CN101010650B

CN101010650B - 具有有效输出电流检测的功率变换器件

Info

Publication number: CN101010650B
Application number: CN2005800293707A
Authority: CN
Inventors: H·阿玛尼; H·克东尼尔; C·迪皮依
Original assignee: Atmel Corp
Current assignee: Atmel Corp; Amtel Corp
Priority date: 2004-07-02
Filing date: 2005-06-06
Publication date: 2011-09-07
Anticipated expiration: 2025-06-06
Also published as: FR2872645A1; TWI350048B; US7053591B2; TW200618453A; CN101010650A; US20060002154A1; FR2872645B1

Abstract

一种功率变换器件(300)包括用于检测输出驱动器件的输出电流特性的电子电路(315)。流过输出驱动器件的电流特性被检测，并传送到用于控制检测电流(115)的开关器件(120)。检测器件(305)与输出驱动器件相耦合，检测输出驱动器件的输出电流并产生与所检测到的输出电流成比例的第二检测电流。内部电阻器件(310)用于产生检测电压(320)。该内部电阻器件与开关器件相耦合并接收检测电流。该内部电阻器件可根据与流过输出驱动器件的电流成比例的检测电流来提供检测电压。

Description

具有有效输出电流检测的功率变换器件

技术领域

本发明涉及DC-DC开关调节器、线性调节器以及功率放大器。更具体地，用于检测和保持这些电路的输出驱动特性的装置还提供对输出器件的保护。

背景技术

DC-DC功率变换器广泛地应用于各种产品设备。在可再生能源(太阳能电池)、需要交流电压的产品(液晶显示器)、远程供电的通信网络(远程蜂窝电话中继站)以及诸如手机和膝上电脑之类的电池供电设备等领域中，DC-DC功率变换器已经成为关键产品。

DC-DC变换器、电池充电器、音频放大器以及功率调节器都需要检测输出电流的方法。基于输出电流的反馈能调节电源电路以保持稳定的输出特性，并保护输出电路免受过载电流的影响。

通常，电阻器已与输出节点串联使用并被配置成在其两端形成一检测电压。可将所检测到的电流或电压量与内部基准源作比较，并在数字电路内组合以将控制信号提供给输出驱动器件。比较和反馈路径允许输出电流和电压可在变化的环境条件(诸如负载需求、温度、电源电压以及实施技术的特征)下得以维持。这种电路特性检测方法的缺陷是需要相当大的电流，在某些实现中所需电流多达1安培之多，这就成比例地降低了变换器或者调节器件的效率。此外，精密的外接电阻器是非常昂贵的并且难以集成的。

参阅例示了一种现有技术器件的图1，在DC-DC变换器100中，通过所检测到的输出特性和基准源的比较和组合，形成了一反馈信号。在第一比较器130的输出处产生第一调整反馈信号。将来自NMOS驱动晶体管120的输出节点125的第一检测电压提供给第一比较器130的第一输入节点。将来自第一电压基准(参考)源132的电压输出提供给第一比较器130的第二输入节点。在第二比较器136的输出处产生第二调整信号，该信号具有电压分压节点141的输出电压特性和第二电压基准源148的电压输出。两个调整信号在数字电路134内组合并将所组合的信号作为反馈提供给驱动器138。驱动器138的输出139产生驱动电平控制信号。该驱动电平控制信号在驱动晶体管120的输出节点125上产生经调节的驱动电平。

进一步参阅图1，内部或者外部检测电阻器105传导来自输出节点125的检测电流115。流过外接检测电阻器105的检测电流115产生输入到第一比较器130的第一检测电压。分压器节点141将第一内部电阻器140连接到第二内部电阻器142，从而形成串联组合。第一内部电阻器140的输入连接到变换器输出节点144，并且第二内部电阻器142的输出连接到接地160。第二比较器136的第二输入来自于第二电压基准源148的输出。来自分压节点141的电压输出是测量来自变换器输出节点144的电压输出特性的第二检测电压。第二检测电压在第二比较器136内与基准电压源148的电压输出作比较。

源和偏置器件连接到DC-DC变换器100，以便于工作。产生电源电压V_in的电池150是经外部检测DC-DC变换器100的电源。电池150连接到输入节点152并连接到电感器153的输入。电感器153的输出连接到检测节点154。整流器件一二极管156的阳极连接到检测节点154，而其阴极连接到变换器的输出节点144。二极管156提供了检测节点154与变换器输出节点144上所产生电压的电隔离，以避免变换器输出节点144上的电压超出大于检测节点154下二极管器件阈值的势能。电荷存储器件—电容器158的输入连接到变换器的输出节点144而其输出连接到接地160。

