CN101046510A - 子孔径雷达高度计 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种子孔径雷达高度计，包括定时单元、调频信号生成单元、上变频放大单元、功放单元、天线、低噪声放大单元、下变频放大单元、相位检波单元、数字处理单元、回波跟踪单元、第一混频器、第二混频器和去斜本振，所述的数字处理单元完成信号的傅立叶变换、精距离调整、压缩处理、粗距离徙动校正和回波视平均处理，得到回波的波形；所述的回波跟踪单元完成高度、回波强度和粗糙度参量的估计运算，并根据估计结果对下变频放大单元、数字处理单元和定时单元做控制操作。本发明与延时多普勒高度计相比，改善了方位压缩的准确性，有利于提高发射功率利用效率；改善了回波平均的有效性，有利于提高高度计的测量精度。

Description

子孔径雷达高度计

技术领域

本发明涉及高度计，特别涉及一种子孔径雷达高度计。

背景技术

雷达高度计是一种搭载于飞机、卫星等飞行器上的测高雷达，可用来测量雷达至目标面的平均高度、目标起伏特性及后向散射系数等参量。

星载雷达高度计自20世纪70年代面世以来，就以其独特的优势在海洋、海冰、陆冰等观测领域发挥着重要作用。星载雷达高度计在海洋动力环境测量中扮演重要角色，可以测量大地水准面的起伏和重力异常、反演地球深层结构、探测大尺度洋流和中尺度涡流、跟踪海洋动力学现象的强弱变化和位置迁移、精确地测量两极覆盖冰量的变化、反演出海洋表面浪高、测量海面风速等等。目前在海洋动力环境探测方面，雷达高度计具有其他仪器不可替代的作用，对国民经济和国防建设都发挥重要的作用。

但传统星载脉冲有限体制的雷达高度计功率利用效率很低，因此一般体积和重量都比较大，功耗一般都在100W左右，所以一般都采用大卫星平台。为提高功率利用效率，人们提出了将传统高度计技术和孔径合成技术相结合的思路，从而开始了新一代雷达高度计体制的研制工作，延时多普勒高度计(Delay DopplerAltimeter，简称DDA)就是这样一种正在研制的新型雷达高度计，它可以将传统高度计发射信号的峰值功率降低10dB，同时提高了沿航迹方向上的空间分辨率。但DDA在孔径合成方式上采用简单的非聚焦多普勒锐化孔径合成和视配准方法，这在很大程度上制约了功率利用效率和测量精度进一步提高。子孔径雷达高度计(Sub-apertureAltimeter，简称SAA)则采取不同的设计思路，即通过非聚焦孔径合成和粗视配准的实时处理模式与聚焦子孔径合成和精视配准的后处理模式相结合，其功率利用效率和测量精度从机理上完全优于DDA，而且基本不增加高度计硬件系统实现的复杂度，是非常有前途的一种新型雷达高度计，对于高度计实现小型化具有非常重要的意义。

发明内容

本发明的目的是克服延时多普勒高度计在孔径合成方式上采用简单的非聚焦多普勒锐化孔径合成和视配准方法，制约了功率利用效率和测量精度进一步提高的缺陷，从而提供一种功率利用效率以及测量精度都较高的子孔径雷达高度计。

为了实现上述目的，本发明提供了一种子孔径雷达高度计，如图1，包括定时单元1、调频信号生成单元2、上变频放大单元3、功放单元4、天线5、低噪声放大单元6、下变频放大单元7、相位检波单元8、数字处理单元9、回波跟踪单元10、第一混频器11、第二混频器12和去斜本振13；所述的定时单元1与所述调频信号生成单元2的输入端电连接，所述调频信号生成单元2的输出端连接上变频放大单元3的输入端，上变频放大单元3有两个输出端，一个与功放单元4的输入端连接，另一个和去斜本振13共同接入第一混频器11中，功放单元4的输出端连接到雷达的天线5上，天线5还与低噪声放大单元6相连，低噪声放大单元的输出端6与第一混频器11的输出共同接入第二混频器12中，第二混频器12的输出连接到下变频放大单元7的输入端，下变频放大单元7的输出端连接到相位检波单元8的输入端，相位检波单元8的输出端则与数字单元9的输入端连接，数字单元9与回波跟踪单元10连接，回波跟踪单元10的输出端分别与定时单元1、下变频放大单元7和数字处理单元9的输入端连接，所述的数字处理单元9完成信号的傅立叶变换、精距离调整、压缩处理、粗距离徙动校正和回波视平均处理，得到回波的波形；所述的回波跟踪单元10完成高度、回波强度和粗糙度参量的估计运算，并根据估计结果对下变频放大单元7、数字处理单元9和定时单元1做控制操作。

