CN100593915C - 用于发送和接收数据的方法和设备 - Google Patents

Abstract

描述了各种实施例来以改进方式提供数据的发送和接收。通过在发射机中包括一零值发生器(110)来生成在输入数据码元序列未展现出零值的特定频率处展现出频域内的零值的输出数据码元序列。然后导频插入器(120)向这一输出数据码元序列中添加导频码元序列，以创建组合后的码元序列。因为该导频码元序列在频域中展现出与输出数据码元序列中的零值相对应的导频信号，所以组合后的码元序列展现出在频域中与数据正交的导频。

Description

用于发送和接收数据的方法和设备

技术领域

本发明一般来讲涉及数据通信，特别涉及在这样的通信系统内发送和接收数据的方法和设备。

背景技术

目前，3GPP2(第三代合作伙伴计划2)正在考虑建议使用单频网络(SFN)来增强“CDMA2000高速率广播-组播分组数据空中接口规范”(3GPP2C.S0054-0/TIA-1006)，以便为用户提供更高的数据速率。(可以经由http://www.3gpp2.com/联络到3GPP2。)在该增强中，一个或者多个站点同时发送相同的广播内容。利用增强后的接收机，可以有效地组合来自不同的基站收发信台(BTS)的广播信号。在考虑中的建议包括：“Enhanced Broadcast-Multicast for HRPD(用于HRPD的增强型广播-组播)”(C30-20040607-060)，“Updates to the EnhancedHRPD Broadcast Proposal(增强型HRPD广播建议的升级)”(C30-20041206-0xx)，“Response to actions items on Qualcomm’sEnhanced Broadcast Multicast Proposal(对于与高通的增强型广播组播建议有关的工作项目的响应)”(C30-20031006-0xx)，“A backwardcompatible CDMA-based enhanced broadcast multicast(EBM)system forHRPD(用于HRPD的向后兼容的基于CDMA的增强型广播组播(EBM)系统)”(C30-20041019-011)，和“Derivation ofChannel EstimationError Model for CDMA EBM Evaluation Methodology(用于CDMA EBM评估方法的信道估计误差偏差模型的推导)”(C30-20041206-022)。

这些建议中的每一个均提供了提高的数据速率，并且均提供了某些(但不是所有)额外优点，包括：与现有的高速率分组数据(HRPD)/1XEV-DO(DO)收发信机的向后兼容性，没有块间干扰，与数据码元正交的FDM(频分复用)导频，能够处理单播和高效的广播业务的单一接收机，以及简单的信道估计器。由于当前建议均未在单一解决方案中提供所有这些优点，所以理想的是具有一种方法和设备，用于提供能够实现所有这些优点的增强型广播-组播业务(BCMCS)。

附图说明

图1是根据本发明的多个实施例的发射机部件的方框图描述。

图2是根据本发明的多个实施例的改进后的高速率分组数据(HRPD)/1XEV-DO(DO)发射机的方框图描述。

图3是根据本发明的多个实施例的零值发生器的方框图描述。

图4是根据本发明的多个实施例的导频插入的方框图描述。

图5是根据本发明的多个实施例的接收机部件的方框图描述。

图6是根据本发明的多个实施例的码元检测器的方框图描述。

图7是图示出根据本发明的多个实施例的在发送数据时执行的执行的功能性的逻辑流程图。

下文中参考图1-7公开了本发明的具体实施例。无论是该描述还是图示都是为了增强理解而作出的。例如，可能相对于其他要素夸大了某些附图要素的尺寸，并且可能不描述对于商业成功实现方式有益的乃至必要的公知要素，以便可以获得受到更少干扰并且更清楚的实施例表示。图示和描述中的简单性和清晰企图有效地使本领域中的普通技术人员能够鉴于现有技术中已知的内容来作出、使用和最佳地实际应用本发明。然而，本领域中普通技术人员将理解的是，可以在不脱离在本发明的精神和范围的情况下，对下文中将说明的具体实施例作出各种改进和改变。因此，说明书和附图应被认为是例证性的和示例性的而不是限制性的或者全部囊括的，并且对于下文中将说明的具体实施例的所有此类改进均被认为是包括在本发明范围内的。

