于此阶段，比较器130检测到V_X＜V_CM，并且电荷泵140会将电荷注入到包含有负载电容C_L、积分电容C₂以及采样电容C₁的电路中，以使得V_X以及V_O都能相对快速地提高电压，接着在比较器130检测到V_X＞V_CM的瞬间时，也即于时间t₃开始进入E₂阶段，由于电路的延迟量，t₃会稍微落后于当V_X向上超越V_CM时确切的时间点，而在E₂阶段，电荷泵140会从由包含有负载电容C_L、积分电容C₂以及采样电容C₁的电路中汲取电荷，以使得V_X以及V_O都能相对缓慢地降低电压，最后，以CBSC电路100会在时间t₄，也即在比较器130再次检测到V_X＜V_CM的时间点开始进入H阶段，同样地，由于电路的延迟量，t₄会稍微落后于当V_X向下超越V_CM时确切的时间点，而在H阶段，不再维持切换信号S，因此储存于负载电容C_L的电荷会停止转移，并且电荷泵140会被关闭。关于现有技术的CBSC电路100有两个问题，第一个问题是：因电路的延迟量，输出信号V_O的最终取样数值总有一误差存在，如图2所示，可发现实际的取样数值总是稍微低于理想的取样数值；第二个问题则是：现有技术的CBSC电路100易遭受到因内部元件(比较器)中的偏移量所导致的误差的影响。因内部元件(比较器)的偏移量或电路的延迟量所导致的误差都会使系统的效率变差；此外，内部元件(比较器或电荷泵或两者)也都会产生一些噪声，特别是低频噪声，也即众所周知的”闪烁噪声”(flicker noise)。因此，目前亟需一种切换式电容电路，以消除因电路的不理想性(尤指电路的延迟量及内部元件(比较器的偏移量))所导致的误差的方法。

发明内容

本发明的目的之一在于提供一切换式电容电路，可解决上面所述及的问题。

本发明的目的之一在于提供一切换式电容电路，可消除因电路不理想性所导致的误差。

本发明的目的之一在于提供一切换式电容电路，对电路不理想性所导致的误差进行频谱整形的方法。

本发明的目的之一在于提供一切换式电容电路，利用变换多个电容的连接端的极性来消除电路的误差。

依据本发明的一实施例是提供一种切换式电容电路，包含：一比较器、一电荷泵、多个电容以及多个改组器，其中每一改组器是由一逻辑信号所控制来决定该切换式电容电路中的一电路元件的连接端的一极性，且该切换式电容电路是周期性地运作于一采样阶段与一转移阶段；其中在该采样阶段，该切换式电容电路系对一输入信号进行采样；在该转移阶段，该切换式电容电路系利用一比例来放大该采样的输入信号以产生一第一生成信号并利用该电荷泵将该第一生成信号转移到一负载。

依据本发明的一实施例是提供一种用于对一切换式电容电路中产生的一电路噪声进行频谱整形的方法，该切换式电容电路包含有一比较器、一电荷泵以及多个电容，该方法包含有：产生一逻辑信号；在一采样阶段对一输入信号进行采样；利用一比例来放大该采样的输入信号以产生一生成信号；以及利用一电路元件的连接端之一组态，在一转移阶段利用一电荷泵将该生成信号转移到一负载，其中该组态系由该逻辑信号所决定。

现在配合下列图示、实施例的详细说明及要求保护的范围，将上述及本发明的其他目的与特点详述于后。

附图说明

图1是已知操作于转移阶段下的CBSC电路的示意图。

图2是图1所示的CBSC电路的时序示意图。

图3是本发明一实施例操作于一转移阶段的切换式电容电路的示意图。

图4是本发明一实施例操作于一采样阶段之一差动电路版本的切换式电容电路的示意图。

图5是本发明一实施例操作于一转移阶段之一差动电路版本的切换式电容电路的示意图。

图6是本发明另一实施例操作于一转移阶段之一差动电路版本的切换式电容电路的示意图。

【主要元件符号说明】

100：CBSC电路

100A、100B、100C：切换式电容电路

101、130：比较器

140、140A：电荷泵

150：采样开关

310、320、330、310+、320+、330+、310-、320-、330-、340、350改组器(shuffler)