上述技术方案中，所述的定时单元1提供高精度的定时脉冲信号，并产生用于触发调频信号生成单元2使之产生调频信号的发射信号T_X和接收触发信号R_X，所述定时单元1由高速定时电路实现其功能。

上述技术方案中，所述的调频信号生成单元2在定时单元1发出的发射信号T_X或接收触发信号R_X的作用下，生成调频信号，所生成的调频信号输出到上变频放大单元3中；所述的调频信号生成单元2由DDS器件实现。

上述技术方案中，所述的上变频放大单元3将基带调频信号进行倍频放大后调制到载频段并放大，以满足功放单元4对输入信号强度的要求，所述上变频放大单元3将由发射信号T_X触发的调频信号倍频上变频放大后输出到功放单元4，将由接收触发信号R_X触发的调频信号倍频上变频放大后输出到第一混频器11的输入端，与去斜本振13的输出信号进行混频；所述上变频放大单元3由倍频电路、放大器和混频器实现。

上述技术方案中，所述的天线5将信号由电流形式转换为电磁波形式以进行定向空间传播，并接收回波信号，所述天线5对信号的发送与接收在不同的时间段内实现；所述天线5可采用抛物线天线。

上述技术方案中，所述的第二混频器12接收低噪放大单元6的输出信号以及第一混频器11的输出信号，并对两种信号进行混频处理，将回波信号解调到中频和实现去斜处理。

上述技术方案中，所述的相位检波单元8对去斜后的基带信号进行相位检波，提取信号的一对正交分量；所述的相位检波单元8由信号正交电路、混频器和低通滤波放大器实现。

上述技术方案中，所述的数字处理单元9首先对信号做模数转换，接着对信号做傅立叶变换和精距离调整，然后利用子孔径非聚焦合成和视图粗配准的方式，得到完整的去斜回波数据，最后将信号的模量平方，得到回波的波形。

所述的利用子孔径非聚焦合成和视图粗配准方式的具体实现方法为：

通过多普勒锐化处理实现方位向的非聚焦合成，然后通过对视图做直接叠加平均实现视图的粗距离配准；在做直接叠加平均前，降低距离分辨率，加宽接收窗口，以消除或减轻距离徙动对视图直接叠加平均造成的影响；在做叠加平均处理时，对各视图进行直接叠加平均或对各视进行少量的距离徙动校正处理后再进行叠加平均处理。

上述技术方案中，所述的回波跟踪单元10在估算高度、回波强度和粗糙度参量时是将数字处理单元9所得到的一组处理后的平均回波功率样本分别代入平均回波功率公式和最大似然跟踪算法确定的方程式，根据待估计参量的数量和回波特征选择足够数量的样本形成一个可解的方程组，做方程组求解得到待求参量的估计值；所述回波跟踪单元10的估计结果包括去斜信号触发时间、信号处理时域旋转因子和自动增益控制值，所述的去斜信号触发时间送入定时单元1，所述的信号处理时域旋转因子送入数字处理单元9，所述的自动增益控制值送入下变频放大单元(7)。