参阅也示出一现有技术器件的图2，电流镜检测DC-DC变换器200含有内部检测电阻器205，它的输入连接到检测节点154，而其输出连接到NMOS电流镜晶体管215的第一输入。其目标是在检测电阻器205的两端约100毫伏的检测电压和大约100毫安的镜像电流。内部检测电阻器205的值通常为1千欧。电流镜晶体管215的输出连接到接地160而其第二输入(或栅极输入)连接到驱动器138的输出139。电流镜晶体管215与内部检测电阻器205的串联连接形成电流镜。内部检测电阻器205的输入并行连接到驱动晶体管120的第一输入，而电流镜晶体管215的控制输入并行连接到驱动晶体管120的控制输入或者第二输入。内部检测电阻器205和电流镜晶体管215与驱动晶体管120并联的配置允许电流镜能跟踪通过驱动晶体管120的电流驱动特性，并产生流过内部检测电阻器205的检测电流I_sense/k225，它可以电流幅值的几分之一来反映I_sens。115的特性。第一检测电压V_senseMn/k是内部检测电阻器205的输出上的电压，后者被输入到电压基准比较器210的第一输入。电压基准比较器210的第二输入是检测节点154上的电压。电压基准比较器210的输出连接到数字电路134。

内部检测电阻器205的电阻值和电流镜晶体管215的电流确定器件的几何图形被配置成产生其幅值是I_sens。115的几分之一的检测电流I_sense/k 225，从而I_sense/k

225和I_sens。115的比例为1比k或者I_sense/k225是I_sense115的1/k。所选择的“k”的值使得1/k的比率足够小且不会降低功率的效率。“k”的典型值是1000左右。例如，当所期望的I_sense115的最大值是100毫安时，可选择1千欧的内部检测电阻器205，以产生100微安的I_sense/k225。因此，由内部检测电阻器205和电流镜晶体管215所形成的电流镜可使用I_sense115电流幅值的1/k来产生第一检测电压V_senseMn/k。流过内部检测电阻器205的电流I_sense/k225是由检测节点154提供的电流的一部分。由检测节点154所提供的电流也提供I_sense115，但I_sense/k225不从I_sense115取用电流。I_sense/k225的相对较低电流幅值以及它不降低I_sense115的事实都意味着在效率方面电流镜检测DC-DC变换器200可获得胜于外接检测DC-DC变换器100的改进步骤。

这项技术的一个缺陷是，效率是随着I_sense/k225幅值变小而提高的。但是随着I_sense/k225变小，第一检测电压V_senseMn/k的精度下降。基于V_senseMn/k的反馈信号量，例如在驱动器138输出端139上的驱动电平控制信号，因为电路被配置成通过减小I_sene/k225来提高效率，所以在产生精确驱动电平控制中用处就较少。

电流镜检测DC-DC变换器200的另一缺陷是在输出电压值的数量级上共模电压范围非常宽，。适于这类信号特性的比较器设计需要较低的输入共模电压范围和较高的输入共模电压范围的能力。对CMOS实现技术来说，实现比较器的器件暴露于源极-漏极电压，它们足够大到使之受到沟道长度调制效应的影响。最终器件性能中的非线性意味着在工作范围内存在着不适宜的器件电流的变化。因此，还需要增加其它设计方面的考虑，诸如电流输送器，它在设计上是一种挑战而且成本也增加，从而削弱了电流镜方案所能够获得的益处。

因此，就需要一种检测信号与目标检测电流成比例的功率变换器。理想的是，所检测信号将在不降低转换器的效率的情况下、基于目标驱动晶体管工作的线性区域、且在具有便于比较器设计的低共模信号范围检测。理想的检测信号也会在不需要外部或内部增加元件的情况下产生，否则将会使实现技术变得更加复杂或者增加成本或者增加芯片的面积。

发明内容

我们已经设计了一种功率变换器件，它产生表示被检测电路特性的信号以形成反馈控制信号，以调整诸如调节器、变换器、充电器以及放大器等器件的输出驱动信号。本发明产生与流过输出驱动晶体管的输出电流成比例的检测电压。所产生的电压测量值可在不降低采用该方法的器件的效率的情况下以及可在不采用外部电路(例如，外部电阻器、大的内部电阻器、外部低通滤波器或者电流互感器)的情况下获得，从而反映所检测到的电流。不需要额外的电路就可节省成本和/或电路的面积。