CL、CL+、CL-：负载电容

C1、C1+、C1-：采样电容

C2、C2+、C2-积分电容

I2、I1-电流槽

I1、I1+电流源

具体实施方式

本发明可应用于任何的资料取样模拟电路；亦适用于像是三角积分式模拟/数字转换器之类的超取样系统。本说明书中揭露一种依据本发明所实现的两阶段的切换式电容电路中，只是用于举例说明，而不是本发明的限制条件。

本发明是揭露一种利用变换多个电容的连接端的极性来对于在现有技术的CBSC电路100中因比较器的偏移量、电路的延迟量及一低频噪声(例如闪烁噪声(flicker noise))所导致的噪声进行频谱整形。其中该些电容包含有一采样电容、一积分电容以及一负载电容。在采样阶段(₁)，采样电容C₁的“+”端点被连接到输入电压V_I，而采样电容C₁的“-”端点则是连接到共模电压V_CM；而在转移阶段(₂)的电路架构如图3所示。如图3所示，本说明书在此所揭露的切换式电容电路100A与图1中所示现有技术的CBSC电路100相较之下，除了三个分别用来有条件地将C₁、C₂以及C_L的连接端的极性反向改变的改组器(shuffler)310、320以及330外，其他部分都是完全相同的，并且这三个改组器皆由一逻辑信号SWAP所控制。此逻辑信号SWAP具两种状态，每当此逻辑信号SWAP被取消(de-assert)时(即SWAP＝0)，这三个改组器都会被设定为一”直接连接”组态，例如C₁的“+”端点被连接到V_CM，而C₁的“-”端点则是连接到V_X，而每当此逻辑信号SWAP被触发(assert)时(即SWAP＝1)，这三个改组器都会被设定为一”反向连接”组态，例如C₁的“+”端点被连接到V_X，而电容C₁的“-”端点则是连接到V_CM。除了极性的反向改变外，切换式电容电路100A与CBSC电路100是以完全相同的方式来运作。换句话说，一开始时，先进行一预调(P_A)阶段来使得V_X＜V_CM，然后再进行一粗略的电荷转移阶段(E₁)，直到检测到V_X＞V_CM，接着再进行一精细的电荷转移阶段(E₂)，直到再次检测到V_X＜V_CM，最后再进行一保持(H)阶段来将所有电容的电荷保持住，而在此转移阶段(₂)结束时，储存在负载电容C_L的电荷会具有因比较器的偏移量及电路的延迟量所导致的误差。

假设比较器的偏移量为V_OS(即当进行比较运算时，比较器130会倾向于多给“-”端点一个数值为V_OS的电压值)。另，在E₂中从C₂汲取的电流量为I，由V_X向下降低超过V_CM的确切时间点及当比较器130检测到V_X＜V_CM的实际时间点之间的电路延迟量为τ，且在电荷转移阶段前所储存于C₂的电荷为Q₂ ^(init)。

首先，当逻辑信号SWAP为L时(SWAP＝0)，在电荷转移阶段结束时，储存于C₁与C₂的电荷分别为 $Q_1^{\left(0\right)}=-C_1{V}_{\mathrm{OS}}+\mathrm{I\τ}$ 与 $Q_2^{\left(0\right)}=Q_2^{\left(\mathrm{init}\right)}+C_1(V_{\mathrm{OS}}+V_1-V_{\mathrm{CM}})-\mathrm{I\τ},$ 而输出电压V_O则由下列式子来表示：