本发明的优点在于：

1、本发明的子孔径雷达高度计采取聚焦子孔径合成的方式，与延时多普勒高度计所采用的非聚焦合成方式相比，改善了方位压缩的准确性，有利于提高发射功率利用效率。

2、本发明地子孔径雷达高度计采取的配准精度高于延时多普勒高度计，改善了回波平均的有效性，有利于提高高度计的测量精度。

附图说明

图1为本发明的子孔径雷达高度计的结构图；

图2为子孔径雷达高度计的工作模式的示意图；

图3a为传统高度计等效足迹分布的示意图；

图3b为子孔径雷达高度计在视配准前等效足迹分布的示意图；

图3c为子孔径雷达高度计在视配准后等效足迹分布的示意图；

图4为子孔径雷达高度计在视配准前的几何观测示意图；

图5为零多普勒频率下附近多普勒条带的平坦海面回波。

图面说明

1定时单元            2调频信号生成单元    3上变频放大单元

4功放单元            5天线                6低噪声放大单元

7下变频放大单元      8相位检波单元        9数字处理单元

10回波跟踪单元       11第一混频器         12第二混频器

13去斜本振

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。

如图1，本发明的子孔径雷达高度计包括：定时单元1、调频信号生成单元2、上变频放大单元3、功放单元4、天线5、低噪声放大单元6、下变频放大单元7、相位检波单元8、数字处理单元9、回波跟踪单元10、第一混频器11、第二混频器12和去斜本振13。

所述的定时单元1用于提供高精度的定时脉冲信号，通常由高速定时电路实现其功能。

所述的调频信号生成单元2用于产生调频信号，在本发明中采用有源调频方式。本单元可由DDS(直接数字合成，Direct-Digital Synthesis)器件实现。

所述的上变频放大单元3将基带调频信号进行倍频放大后调制到载频段并放大，以满足功放单元4对输入信号强度的要求。所述上变频放大单元3将由发射信号T_X触发的调频信号倍频上变频放大后输出到功放单元4，将由接收触发信号R_X触发的调频信号倍频上变频放大后输出到第一混频器11的输入端。所述上变频放大单元3由倍频电路、放大器和混频器实现。

所述的第一混频器11将上变频放大单元3的输出与去斜本振13的输出信号进行混频。

所述的功放单元4将射频信号进行功率放大，以满足实际应用对发射信号功率的要求。本单元可由高功率放大器实现。

所述的天线5用于将射频信号由电流形式转换为电磁波形式以进行定向空间传播，此外还可实现对射频回波信号的接收。天线5对射频信号的发送与接收在不同的时间段内实现。天线5可采用抛物面天线。

所述的低噪声放大单元6用于放大天线5所接收的射频回波信号。该单元可用低噪声宽带放大器实现。

所述的第二混频器12用于对低噪放大单元6的输出结果与第一混频器11的输出结果进行混频，将回波信号解调到中频和实现去斜处理。

所述的下变频放大单元7对第二混频器12的输出进行放大，以满足相位检波单元8对输入信号强度的要求。本单元可由放大器实现。

所述的相位检波单元8对去斜放大后的基带信号进行相位检波，提取信号的一对正交分量，以获得信号幅度和相位信息，同时可降低对A/D采样率的要求。本单元可由信号正交电路、混频器和低通滤波放大器实现。

所述的数字处理单元9完成信号的傅立叶变换、精距离调整、压缩处理、粗距离徙动校正和回波视平均处理等功能，一般由数字信号处理器(DSP)实现。

所述的回波跟踪单元10将完成高度、回波强度和粗糙度等参量的估计运算和根据估计结果进行的控制操作，由数字信号处理器及其软件、数字和模拟控制电路来实现。

所述的去斜本振13输出信号到第一混频器11中。

SAA的工作模式如图2所示，在雷达平台飞过目标区上空时，采取天底点观测模式，周期性地向目标面发射脉冲簇(载频波长为λ)，簇内各脉冲采用相同形式的线性调频信号进行相干调制，发射信号与天线波束照射区内的目标面相作用形成依次等间隔分布的回波簇，并由雷达天线接收。上述脉冲簇收发机制必须遵守如下原则：(1)簇内脉冲重复频率满足对波束内回波信号多普勒频带的无失真采样；(2)脉冲簇发射窗口宽度的最大值必须小于天线至照射区最短距离的双倍程延时，这是为了防止收发窗口重叠，也决定了子孔径的有效长度；(3)接收窗口由一系列等间隔排列的子窗口组成，在每个子窗口中进行相同形式的相干全去斜处理。这样，每个脉冲簇经过上述收发处理，就获得了一个全去斜回波簇，经过I、Q滤波、采样和存储，形成一个(距离×方位)的二维观测数据矩阵，该矩阵作为一个完整的输入，可用于后续的子孔径的视图压缩、配准过程以及回波跟踪等过程。