具体实施方式

描述了各种实施例来以改进方式提供数据的发送和接收。通过在发射机中包括一零值发生器来生成在输入数据码元序列未展现频域内零值的特定频率处展现频域内零值的输出数据码元序列。然后指示插入器向这一输出数据码元序列中添加导频码元序列，以创建组合后的码元序列。因为该导频码元序列在频域中展现出与输出数据码元序列中的零值相对应的导频信号，所以组合后的码元序列展现出在频域中与数据正交的导频。

参考图1-7，基本上如下进行根据本发明的实施例的操作。图1是根据本发明的多个实施例的发射机部件的方框图描述。图1描述了零值发生器110、导频插入器120、和基于内容的扩频器130。依据该实施例，可以将基于内容的扩频器130(i)设置在零值发生器110之前，(ii)设置在导频插入器120之后，或者(iii)根本不设置该基于内容的扩频器130。对于采用(ii)和(iii)的实施例而言，输入数据码元序列102与输入数据码元序列101相同，并且导频码元106与导频码元107相同。

零值发生器110根据输入数据码元序列102创建输出数据码元序列103。与输入序列102相比，输出序列103在输入序列102未展现出零值的特定频率处展现出频域中的零值。此外，如果(序列102中的)每一输入数据码元彼此独立，并且具有相同的方差，则(序列103中的)每一输出数据码元的方差将是相同的。

然后，导频插入器120向输出数据码元序列103中添加导频码元序列，以创建组合后的码元序列104。导频码元序列包括导频码元107，它们是根据需要而重复的块。最后，导频码元序列应该在频域中展现出与输出数据码元序列的零值对应的导频信号。因此，导频信号将在对序列进行添加的时候替换该零值。

例如，图4是根据本发明的多个实施例的导频插入的方框图描述。具体来讲，图4图示出输出数据码元序列具有360个码元并存在40个参考码元的情况。通过将这40个参考码元序列重复9次来生成导频码元序列。能够通过离散傅里叶变换(DFT)来计算导频序列(320个导频码元)的频率响应：

$f_p\left[n\right]=\underset{m=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=0}{\overset{39}{\mathrm{\Σ}}}{p}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{(m*40+k)n}{360}},$ n＝0，...359

能够容易地验证：导频响应在除了子载波n＝0，9，18，…，351(总计40个点)之外的所有频率上都是零，即：

$f_p\left[n\right]=\left\{\begin{array}{cc}9\underset{k=0}{\overset{39}{\mathrm{\Σ}}}{p}_k{e}^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kn}}{360}}& n=\mathrm{0,9,18},...351\\ 0& \mathrm{Otherwise}\end{array}\right.$ (Otherwise：其他)

导频插入410描述了在时域中逐码元地添加输出数据码元序列和导频码元序列的过程，而导频插入420描述了在频域中的对应添加过程。导频插入结果430描述了在子载波0、9、18，…和351上与导频信号组合后的码元序列，其对应于输出数据码元序列的频率响应中的零值。

对于将基于内容的扩频器130设置于导频插入器120之后的实施例而言，扩频器130修改组合后的码元序列104，以便依据组合后的码元序列表达什么内容，在频域中将该导频信号偏移到特定的子载波。换言之，不同的内容被偏移了不同的量。为了提供一个范例，可以使用如下调制序列实现基于内容的扩频。

exp(jФ_kn)，n＝0，1，...359

其中

k＝0，1，...8对应于第k个内容。因此，如果组合后的码元序列104的导频信号是在子载波0，9，18，…，和351上，则在正在表达内容k＝3的情况中，可以将码元序列105的导频信号偏移到子载波2，11，20，…，和353上

在相邻小区正在发送多个内容的情况下，为不同的内容使用上述调制序列能够帮助进行无偏差的导频检测，并能够减少信道估计中的干扰。

对于将基于内容的扩频器130设置于零值发生器110之前的实施例而言，扩频器130依据输入数据码元序列正在表达什么内容，使用特定的码分多址(CDMA)长扩频码来对输入数据码元序列101和导频码元106进行扩频。换言之，不同的扩频码序列被用于不同的内容。否则，是如上所述地那样处理扩频后的码元序列102和107。