$V_O^{\left(0\right)}=V_{\mathrm{CM}}-\frac{Q_1^{\left(0\right)}}{C_1}+\frac{Q_2^{\left(0\right)}}{C_2}=V_{\mathrm{CM}}+\frac{Q_2^{\left(\mathrm{init}\right)}}{C_2}+\frac{C_1}{C_2}(V_1-V_{\mathrm{CM}})+(1+\frac{C_1}{C_2})(V_{\mathrm{OS}}-\frac{\mathrm{I\τ}}{C_1})$

在电荷转移阶段结束时，储存于C_L的电荷则由下列式子来表示：

$Q_L^{\left(0\right)}=C_L(V_O^{\left(0\right)}-V_{\mathrm{CM}})=C_L[\frac{Q_2^{\left(\mathrm{init}\right)}}{C_2}+\frac{C_1}{C_2}(V_1-V_{\mathrm{CM}})+(1+\frac{C_1}{C_2})(V_{\mathrm{OS}}-\frac{\mathrm{I\τ}}{C_1})]$

接着，考虑当逻辑信号SWAP为H时(SWAP＝1)，在电荷转移阶段结束时，储存于C₁与C₂的电荷分别为 $Q_1^{\left(1\right)}=C_1{V}_{\mathrm{OS}}-\mathrm{I\τ}$ 与 $Q_2^{\left(1\right)}=Q_2^{\left(\mathrm{init}\right)}-C_1(V_{\mathrm{OS}}-V_1+V_{\mathrm{CM}})+\mathrm{I\τ},$ 而输出电压则由下列式子来表示：

$V_O^{\left(1\right)}=V_{\mathrm{CM}}-\frac{Q_1^{\left(1\right)}}{C_1}+\frac{Q_2^{\left(1\right)}}{C_2}=V_{\mathrm{CM}}-\frac{Q_2^{\left(\mathrm{init}\right)}}{C_2}-\frac{C_1}{C_2}(V_1-V_{\mathrm{CM}})+(1+\frac{C_1}{C_2})(V_{\mathrm{OS}}-\frac{\mathrm{I\τ}}{C_1})$

在电荷转移阶段结束时，储存于C_L的电荷则由下列式子表示：

$Q_L^{\left(1\right)}=C_L(V_{\mathrm{CM}}-V_O^{\left(1\right)})=C_L[\frac{Q_2^{\left(\mathrm{init}\right)}}{C_2}+\frac{C_1}{C_2}(V_1-V_{\mathrm{CM}})+(1+\frac{C_1}{C_2})(V_{\mathrm{OS}}-\frac{\mathrm{I\τ}}{C_1})]$

明显地，在SWAP＝0时，由比较器的偏移量(V_OS)及电路的延迟量(τ)所导致的误差项与在SWAP＝1的情况下由比较器的偏移量(V_OS)及电路的延迟量(τ)所导致的误差项之正负符号刚好相反，而其他如闪烁噪声的电路误差也可得到相同的结论。

在一实施例中，每当切换式电容电路100A完成一次取样-转移的循环时，此逻辑信号SWAP会改变本身的逻辑状态；换句话说，若在目前的取样-转移循环中，逻辑信号SWAP为逻辑值0，则在下一个取样-转移的循环中，逻辑信号SWAP则会为逻辑值1，而利用这样的规划，由电路所引起之误差就会被调变成一高频噪声因而在超取样的系统中变得无关紧要。

在另一实施例中，此逻辑信号SWAP为一虚拟随机噪声序列(pseudo-random noise sequence，PN sequence)，而利用这样的规划，由电路所引起之误差就会被调变成一随机噪声。

另，对于本领域普通技术人员而言，本发明实施例所揭露的方法原理也可以其他各种相关的变化形式来加以实现，其中包含有以下所述之各个实施例：

(1)在预调(P)阶段，可将输出电压V_O拉升到此系统中最高的电位V_DD，因此，在进入粗略的电荷转移(E₁)阶段前使得V_X＞V_CM，而在这状态下，I₁必须改换为一个电流槽，以及I₂必须改换为一电流源。