附图的简要说明

图1是采用常规检测电阻器方法来检测电流的现有技术电路的示意图。

图2是采用检测输出电流并产生调整信号输出的电流镜的现有技术电路的示意图。

图3是适用于功率输出调节的本发明一示例性实施例的示意图。

具体实施方法

参阅图3，一DC-DC变换器300包括与检测电阻器310串联连接的NMOS检测晶体管305以构成电压检测电路315。该电压检测电路315与驱动晶体管120并联连接，以使得检测晶体管305的第一输入和驱动驱动器120的第一输入连接到检测节点154。检测晶体管305的第二输入或者栅极输入以及驱动晶体管120的第二输入或栅极输入连接到驱动器138的输出139。并联连接的检测晶体管305跟踪驱动晶体管120的工作，从而产生流过检测晶体管310的检测电流，以反映驱动晶体管120的输出特性。流过检测晶体管310的检测电流可在节点320上产生检测电压V_sense，它表示驱动晶体管120的漏极-源极电压特性。V_sens。可用于比较和反馈，以下将作详细讨论。

检测电阻器310的电阻值在1千欧的数量级上。通过该电阻器流入的电流量约为50微安，这样既不会明显降低变换器的整体效率也不会明显减小从I_sens。115流过检测电阻器310的电流。1千欧的电阻器，诸如检测电阻器310，在目前半导体制造技术中它所用的硅只占据很小的面积。本发明的检测电阻器310是这类器件芯片面积的有效使用，而不会导致器件成本较多的增加。

将检测晶体管305和驱动晶体管120的输入栅极连接在一起，晶体管就可以同时导通，从而当驱动晶体管120导通时，电压检测电路315就能激活并跟踪驱动晶体管的行为。检测晶体管305具有足够大的物理尺寸，从而当它导通时所具有的沟道电阻R_dson远低于检测电阻器310的1千欧的电阻值。在半导体制造领域中的电路设计者能制造出栅极几何图形足够宽的检测晶体管305，从而它所具有的导通沟道电阻与检测电阻器310的1千欧电阻值相比足够小(3-5欧姆)。对于现代半导体制造技术来说，V_sens。在50毫伏的数量级上，并且大致等于I_sens。115与驱动晶体管120的等效导通电阻R_dson的乘积。这就确保电压检测节点320上的检测电压V_sense大致等于驱动晶体管120的源极-漏极电压。在现代半导体制造技术中的V_sense的典型值约为50毫安。驱动晶体管120的源极-漏极电压是检测节点154上的电压。因此，电压V_sens。是对检测节点154上电压的一种量度，并且在没有从I_sense中取任何电流的情况下产生。V_sense大致等于检测节点154上的电压，并且实际上在检测节点154上电压的约0.5％的范围之内。

当驱动晶体管120截止时，检测晶体管305也是截止的，这就意味着没有电流流过检测晶体管310，检测节点电压V_sense趋向于零。V_sens。是一个低共模电压范围信号，它被提供给低共模比较器340的输入，用于控制输出电流的限制。

比较器340的第二输入连接到基准电压源节点325，在该基准电压源节点上产生基准电压V_ref。V_ref是由基准电流源330产生的，它产生流入NMOS基准(参考)晶体管335的基准电流I_ref。在具体实践中，基准电流I_ref的值约为10微安。基准晶体管335的栅极输入352连接到输入节点152并接收来自电池150的电压V_in。V_sense是I_sense的一个量度并且与V_ref作比较，以在比较器的输出端产生第三调整信号。该第三调整信号与在第二比较器136输出上产生的第二调整信号相组合。所组合的调整信号在输出139上产生驱动电平控制信号。通过该反馈路径，V_sense是产生驱动电平控制信号的所检测到的驱动电流特性的一个量度。

由于在它的两端存在着小的源极-漏极电压，因此基准晶体管335被配置成在非饱和区域中工作。所以，在节点325上的输出基准电压V_ref可以由下列表达式来计算：

V_{ref} = \frac{I_{ref} \cdot L_{r}}{μ_{n} \cdot C_{ox} \cdot W_{r} \cdot (V_{in} - V_{Tn})}