本发明的子孔径雷达高度计的工作过程具体包括以下步骤：

步骤1、子孔径雷达高度计开始工作，定时单元1根据系统的PRF时钟，在每个PRF周期的起始时刻产生一个发射信号(T_X)，该发射信号触发调频信号生成单元2，使调频信号生成单元2产生一个调频信号，不同时刻的调频信号形成脉冲簇。

步骤2、步骤1产生的调频信号在上变频放大单元3中做上变频放大，所得到的结果送入功率放大单元4，由功率放大单元4放大功率。

步骤3、经过放大的调频信号由天线5发射出去，利用发射出去的调频信号对目标面进行扫描。

以点目标的情况为例，所述的发射信号可以用数学公式表示，公式(1)是发射信号的复数表达式：

${\hat{s}}_t=\mathrm{rect}\left(\frac{t}{T_r}\right)\exp ({\mathrm{\ω}}_c\·t+j{\mathrm{\π}\·k}_r{\·t}^2)$

其中，ω_c为载频，k_r为线性调频斜率，T_r为持续时间，表示时间自变量的有效范围(边界)，它是一个表示时间范围的常量，而t是时间变量。

步骤4、发射信号与天线波束照射区内的目标面相作用，形成依次等间隔分布的回波簇，并由雷达天线5接收，天线5接收到回波信号，在低噪声放大单元6中对回波信号做低噪声放大处理。应当说明，本发明的子孔径雷达高度计采用脉冲收发时分工作方式，即天线5在步骤3所完成的脉冲发射和本步骤中的接收回波信号在时间上是完全分开的。

步骤5、定时单元1接收来自回波跟踪单元10的粗距离调整值，定时单元1在粗距离调整的控制下，发送接收触发信号(R_X)。

步骤6、步骤5得到的接收触发信号触发调频信号生成单元2，产生一个调频信号，该调频信号在上变频放大单元3中做上变频放大处理，然后在第一混频器11中与去斜本振做混频操作。

步骤7、对步骤4得到的低噪声放大处理后的散射回波信号与步骤6得到的上变频放大后的调频信号在第二混频器12中进行混频，做全去斜坡处理，实现时间差到频率差的转换，其频谱位置与高度计相对目标的距离呈线性变化关系，可达到距离高分辨的目的。

仍以步骤3所列举的点目标的情况为例，假设有侧距为r₀，方位为s₀的点目标，其中的侧距为点目标至雷达航线的垂直距离，方位为点目标至雷达距离在航线方向的投影，该点目标所对应的去斜后的接收信号的复数表达式如公式(2)所示：

${\hat{s}}_r(t,s-s_0,r_0)=a(s-s_0,r_0)\·\mathrm{rect}\left(\frac{t-\frac{2r(s-s_0,r_0)}{c}}{T_r}\right)\·\mathrm{rect}\left(\frac{s-s_0}{T_s}\right)\exp (-j\frac{4\mathrm{\π}}{\mathrm{\λ}}r({s-s}_0,r_0))$

$\·\exp [-j\frac{4\mathrm{\π}}{c}(r(s-s_0,r_0)-r_c)\·(t-\frac{{2r}_c}{c})]\·\exp \left[j\frac{4{\mathrm{\πk}}_r}{c^2}{(r(s-s_0,r_0)-r_c)}^2\right]$

本公式是雷达回波信号的常用表达式，由上述公式可以看出目标回波是发射信号经过距离相位调制和距离、天线等损耗因素幅度调制的结果。

公式中的r_c为参考距离，k_r为线性调频斜率，a(s-s₀，r₀)是天线和距离造成的幅度调制因子，c是空气中的光速。

步骤8、将步骤7得到的全去斜坡后的回波在下变频放大单元7中做下变频放大。

由于雷达接收信号的强度变化很大，为防止接收信号强度变化超出接收机允许的信号动态范围，在本步骤中需要采用自动增益控制(AGC)技术实现对接收信号强度的控制。在下变频放大单元7的信号放大器中有增益控制电路，回波跟踪单元10产生控制信号，对信号放大器增益进行控制。