(2)可完全移除精细的电荷转移阶段E₂，因电路的延迟量所导致的误差会被完全消除，故无须利用一精细的电荷转移阶段来减少因电路的延迟量所导致的误差，而在这例子中，I₂电流会被去除掉，并且可提升此切换式电容电路整体的运作速度。

(3)在转移阶段(₂)，图3所示之电容C₁的一端点连接到V_X，而电容C₁的另一端点连接到不同于V_CM的一电压。举例来说，对于一管线式模拟/数字转换器而言，电容C₁的另一端点可被连接到取决于电压V₁范围而预先定义之许多电压的其中之一。

(4)电容C₁可利用多个电容来实现，而这些电容在采样阶段(₁)为互相并联，但在转移阶段(₂)，对于这些电容的每一电容而言，其中之一端点(“+”或“-”端点是由逻辑信号SWAP来决定)连接到V_X，而其另一端点可连接到一预先定义的电压，或是连接到此系统中的一内部节点。

本发明还可利用一差动电路来取代一单端电路，图4是本发明一实施例操作于采样阶段之一差动电路的示意图，其中一对采样电容C₁₊/C_1-是对于一差动输入电压V_I+/V_I-进行采样，而图5是本发明一实施例操作于转移阶段之一差动电路版本的切换式电容电路100B的示意图，其中在此实施例是利用差动电荷泵电路将储存于C₁₊/C_1-的电荷传送到一对积分电容C₂₊/C_2-，而在此实施例中的转移阶段(₂)包含有预调(P)阶段、粗略的电荷转移(E₁)阶段以及保持(H)阶段这三个子阶段(sub-phase)，虽然在此一实施例中没有精细的电荷转移阶段E₂，但对于本领域普通技术人员而言，应该可轻易地了解到只要加入一电流源I₂₊及一电流槽I_2-就可包含有此一精细的电荷转移阶段。在预调(P)阶段，V_O+会被拉低到V_SS，而V_O-会被拉高V_DD，以使得V_X+＜V_X-，而在粗略的电荷转移(E₁)阶段，V_X+＜V_X-并且电荷泵140A注入电荷到V_O+，以及从V_O-汲取电荷直到比较器130检测到V_X+＞V_X-，接着会开始进入保持(H)阶段，于此，开关150及电荷泵140A都会被关闭。

图6是本发明另一实施例操作于转移阶段的一差动电路版本的切换式电容电路100C的示意图。在本实施例中，每当逻辑信号SWAP被触发时，本发明是将比较器130与电荷泵140A的输出的连接极性反向改变，以取代前述将一些电容的连接端的极性反向改变的方式。同样地，在本实施例中是利用差动电荷泵电路将储存于C₁₊/C_1-的电荷传送到一对积分电容C₂₊/C_2-，而在此实施例中的转移阶段(₂)包含有预调(P)阶段、粗略的电荷转移(E₁)阶段以及保持(H)阶段这三个子阶段，虽然在此实施例中没有精细的电荷转移阶段E₂，但对于本领域普通技术人员而言，应可轻易地了解到只要加入一电流源I₂₊以及一电流槽I_2-就可包含有此一精细的电荷转移阶段。在预调(P)阶段，若SWAP＝0，则V_O+就会被拉低到V_SS，而V_O-会被拉高V_DD，反之，则V_O+就会被拉高V_DD，而V_O-会被拉低到V_SS。但无论如何，在进入粗略的电荷转移(E₁)阶段前，本实施例可确保V_X+＜V_X-，而在粗略的电荷转移(E₁)阶段，电荷泵140A注入电荷到V_O+(当SWAP＝0)或是V_O-(当SWAP＝1)，以及从V_O-(当SWAP＝0)或是V_O+(当SWAP＝1)汲取电荷直到比较器130检测到V_X+＞V_X-。本实施例是利用改组器340来变换比较器130的连接端的极性，以及利用改组器350来变换电荷泵140A的连接端的极性，以取代前述将一些电容的连接端的极性加以改变的方式，如此，即可清楚地了解到切换式电容电路100C的电路复杂度较切换式电容电路100B低，因此切换式电容电路100C是更佳的一个实施例。其中，该切换式电容电路可为以运算放大器为主的切换式电容电路或是以比较器为主的切换式电容电路或是其他型式的以比较器为主的切换式电容电路。