式中：W_r和L_r分别是基准晶体管335的栅极的宽度和长度。对于以集成电路制造技术生产的NMOS基准晶体管335而言，μ_n是N型半导体的载流子迁移率，C_ox是器件栅极下的氧化物电容，而V_Tn是器件的阈值电压。当驱动晶体管120导通时，由于采用小的源极-漏极电压配置，它也工作于非饱和工作区域。V_sense大致等于驱动晶体管120的源极-漏极电压。V_sense的表达式为：

V_{sense} = \frac{I_{sense} \cdot L_{n}}{μ_{n} \cdot C_{ox} \cdot W_{n} \cdot (V_{in} - V_{Tn})}

式中：W_n和L_n分别是驱动晶体管120的栅极的宽度和长度。

当V_sense和V_ref相等时，便可以获得最大的输出电流限值。该限值为：

I_{\lim} = I_{ref} \frac{W_{n}}{W} \cdot \frac{L_{r}}{L_{n}}

电流限值正比于I_ref的幅值以及驱动晶体管120和基准晶体管335各自的栅极几何图形的宽度和长度之比的比率。本发明的这一特性的优点是电流限值既不取决于驱动晶体管120的R_dson的任何非线性、也不被非线性所影响而下降。这种方法补偿由于μ_n、C_ox和V_Tn在工作温度和制造工艺中的较大变化所引起驱动晶体管120的R_dson的显著变化。

虽然已通过示例性实施例讨论了本发明，但是本领域熟练技术人士将意识到还可构想其它实施例，但是这些实施例仍在本发明的范围之内。例如，可提出采用检测电流调节的特定输出驱动器件或者专门电子器件作为实现本发明检测技术的一种示例性实施例方法。然而，熟练技术人士可容易地将所提出的检测输出电流的技术应用于双极结晶体管、结型场效应晶体管或者绝缘栅双极型晶体管的特性中，并且实现同样的电流切换和检测结果。熟练技术人士可采用其它适用于检测电压基准源的基准电压发生器和/或电压调节装置。这些其它方法可来自于这类作为NMOS或PMOS晶体管的增强型模式或耗尽型模式所组成的适用电压总线之间的负载器件的串联组合的实施例。

或者，反向偏置的齐纳二极管也可用作电压基准装置，并且能获得同样的电压基准源所产生的结果。或者，也可采用通过将栅极与漏极相耦合的非饱和NMOS负载器件所构成的电阻型元件来实现电压基准源装置。

Claims

1.一种功率变换器件，包括：

输出驱动晶体管；

输出电流检测电路，其包含

第一检测晶体管，它被配置成调整检测电流，所述第一检测晶体管的第一输入与所述输出驱动晶体管的第一输入相耦合，所述第一检测晶体管的第二输入与所述输出驱动晶体管的第二输入相耦合，并被配置成检测流过所述输出驱动晶体管的输出电流并产生检测电流作为输出，所述检测电流与所述输出驱动晶体管的所述输出电流中的变化成比例地调整；以及

内部检测电阻器，它与所述第一检测晶体管的输出串联耦合，所述内部检测电阻器被配置成从所述第一检测晶体管接收所述经调整的检测电流，所述经调整的检测电流流过所述内部检测电阻器从而产生检测电压信号，所述检测电压信号与所检测到的流过所述输出驱动晶体管的所述输出电流成比例，并且传送所述输出驱动晶体管的所述输出电流的特性；

分压器，所述分压器被配置成产生检测到的输出电压的信号，所述检测到的输出电流的信号和所述检测到的输出电压的信号经配置以形成多个检测到的输出信号；

多个电压基准源；

多个电压比较器，所述多个电压比较器与所述多个电压基准源的输出以及所述多个检测到的输出信号相耦合，所述多个电压比较器还被进一步配置成将所述多个检测到的输出信号中的每一者与所述多个电压基准源中相应的一者相比较，以产生多个调整信号；

组合数字电路，所述组合数字电路与所述多个电压比较器相耦合并被配置成在所述组合数字电路的输出处组合所述多个调整信号，所述多个调整信号的所述组合被配置为输出驱动控制信号；