步骤9、将步骤8得到的结果在相位检波单元8中做正交检波，提取回波信号的一对正交分量，以获得信号幅度和相位信息，同时可降低下一步骤中对A/D采样率的要求。

步骤10、将检波后的结果送入数字处理单元9，在数字单元9中实现信号的模数转换，然后对信号做傅立叶变换(FFT)和精距离调整，并利用子孔径非聚焦合成和视图粗配准的方式，得到完整的去斜回波数据，最后将模量平方，得到回波的波形。

在本步骤中，所述的利用子孔径非聚焦合成和视图粗配准方式的具体实现方法为：

通过多普勒锐化处理实现方位向的非聚焦合成，然后通过对视图做直接叠加平均实现视图的粗距离配准。在做直接叠加平均前，应当降低距离分辨率，加宽接收窗口，以消除或减轻距离徙动对视图直接叠加平均造成的影响。在做叠加平均处理时，既可以对各视图进行直接叠加平均，获得目标照射区各方位分辨单元的平均回波功率，也可以对各视进行少量的距离徙动校正处理后再进行叠加平均处理，获得目标照射区各方位分辨单元的平均回波功率。由上述操作，可获得完整的去斜回波数据。

本步骤中得到的回波的波形在数学表达式上就是一个距离、方位的二维观测数据矩阵。数字处理单元9接收回波跟踪单元10赋予的精距离调整，对粗距离调整后剩余的误差进行补偿。精距离调整的具体实现是对傅立叶变换前的整个时域信号乘以一个相位旋转因子，造成相移。

在本步骤中，经过傅立叶变换可实现信号的压缩处理，信号压缩处理后可得到子孔径雷达高度计的距离分辨率和方位分辨率。

距离分辨率的计算公式如公式(3)所示：

$\mathrm{\Δr}=\frac{c}{2\·k_r{\·T}_r}$

方位分辨率的表达式近似为公式(4)：

$\mathrm{\Δx}=\frac{\mathrm{H\λ}}{{2L}_{\mathrm{sa}}}$

本步骤所得到的回波波形有两种后续处理，一是将回波波形送入回波跟踪单元10，由回波跟踪单元10对其做实时粗跟踪处理；二是将回波波形的数据下传到地面，由地面对数据做精跟踪处理。地面精跟踪处理过程中，采用子孔径聚焦合成和视图精配准的方式，并采取视前配准策略。具体实现方法为：采用FS(频率变标)或CZT(chirp Z变换)等高精度距离徙动校正算法，和方位相关配准的视配准方法，实现各视图间的高精度配准和加权平均，获得目标照射区各方位分辨单元的平均回波功率，利用最大似然跟踪算法对回波参数进行高精度估计，在本实施例中对该部分的内容不做详细描述。

步骤11、将步骤10得到的结果送入回波跟踪单元10，完成高度、回波强度和粗糙度等参量的估计运算和根据估计结果进行的控制操作。具体的实现方法如下：

步骤111、参量的估计运算。在步骤10中所得到的一个距离、方位的二维观测数据矩阵实际上就是一组处理后的平均回波功率样本，将其分别代入平均回波功率公式和最大似然跟踪算法确定的方程式，根据待估计参量的数量和回波特征选择足够数量的样本形成一个可解的方程组，进行方程组求解就得到了待求参量的估计值。所述的回波特征与目标特征有关，不同的估计参量对应的波形灵敏区不同，比如一般海洋回波波形是一个上升沿很陡(高度估计和粗糙度估计灵敏区)、中间平坦(AGC增益估计灵敏区)而下降沿较缓的凸形函数分布形式。

在本步骤中，所述的平均回波功率公式如公式(5)所示，该公式为起伏目标面的回波功率公式，该公式采用根据BROWN模型推导的三卷积形式，可获得起伏目标面的SAA平均功率回波，公式(5)如下：

p_s(t)＝p_t(t)p_FS(t)f_h(t)            公式(5)