图2是根据本发明的多个实施例的改进后的高速率分组数据(HRPD)/1XEV-DO(DO)发射机的方框图描述。如图2中所描述的，已经将部件210、220、230、240、250、260、270、280和290添加到现有技术的HRPD/DO发射机中。同样，以一般的形式描述了发射机200，以便涵盖至少以下三种结构。

数据语音N(M-1)	导频语音N	M
			320	40	9
324	36	10
			256	64	5

一般来讲，使用M*N个子载波来发送导频和数据。在这M*N个子载波之中，将N个均匀间隔开的子载波分配给导频，而将N(M-1)个子载波分配给数据。

如在HRPD/DO发射机中，待由发射机200发送的物理层分组被信道编码器编码、被交织器交织、被调制器调制、并被扩频器扩频，以产生输入数据码元序列。这一码元序列用作码元插入器210的输入，该码元插入器210是一种零值发生器，比如在图3中所描述的。

零值发生器300为导频分配了N个均匀间隔开的子载波，而为数据分配了N(M-1)个子载波。每块包含N个码元，并且正如所述，零值发生器300生成N个填充码元。详细来讲，加法器310将在输入数据码元序列301的各自组/块中具有相同位置的码元线性地加到一起。正规化器320通过第一正规化因子来缩放该结果，以产生填充码元321。正规化器330通过第二正规化因子缩放填充码元321，以产生正规化的填充码元。如图所示，加法器340将来自输入数据码元序列301中的每一码元与在正规化填充码元中具有相同位置的一个码元线性地相加。以块0的形式将填充码元附加到加法器340的结果，以创建输出数据码元序列351。这是零值发生器300的输出。

一般来讲，输出数据码元序列351具有某些显著的特性。首先，如果输入数据码元序列301的每一码元是独立的并具有相同的方差，则输出数据码元序列351的每一码元的方差是相同的。例如，如果320个输入数据码元具有正规化的方差1，则对应的360个输出码元将具有方差8/9。这一属性确保发送信号的峰均功率比相对较低。其次，(同样，假定了360个输出码元的范例)，该输出码元满足：

$\underset{m=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{m*40+k}=0,$ k＝0，1，...39

因而，输出数据信号的频率响应在子载波n＝0，9，18，…，和351(总计40个点)上具有零值：

$f_d\left[n\right]=\underset{k=0}{\overset{39}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{m=0}{\overset{8}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{m*40+k}\right)e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kn}}{360}}=0,$ n＝0，9，18，...351

参看图2，通过数据增益调整器230来缩放码元插入器210的输出。块重复器220、导频增益调整240、和加法器250对应于导频插入器，比如上文相对于图1和4描述的导频插入器。类似地，基于内容的调制序列260和扩频器270对应于基于内容的扩频器，比如上文相对于图1描述的基于内容的扩频器。除了基于内容的扩频之外，发射机200还包括循环前缀插入器280。插入循环前缀是用于除去块间干扰，并提供信道响应和发送信号的循环卷积。最后，正交PN去扩频器290被最后添加到由发射机200表示的本实施例中所包括的已知HRPD/DO发射机。因而，发射机200是通过对已知的HRPD/DO发射机进行修改而实现的本发明的实施例的示例性图示。

图5是根据本发明的多个实施例的接收机部件的方框图描述。与图2中的发射机的情况相同，接收机500是通过对已知的HRPD/DO接收机进行修改而实现的本发明的实施例的示例性图示。如图5中所示，部件510、520、530、540和550被添加到现有技术的HRPD/DO接收机中。此外，已经以一般的形式描述了接收机500，以便涵盖基于发射机200所支持的M和N个值的结构。

一般来讲，循环前缀移除器510从第一接收机码元序列中除去循环前缀，以产生第二接收机码元序列。随后，基于内容的解调器(即，基于内容的调制序列520和去扩频器530)将第二接收机码元序列中的导频和数据信号恢复到频域中的指定子载波，以产生接收码元序列。随后，频域均衡器(FDE)540根据接收码元序列复原均衡后的数据码元序列，这在频域中在特定子载波处展现出导频。