另，在本说明书所揭露的全部内容中有许多开关(除开关150外)是必要的但并没在这些图示中显示，而这些开关由多个时钟信号所控制，以定义出采样阶段(₁)及转移阶段(₂)下的电路架构(即电路元件间的连接关系)，这些开关没在这些图示中显示是因为这些开关是必然包含其中的，且对于本领域普通技术人员而言，这些开关是显而易见且不言自明的。

以上所述仅为本发明之较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。

Claims (19)

1.一种切换式电容电路，包含：

一比较器；

一电荷泵；

多个电容；及

多个改组器，其中每一改组器是由一逻辑信号所控制来决定该切换式电容电路中之一电路元件的连接端之一极性，且该切换式电容电路是周期性地运作于一采样阶段与一转移阶段；

其中在该采样阶段，该切换式电容电路是对一输入信号进行采样；在该转移阶段，该切换式电容电路是利用一比例来放大该采样的输入信号以产生一第一生成信号并利用该电荷泵将该第一生成信号转移到一负载。

2.如权利要求1所述的电路，其中该电路元件为该多个电容的其中之

3.如权利要求1所述的电路，其中该电路元件为该比较器。

4.如权利要求1所述的电路，其中该电路元件为该电荷泵。

5.如权利要求1所述的电路，其中该逻辑信号为一交替变换逻辑值的序列与一虚拟随机序列其中之一。

6.如权利要求1所述的电路，其中该多个电容包含有一采样电容，其是用于在该采样阶段对该输入信号进行采样。

7.如权利要求6所述的电路，其中该采样电容在该转移阶段是耦接于该比较器。

8.如权利要求6所述的电路，其中该多个电容另包含有一积分电容，且该积分电容于该转移阶段是耦接于该电荷泵。

9.如权利要求1所述的电路，其中，控制该逻辑信号以致于将该切换式电容电之误差被调变成一高频噪声。

10.一种用于对一切换式电容电路中产生的一电路噪声进行频谱整形的方法，该切换式电容电路包含有一比较器、一电荷泵以及多个电容，该方法包含有：

产生一逻辑信号；

在一采样阶段对一输入信号进行采样；

利用一比例来放大该采样的输入信号以产生一生成信号；以及

利用一电路元件的连接端之一组态，在一转移阶段利用一电荷泵将该生成信号转移到一负载，其中该组态是由该逻辑信号所决定。

11.如权利要求10所述的方法，更包含：

控制该逻辑信号以致于该切换式电容电路的误差被调变成一高频噪声。

12.如权利要求10所述的方法，更包含：

周期性地运作该采样阶段与该转移阶段。

13.如权利要求10所述的方法，其中该电路元件为该多个电容的其中之一。

14.如权利要求10所述的方法，其中该电路元件为该比较器。

15.如权利要求10所述的方法，其中该电路元件为该电荷泵。

16.如权利要求10所述的方法，其中该逻辑信号为一交替变换逻辑值的序列与一虚拟随机序列其中之一。

17.如权利要求10所述的方法，其中该多个电容包含有一采样电容，其是在该采样阶段对该输入信号进行采样。

18.如权利要求17所述的方法，其中该采样电容在该转移阶段系耦接于该比较器。

19.如权利要求17所述的方法，其中该多个电容另包含有一积分电容，且该积分电容在该转移阶段系耦接于该电荷泵。

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