其中，p_t(t)为发射功率函数，p_FS(t)为平坦目标面冲激响应函数，f_h(t)为目标面起伏度概率密度函数。所述的发射功率函数p_t(t)通常为矩形或类高斯形的窄脉冲函数表达式。所述的目标面起伏度概率密度函数f_h(t)根据具体的目标面的不同而有所区别，对于海洋、平原、山陵等不同的目标面，f_h(t)都各有不同。

p_FS(t)的计算公式如公式(6)所示：

$P_{\mathrm{FS}}(f_i,f_{i+1},t)=P_{\mathrm{FS}}^i(f_i,t)-P_{\mathrm{FS}}^{i+1}(f_{i+1},t)---\left(6\right)$

其中，P_FS ⁱ(f_i，t)表示等多普勒频率f_i曲线和沿航迹向无穷远处所确定的几何观测目标的回波，其计算公式如公式(7)所示。

其中的p_t根据雷达方程式 $P_r=\frac{P_t{G}^2{\mathrm{\λ}}^2\mathrm{\σ}}{{\left(4\mathrm{\π}\right)}^3{r}^4{k}_s}$ 可以得到。其中的

$\mathrm{\σ}={\mathrm{\σ}}^0\·A_r,A_r={\mathrm{\ρ}}_a{\·\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{gr}},{\mathrm{\ρ}}_a=\frac{\mathrm{\λH}}{{2L}_{\mathrm{sa}}};$

σ⁰是目标面归一化后向散射系数，A_r是分辨单元有效散射面积；ρ_a是方位分辨率，ρ_gr是地距分辨率，L_sa是子孔径长度，H是雷达高度。

在高度计天线半功率角宽θ_w小于5°的前提下，可以认为σ⁰(θ，)＝σ⁰。假设采用高斯天线，即

其中G⁰为常数，γ为天线参数，其与天线半功率角宽的关系为γ＝4sin²(θ_w/2)/ln2。令 $p_t(t-\frac{2r}{c})=\mathrm{\δ}(t-\frac{2r}{c}),$ 则平坦目标面冲激响应如公式(8)所示

在步骤10所完成的视配准之前，雷达高度计子孔径合成的等效锐化波束照射区，可以通过目标面上的等多普勒线来划分，它在目标平面上服从双曲线分布，SAA在这种工作方式下的几何观测示意图如图4所示。由图4中的几何关系可知，

公式(9)

其中ξ表示天线轴线偏离天底点的误指向角。根据等多普勒双曲线方程 $y=f\sqrt{\frac{x^2+h^2}{1-f^2}}$ 可以得到：

${\mathrm{\ρ}}_i=h\·\frac{f_i}{\sqrt{1-{f_i}^2}}$ 公式(10)

$t_i=\frac{2h}{c}\·\frac{1}{\sqrt{1-{f_i}^2}}$

将公式(8)和公式(10)代入公式(6)做进一步的公式推导，可得到：

$P_{\mathrm{FS}}(f_i,f_{i+1},\mathrm{\τ})=P_{\mathrm{FS}}^i(f_i,t)-P_{\mathrm{FS}}^{i+1}(f_{i+1},\mathrm{\τ})$

$=\frac{G_0^2{\mathrm{\λ}}^2{\mathrm{\σ}}^0\left({\mathrm{\ψ}}_0\right)}{{\left(4\mathrm{\π}\right)}^3{L}_p{h}^3}\exp [-\frac{4}{\mathrm{\γ}}{\sin }^2\mathrm{\ξ}-\frac{4c}{\mathrm{\γh}}\mathrm{\τ}\cos 2\mathrm{\ξ}][U(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_i)g(f_i,\mathrm{\τ})-U(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_{i+1})g(f_{i+1},\mathrm{\τ})$

公式(11)