FDE 540包括信道估计器542，其根据已知的已发送导频、和从它们的特定子载波处获得的接收码元序列导频，产生信道估计。FDE 540还包括均衡器544，其使用接收码元序列和信道估计，在时域中生成均衡后的数据码元序列。依据该实施例，均衡器544可以通过反转信道频率响应(迫零(zero forcing))或者通过将均衡误差的均方(MMSE)最小化，生成均衡后的数据码元序列。然后，码元检测器550在时域中修改均衡后的数据码元序列，以创建输出数据码元序列。最终，根据HRPD/DO接收机，这一输出数据码元序列被去扩频器、解调器、去交织器和信道解码器进一步处理，以获得解码数据。

下面相对于其中N＝40和M＝9(即，具有320个数据码元和40个导频码元/块)的接收结构，来更加详细地说明关键的接收机500部件。对于图2中的发射机，发送信号可以被表示为：

其中I₄₀是维度为40的单位矩阵，D是信息数据的矢量，并且发送数据块S包括40个填充码元。在下文中，假定已经对信息码元进行了正规化，即

E(DD^＊)＝I₃₂₀

在除去循环前缀之后，经由衰落信道接收的信号可以被表示为

(cyclic convolution：循环卷积)

其中F是正规化的傅里叶变换矩阵，即F^*F＝I。Ω＝diag{ω₀，…，ω₃₆₀}是对角矩阵，具有与每一子载波上的信道频率响应相对应的对角项。在下文中，我们假定噪声N₀是白噪声随机过程，并且

对于迫零实施例，迫零接收机是

$\hat{D}={\left(T^{*}T\right)}^{-1}{T}^{*}R$

由于

T＝G_dF^＊ΩFH

我们得到了：

$T^{*}T=G_d^2{H}^{*}{F}^{*}{\mathrm{\Ω}}^{*}\mathrm{\ΩFH}$

矩阵FH的行1，10，19，…，和352对应于发送数据序列的0，9，…，和351子载波上的频率响应。因此，我们得到了：

(FH)_(i)＝[0，…0]，i＝0，9，...351

其中(FH)_(i)是矩阵FH的第(i+1)行。E表示对矩阵FH的行进行重新排列的初等变换矩阵。因此

$\mathrm{EFH}=\left[\begin{array}{c}{\left(\mathrm{FH}\right)}_0\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_9\\ .\\ .\\ .\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_{351}\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_8\\ .\\ .\\ .\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_{360}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ 0\\ .\\ .\\ .\\ 0\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_1\\ .\\ .\\ .\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_8\\ .\\ .\\ .\\ {\left(\mathrm{FH}\right)}_{360}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ M\end{array}\right]$

由于E是初等变换矩阵，从而E^TE＝I，并且

${\mathrm{E\Ω}}^{*}\mathrm{\Ω}{E}^T=\mathrm{diag}\{0,...,0,{\left|{\mathrm{\ω}}_1\right|}^2,...,{\left|{\mathrm{\ω}}_8\right|}^2,{\left|{\mathrm{\ω}}_{10}\right|}^2...,{\left|{\mathrm{\ω}}_{360}\right|}^2\}=\left[\begin{array}{cc}0& \\ & {\mathrm{\Ω}}_d^{*}{\mathrm{\Ω}}_d\end{array}\right]$

因此

$T^{*}T=G_d^2{H}^{*}{F}^{*}{\mathrm{\Ω}}_d^{*}{\mathrm{\Ω}}_d\mathrm{FH}=G_d^2{M}^{*}{\mathrm{\Ω}}_d^{*}{\mathrm{\Ω}}_{d}M$

通过直接的计算，能够证实：H^＊H＝M^＊M＝I。因此

${\left(T^{*}T\right)}^{-1}{T}^{*}={\left(G_d\right)}^{-1}{M}^{*}{\left({\mathrm{\Ω}}_d^{*}{\mathrm{\Ω}}_d\right)}^{-1}M\left[\begin{array}{cc}0& M^{*}{\mathrm{\Ω}}_d^{*}\end{array}\right]\mathrm{EF}$

$={\left(G_d\right)}^{-1}\left[\begin{array}{cc}0& M^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}*& \\ & {\left({\mathrm{\Ω}}_d^{*}{\mathrm{\Ω}}_d\right)}^{-1}{\mathrm{\Ω}}_d^{*}\end{array}\right]\mathrm{EF}$