其中所述输出驱动晶体管与所述组合数字电路的所述输出相耦合，并被配置成可调节来自所述输出驱动控制信号的输出驱动电平。

2.如权利要求1所述的功率变换器件，其特征在于，所述第一检测晶体管的第一输入节点与所述输出驱动晶体管的第一输入节点相耦合，所述第一检测晶体管的第二输入节点与所述输出驱动晶体管的第二输入节点相耦合，并且所述第一检测晶体管被配置成检测所述输出驱动晶体管的运行，以提供所述检测到的电流作为输出。

3.如权利要求1所述的功率变换器件，其特征在于，所述第一检测晶体管与所述内部检测电阻器相耦合，以向所述内部检测电阻器提供其幅值与流过所述输出驱动晶体管的输出电流成正比的所述检测电流信号，流过所述内部检测电阻器的所述检测电流产生所述检测电压信号。

4.如权利要求1所述的功率变换器件，其特征在于，所述第一检测晶体管的电阻和所述内部检测电阻器的电阻被配置成在所述内部检测电阻器两端的电压约等于在所述输出驱动晶体管两端的电压。

5.如权利要求1所述的功率变换器件，其特征在于，所述检测电流的幅值与流过所述输出驱动晶体管的电流相比足够地小，从而所述功率变换器件的效率不被所述输出电流检测电路降低。

6.如权利要求1所述的功率变换器件，其特征在于，所述检测电压信号处于低共模电压范围内，所述检测电压信号能被低共模电压范围的比较器件检测和控制。

7.如权利要求1所述的功率变换器件，其特征在于，所述多个电压基准源之一是与第二晶体管相耦合的电流基准源，所述第二晶体管被配置成接收来自所述电流基准源的电流，所述第二晶体管被配置成控制从所述电流基准源流过所述第二晶体管的电流的流动，所述流过第二晶体管的电流被配置成在所述第二晶体管的输出处生成第一电压基准源。

8.如权利要求7所述的功率变换器件，其特征在于，所述电压比较器之一被配置成将第一电压基准源与所述检测电压信号作比较，以产生第一电流调整信号。

9.如权利要求8所述的功率变换器件，其特征在于，用于功率变换的电子器件可制成半导体芯片的一部分，所述电子器件包括多个晶体管器件，所述第一电流调整信号与所述多个晶体管的工作温度、电子载流子的迁移率、栅极氧化层厚度或者器件阈值中的任何变化无关。

10.如权利要求9所述的功率变换器件，其中所述多个电压基准源中的一者为与第二晶体管相耦合的电流基准源，且其中所述检测电流的限制值正比于所述电流基准源的电流幅值和所述输出驱动晶体管与所述第二晶体管的栅极几何图形的宽度和长度之比的比率。

11.一种用于检测功率变换器件的输出驱动器件的输出电流、并调节流过所述输出驱动器件的输出驱动电流的方法，该方法包括：

使第一检测晶体管的第一输入与输出驱动晶体管的第一输入相耦合，所述第一检测晶体管的第二输入与所述输出驱动晶体管的第二输入相耦合，并被配置成检测流过所述输出驱动晶体管的输出电流并产生检测电流作为输出，所述检测电流与所述输出驱动晶体管的所述输出电流中的变化成比例地调整；以及

使内部检测电阻器与所述第一检测晶体管的输出串联耦合，所述内部检测电阻器被配置成从所述第一检测晶体管接收所述经调整的检测电流，所述经调整的检测电流流过所述内部检测电阻器从而产生检测电压信号，所述检测电压信号与所检测到的流过所述输出驱动晶体管的所述输出电流成比例，并且传送所述输出驱动晶体管的所述输出电流的特性；

检测分压器的输出电压以产生所检测到的输出电压的信号，所述检测到的输出电流的信号和所述检测到的输出电压的信号被配置成形成多个检测到的输出信号；

产生多个电压基准源；

将所述多个检测到的输出信号中的每一者与所述多个电压基准源中相应的一者作比较，以产生多个调整信号；

组合所述多个调整信号；

从所述经组合的多个调整信号产生输出驱动控制信号，所述输出驱动控制信号被配置成用作所述检测到的输出电流的信号和所述检测到的输出电压的信号的反馈信号，与多个电压基准源的第一个基准源相比的检测到的输出电流信号被配置成所述反馈信号的第一分量，与所述多个电压基准源的第二个电压基准源相比的检测到的输出电压信号被配置成所述反馈信号的第二分量，所述反馈的所述第一分量和所述反馈的所述第二分量组合而产生所述输出驱动控制信号；以及，

根据所述输出驱动控制信号产生经调节的输出驱动电平。