其中，τ＝t-2h/c表示双延迟，P_FS(f_i，f_i+1，τ)表示等多普勒频率f_i曲线和等多普勒频率f_i+1曲线围成的几何观测条带的平坦目标面冲激响应，U(τ-Δτ_i)是阶跃函数。 ${\mathrm{\Δ\τ}}_i=\frac{h}{c}{f_i}^2+\frac{{\mathrm{c\τ}}^2}{2h}{f_i}^2,$ $g(f_i,\mathrm{\τ})=\{2+\frac{8\mathrm{si}{n}^{2}2\mathrm{\ξ}}{{\mathrm{\γ}}^2}\frac{\mathrm{c\τ}}{h}-\frac{4\mathrm{si}{n}^2\mathrm{\ξ}}{\mathrm{\γ}}\frac{\mathrm{c\τ}}{h}\}{\mathrm{\Φ}}_i^{\mathrm{\τ}},$

${\mathrm{\Φ}}_i^{\mathrm{\τ}}=\mathrm{arcctg}\frac{f_i}{\sqrt{1-{f_i}^2-{(1+\mathrm{c\τ}/2h)}^{-2}}}.$

上述的公式(11)就是多普勒锐化下的高度计的平坦目标面冲激响应的表达式，代入公式(5)即可获得起伏目标面的SAA平均功率回波。

所述的最大似然跟踪算法是成熟的现有技术，在本实施例中不再对其做详细描述，本领域的普通技术人员可通过查找相应的技术文献。

在本步骤中所要求的高度和回波强度由平均回波功率p_s(t)决定，粗糙度由f_h(t)决定。

步骤112、控制操作。根据各参量估值分别控制下一次回波的去斜信号触发时间(粗距离调整)、信号处理频域旋转因子(精距离调整)和自动增益控制值。所述的参量包括高度估计、AGC增益估计和目标面粗糙度估计。高度估计分成粗距离估计和精距离估计，前者控制定时器的触发脉冲发生时间，从而控制接收去斜信号的发生时间，完成粗距离调整；后者对数字处理单元的软件参数进行改变，以完成精距离调整。回波跟踪单元根据AGC增益估计产生相应的控制信号，对接收机信号放大器增益进行控制。

在本步骤中，回波跟踪单元10将步骤10得到的距离和方位的二维数据矩阵作为条件代入一多元非线性方程组，该方程组的未知量为估计时间，对该方程组求解，即可获得估计时间等参量。由于子孔径雷达高度计的硬件性能指标达不到接收时间控制所要求的高精度，通常采取软硬结合的方式来满足高度计时间控制的精度要求。由硬件可以得到估计时间的粗略值，该值可以被称为去斜信号触发时间，也可称为粗距离调整，由软件可以得到信号处理时域旋转因子，该因子也可以被称为精距离调整。精距离调整被送入数字处理单元9中，粗距离调整被送入定时单元1中。

本发明的子孔径雷达高度计的照射足迹分布特征在距离向上与传统高度计一样主要由天线方向图决定，而在方位向上则与传统高度计有很大区别，主要体现为波束照射区内方位向的可分辨性，二者的主要区别如图3a、图3b、图3c所示。与传统高度计不同的是，经过多普勒锐化后的高度计观测目标从如图3a的圆和圆环变为如图3b所示的条带。

图5则表示出了零多普勒频率下附近等多普勒条带的平坦海面回波。图中对回波做了归一化处理。

从图5可以看到，与传统高度计的回波波形不同，多普勒锐化下的条带的平坦目标面冲激响应呈不对称的尖峰形式，其前沿类似于冲激函数，而后沿则陡降到一定程度之后维持平缓下降的形式。

Claims (10)