$={\left(G_d\right)}^{-1}{H}^{*}{F}^{*}\mathrm{diag}\{*,\frac{{\mathrm{\ω}}_1^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_1\right|}^2},...,\frac{{\mathrm{\ω}}_8^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_8\right|}^2},*,\frac{{\mathrm{\ω}}_{10}^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_{10}\right|}^2},...,\frac{{\mathrm{\ω}}_{360}^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_{360}\right|}^2}\}F$

总而言之，本发明的迫零接收机实施例可以直接地基于迫零频域均衡器(ZF-FDE)来实现。注意，在迫零均衡器中，在子信道0，9，…，和351上的均衡后的信道增益并不影响均衡器输出，因为没有经由发射机的变换H将所发送的数据信号分配给子信道0，9，…，和351。因此，优化后的接收机将不会采集子信道0，9，…，和351上的信息，以避免采集不必要的噪声和干扰。这一频率选择操作是通过接收机处的变换H^＊实现的。

MMSE接收机的推导遵循与上述迫零接收机的推导相同的路线。发送信号的MMSE估计是

$\hat{D}={(T^{*}T+{\mathrm{\σ}}_0^{2}I)}^{-1}{T}^{*}R$

并且

${(T^{*}T+{\mathrm{\σ}}_0^{2}I)}^{-1}{T}^{*}={\left(G_d\right)}^{-1}{H}^{*}{F}^{*}\mathrm{diag}\{*,\frac{{\mathrm{\ω}}_1^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_1\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_0^2},...,\frac{{\mathrm{\ω}}_8^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_8\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_0^2},*,\frac{{\mathrm{\ω}}_{10}^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_{10}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_0^2},...,\frac{{\mathrm{\ω}}_{360}^{*}}{{\left|{\mathrm{\ω}}_{360}\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_0^2}\}F$

总而言之，本发明的MMSE接收机实施例可以直接地基于MMSE频域均衡器(MMSE-FDE)来实现。如同迫零接收机的情况一样，子信道0，9，…，351上的均衡后的信道增益不影响均衡器输出。

对于迫零或者MMSE实施例而言，码元检测器550是一种码元检测器，比如图6中所描述的。加法器610将在它们各自的(末尾组601中的末尾组中具有相同位置的码元线性地加在一起(所述末尾组601与第一组602一起组成输入的均衡后数据码元序列)。通过正规化器620对该和中的每一码元进行缩放，以产生估计填充码元621。正规化器630通过正规化因子来对第一组602中的每一码元进行缩放，以产生估计填充码元631。随后，加法器640将来自多个末尾组601的一个末尾组中的每一码元、与来自估计填充码元621中的一个码元和来自估计填充码元631中的一个码元线性地相加，其中所述码元都具有相同的各自的组位置。然后，加法器640的结果是输出数据码元序列651。如上文相对于图5所述，码元检测器550的输出数据码元序列被去扩频器、解调器、去交织器和信道解码器进一步处理，以获得解码数据。

图7是图示出根据本发明的多个实施例的在发送数据时执行的功能性的逻辑流程图。逻辑流程700开始(702)于根据输入数据码元序列生成(704)输出数据码元序列，其中输出数据码元序列在输入数据码元序列未展现出零值的特定频率处展现出频域中的零值。随后，将展现出与输出数据码元序列的零值相对应的导频信号的导频码元序列插入(706)到输出数据码元序列里，以创建组合后的码元序列。随后，依据该组合后的码元序列正在表达什么内容，对该组合后的码元序列进行修改(708)，以便将该导频信号偏移到频域中的特定子载波。还在逻辑流程700结束(712)之前，在组合后的码元序列里插入(710)循环前缀。依据本发明的特定实施例，可能还执行未在图7中描述出的功能性，同时不执行所描述出的功能性，以便实现数据传输。

已经在上文中相对于本发明的具体实施例来描述了益处、其他优点以及对于问题的解决方案。然而，这些益处、优点、对于问题的解决方案，以及可能引起或导致此类益处、优点或解决方案的、或者使此类益处、优点或解决方案更加显著的任何要素都不应当被看作是任何或所有权利要求的关键性、必需的或者必不可少的特征或要素。此处以及所附权利要求书中使用的术语“包括”或者它的任何其他变型意图是指出非排他性的包含，以致包括一个要素列表的过程、方法、制品或者设备不仅仅包含该列表中的那些要素，还可能包含其他未被明确地列出或者是此类处理、方法、制品或者设备所固有的其他要素。此处使用的术语一个或者一种被定义为一个或多个而不是一个。此处使用的术语多个被定义为两个或更多而不是两个。此处使用的术语另一个被定义为至少第二个或更多。此处使用的术语包含和/或具有被定义为包括(即，开放式语言)。

Claims (18)

1.一种用于在通信系统中进行数据传输的装置，所述装置包括：

零值发生器，用于根据输入数据码元序列生成输出数据码元序列，其中输出数据码元序列在输入数据码元序列未展现出零值的特定频率处展现出频域中的零值；

导频插入器，用于将导频码元序列添加至输出数据码元序列，以创建组合后的码元序列，其中导频码元序列在频域中展现出与输出数据码元序列的零值相对应的导频信号，

其中所述零值发生器包括：

第一加法器，用于将在各自组中具有相同位置的码元线性地加在一起，以生成码元组，其中所述各自组是输入数据码元序列中的子组；

第一正规化器，用于通过正规化因子对所述码元组中的每一码元进行缩放，以产生用于生成输出数据码元序列的填充码元组。

2.根据权利要求1所述的装置，还包括

基于内容的扩频器，用于依据组合后的码元序列正在表达什么内容，对该组合后的码元序列进行修改，以便将导频信号偏移到频域中的特定子载波。

3.根据权利要求1所述的装置，还包括

基于内容的扩频器，用于依据输入数据码元序列正在表达什么内容，使用特定码分多址(CDMA)长扩频码来对输入数据码元序列和导频码元序列进行扩频。

4.根据权利要求1所述的装置，还包括

循环前缀插入器，用于将循环前缀插入到组合后的码元序列里。

5.根据权利要求1所述的装置，其中所述零值发生器还包括：

第二正规化器，用于通过正规化因子对所述填充码元组中的每一码元进行缩放，以产生正规化的填充码元组；

第二加法器，用于将来自输入数据码元序列中的每一码元与在所述正规化的填充码元组中具有与来自输入数据码元序列中的每一码元在其子组中各自位置相同的位置的码元线性地相加，以产生总合后的码元序列，其中，该输出数据码元序列是附加到该总合后的码元序列的所述填充码元组。

6.根据权利要求1所述的装置，还包括：

信道编码器，用于编码数据分组，以产生编码码元的序列；

交织器，用于对编码码元的序列进行交织，以产生交织码元的序列；

调制器，用于对交织码元的序列进行调制，以产生调制码元的序列；

扩频器，用于对调制码元进行扩频，以产生输入数据码元序列。

7.一种用于在通信系统中进行数据传输的方法，所述方法包括以下步骤：

根据输入数据码元序列生成输出数据码元序列，其中输出数据码元序列在输入数据码元序列未展现出零值的特定频率处展现出频域中的零值；

将导频码元序列插入到输出数据码元序列里，以创建组合后的码元序列，其中导频码元序列在频域中展现出与输出数据码元序列的零值相对应的导频信号，

其中生成输出数据码元序列包括：

将在各自组中具有相同位置的码元线性地加在一起，以生成码元组，其中所述各自组是输入数据码元序列中的子组；

通过正规化因子对所述码元组中的每一码元进行缩放，以产生用于生成输出数据码元序列的填充码元组。

8.根据权利要求7所述的方法，还包括

依据组合后的码元序列正在表达什么内容，对该组合后的码元序列进行修改，以便将导频信号偏移到频域中的特定子载波。

9.根据权利要求7所述的方法，还包括

依据输入数据码元序列表达什么内容，使用特定码分多址(CDMA)长扩频码来对输入数据码元序列和导频码元序列进行扩频。

10.根据权利要求7所述的方法，还包括

将循环前缀插入到组合后的码元序列里。

11.根据权利要求7所述的方法，其中生成输出数据码元序列还包括：

通过正规化因子对所述填充码元组中的每一码元进行缩放，以产生正规化的填充码元组；

用于将来自输入数据码元序列中的每一码元与在所述正规化的填充码元组中具有与来自输入数据码元序列中的每一码元在其子组中各自位置相同的位置的码元线性地相加，以产生总合后的码元序列，其中，该输出数据码元序列是附加到该码元序列的填充码元组。