1、一种子孔径雷达高度计，包括定时单元(1)、调频信号生成单元(2)、上变频放大单元(3)、功放单元(4)、天线(5)、低噪声放大单元(6)、下变频放大单元(7)、相位检波单元(8)、数字处理单元(9)、回波跟踪单元(10)、第一混频器(11)、第二混频器(12)和去斜本振(13)；所述的定时单元(1)与所述调频信号生成单元(2)的输入端电连接，所述调频信号生成单元(2)的输出端连接上变频放大单元(3)的输入端，上变频放大单元(3)有两个输出端，一个与功放单元(4)的输入端连接，另一个和去斜本振(13)共同接入第一混频器(11)中，功放单元(4)的输出端连接到雷达的天线(5)上，天线(5)还与低噪声放大单元(6)相连，低噪声放大单元的输出端(6)与第一混频器(11)的输出共同接入第二混频器(12)中，第二混频器(12)的输出连接到下变频放大单元(7)的输入端，下变频放大单元(7)的输出端连接到相位检波单元(8)的输入端，相位检波单元(8)的输出端则与数字单元(9)的输入端连接，数字单元(9)与回波跟踪单元(10)连接，回波跟踪单元(10)的输出端分别与定时单元(1)、相位检波单元(8)和数字处理单元(9)的输入端连接，其特征在于，用于完成信号的傅立叶变换、精距离调整、压缩处理、粗距离徙动校正和回波视平均处理的数字处理单元(9)由数字信号处理器实现；用于完成参量的估计运算和控制操作的回波跟踪单元(10)由数字信号处理器及数字控制电路和模拟控制电路实现。

2、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的定时单元(1)提供定时脉冲信号，并产生用于触发调频信号生成单元(2)使之产生调频信号的发射信号T_X和接收触发信号R_X，所述定时单元(1)由定时电路实现其功能。

3、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的调频信号生成单元(2)在定时单元(1)发出的发射信号T_X或接收触发信号R_X的作用下，生成调频信号，所生成的调频信号输出到上变频放大单元(3)中；所述的调频信号生成单元(2)由直接数字合成器件实现。

4、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的上变频放大单元(3)将基带调频信号进行倍频放大后调制到载频段并放大，以满足功放单元(4)对输入信号强度的要求，所述上变频放大单元(3)将由发射信号T_X触发的调频信号倍频上变频放大后输出到功放单元(4)，将由接收触发信号R_X触发的调频信号倍频上变频放大后输出到第一混频器(11)的输入端，与去斜本振(13)的输出信号进行混频。

5、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的天线(5)将信号由电流形式转换为电磁波形式以进行定向空间传播，并接收回波信号，所述天线(5)对信号的发送与接收在不同的时间段内实现；所述天线(5)采用抛物面天线。

6、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的第二混频器(12)接收低噪放大单元(6)的输出信号以及第一混频器(11)的输出信号，并将两种信号进行混频，然后将混频后的信号解调到中频，实现去斜处理。

7、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的相位检波单元(8)对去斜后的基带信号进行相位检波，提取信号的一对正交分量。

8、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的数字处理单元(9)首先对信号做模数转换，接着对信号做傅立叶变换和精距离调整，然后利用子孔径非聚焦合成和视图粗配准的方式，得到完整的去斜回波数据，最后将信号的模量平方，得到平均回波功率样本。

9、根据权利要求8所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的利用子孔径非聚焦合成和视图粗配准方式的具体实现方法为：

通过多普勒锐化处理实现方位向的非聚焦合成，然后通过对视图做直接叠加平均实现视图的粗距离配准；在做直接叠加平均前，降低距离分辨率，加宽接收窗口，以消除或减轻距离徙动对视图直接叠加平均造成的影响；在做叠加平均处理时，对各视图进行直接叠加平均或对各视图进行少量的距离徙动校正处理后再进行叠加平均处理。

10、根据权利要求1所述的子孔径雷达高度计，其特征在于，所述的回波跟踪单元(10)完成高度、回波强度和粗糙度参量的估计运算，并根据估计结果对相位检波单元(8)、数字处理单元(9)和定时单元(1)做控制操作；在估算高度、回波强度和粗糙度参量时是将数字处理单元(9)所得到的一组处理后的平均回波功率样本分别代入平均回波功率公式和最大似然跟踪算法确定的方程式，根据待估计参量的数量和回波特征选择足够数量的样本形成一个可解的方程组，做方程组求解得到待求参量的估计值；所述回波跟踪单元(10)的估计结果包括去斜信号触发时间、信号处理时域旋转因子和自动增益控制值，所述的去斜信号触发时间送入定时单元(1)，所述的信号处理时域旋转因子送入数字处理单元(9)，所述的自动增益控制值送入下变频放大单元(7)。

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