12.根据权利要求7所述的方法，还包括：

编码数据分组，以产生编码码元的序列；

对编码码元的序列进行交织，以产生交织码元的序列；

对交织码元的序列进行调制，以产生调制码元的序列；

对调制码元进行扩频，以产生输入数据码元序列。

13.一种用于在通信系统中进行数据传输的设备，所述设备包括：

频域均衡器，用于根据接收的码元序列复原均衡后的数据码元序列，其中，接收的码元序列在频域中的特定子载波处展现出导频，所述频域均衡器包括：

信道估计器，用于根据已知的已发送导频和所接收的码元序列中的导频来产生信道估计，其中所接收的码元序列中的导频是从频域中的特定子载波处获得的，并且

均衡器，用于使用所接收的码元序列和所述信道估计，在时域中生成均衡后的数据码元序列；

码元检测器，用于在时域中修改均衡后的数据码元序列，以创建输出数据码元序列，

其中所述码元检测器包括：

第一加法器，用于将在各自末尾组中具有相同位置的码元线性地加在一起，以生成码元组，其中第一组和多个末尾组是所述均衡后的数据码元序列中的子组；

第一正规化器，用于通过正规化因子对所述码元组中的每一码元进行缩放，以产生第一组估计填充码元；

第二正规化器，用于通过正规化因子对所述第一组中的每一码元进行缩放，以产生第二组估计填充码元；

第二加法器，用于将来自于所述多个末尾组中一个末尾组的每一码元，与来自于第一组估计填充码元并具有与来自于所述多个末尾组中一个末尾组的每一码元在其末尾组中各自组位置相同的组位置的码元，以及来自第二组估计填充码元并具有与来自于所述多个末尾组中一个末尾组的每一码元在其末尾组中各自组位置相同的组位置的码元线性地相加，其中第二加法器从而产生输出数据码元序列。

14.根据权利要求13所述的设备，还包括：

循环前缀移除器，用于从第一接收机码元序列中除去循环前缀，以产生第二接收机码元序列；

基于内容的解调器，用于将第二接收机码元序列中的导频和数据信号恢复到频域中的指定子载波，以产生接收码元序列。

15.根据权利要求13所述的设备，还包括：

去扩频器，用于对输出数据码元序列进行去扩频，以产生去扩频码元的序列；

解调器，用于对去扩频码元的序列进行解调，以产生解调码元的序列；

去交织器，用于对解调码元的序列进行去交织，以产生去交织码元的序列；

信道解码器，用于对去交织码元的序列进行解码，以产生解码数据。

16.根据权利要求13所述的设备，其中，所述均衡器通过反转信道频率响应生成均衡后的数据码元序列。

17.根据权利要求13所述的设备，其中，所述均衡器通过将均衡误差的均方最小化，生成均衡后的数据码元序列。

18.一种用于在通信系统中进行数据传输的方法，包括：

根据接收的码元序列恢复经过均衡的数据码元序列，其中接收的码元序列在频域中的特定子载波处展现出导频，并且其中恢复步骤包括：

根据已知的传输导频和所述接收的码元序列中的导频来产生信道估计，其中所述接收的码元序列中的导频是根据频域中的特定子载波而获得的，且

使用接收的码元序列和信道估计，在时域中生成经过均衡的数据码元序列；

在时域中修改该经过均衡的数据码元序列，以创建数据码元序列，

其中所述修改步骤包括：

将在各自末尾组中具有相同位置的码元线性地加在一起，以生成码元组，其中多个末尾组是所述均衡后的数据码元序列中的子组；

通过正规化因子对所述码元组中的每一码元进行缩放，以产生第一组估计填充码元；

通过正规化因子对所述第一组中的每一码元进行缩放，以产生第二组估计填充码元；

将来自于所述多个末尾组中一个末尾组的每一码元，与来自于第一组估计填充码元并具有与来自于所述多个末尾组中一个末尾组的每一码元在其末尾组中的各自组位置相同的组位置的码元，以及来自第二组估计填充码元并具有与来自于所述多个末尾组中一个末尾组的每一码元在其末尾组中的各自组位置相同的组位置的码元线性地相加，从而产生输出数据码元序列。

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