CN101326740A - 发送正交频分复用信号的方法及其发射机和接收机 - Google Patents

Abstract

一种OFDM发射机包括：通过调制由信道编码获得的比特串产生第一数据信号的数据信号发生器；产生导频信号的导频信号发生器；分配导频信号和数据符号给导频副载波和数据副载波的分配单元；将第一导频信号和第一数据信号乘以用于副载波组的复数的乘法器，其中所述副载波组由导频副载波中的特定导频副载波和数据副载波中的特定数据副载波形成；对第二导频信号和第二数据信号执行OFDM调制以产生OFDM信号的调制器；以及发送该OFDM信号的发送单元。

Description

发送正交频分复用信号的方法及其发射机和接收机

技术领域

本发明涉及发送正交频分复用(OFDM)信号的方法及其发射机和接收机。

背景技术

宏分集接收技术已知是无线通信系统中用于接收的一项技术。在宏分集中，通过相同的载波频率从多个发射机发送相同的导频信号和相同的数据信号。在接收机处接收和合并从每个发射机发送的这些信号以获得预定的增益。R1-051300，“MBMS transmission inE-UTRA”，LG电子，3GPP TSG RAN WG1#43，2005年11月7-11日，公开了一种在OFDM无线通信系统中用于执行宏分集的帧结构，在该系统中适配和不适配宏分集接收的信号共存。

在该帧结构中，使用为每个发射机设置的加扰图案加扰所述导频信号。数据信号不被加扰。所述加扰图案被如此设置以便建立相互之间的正交或伪正交关系。根据这种帧结构，由于从某个发射机发送的导频信号与从其他发射机发送的信号是正交或伪正交关系，接收机侧能够从其他发射机发送的信号中分离出从某个发射机发送的信号。因此，该导频信号能够用于不适配宏分集接收的信号的信道估计。

为了对以该帧结构发送的信号执行宏分集接收，在接收机侧需要两步骤处理。在第一步骤中，使用正交或伪正交关系单独地估计从每个发射机到接收机的每个信道响应。在第二步骤中，使用每个单独估计的信道响应的总和通过均衡即信道均衡来补偿所接收的数据信号的信道失真。通过这种方式，能够对经由每个信道从每个发射机到达接收机的数据信号执行信道均衡。

为了接收机侧对该帧结构的信号执行宏分集接收，必须单独地估计从每个发射机到接收机的每个信道响应。原先，在宏分集接收中只需要每个信道响应的总和用于信道均衡。但是，在该帧结构中，必须单独地获得用于信道均衡的每个信道响应，因此增加了计算量。

同时，在单独估计每个信道响应的处理中，通过使用正交或伪正交关系消除其他信道而能够单独获得想要的信道响应。但是，在某些情况下，信道失真可能减弱正交性或伪正交性，并可能减小消除其他信道响应的效用。在这些情况下，其他信道响应经过复相加而对想要信道响应产生干扰，这恶化了想要的信道响应的精确估计。

进一步，在单独估计每个信道响应的处理中，接收机需要识别包括在接收信号中的所有加扰图案。在接收机未识别一部分加扰图案的情况下，该接收机将不能够估计从发射机到接收机的信道响应，并且接收性能恶化。而且，当接收机错误地识别出未包括在接收信号中的加扰图案时，这种加扰图案所产生的信道响应的估计值只包括干扰。因此，接收性能再次恶化。为了接收机侧识别出加扰图案，必须控制有关在接收机侧正在接收对应于哪一加扰图案的哪一信号的信息。所以，接收侧的控制变得复杂化。进一步，常规地，要求在适配信道编码的情况下减小误码率。

发明内容

因此，本发明的目的是提供发送OFDM信号的方法及其发射机和接收机，其提供小量的计算，由于干扰所引起的信道估计精度降低得较少，以及在接收机侧执行宏分集接收的情况下控制简单。

根据本发明的一个方面，提供一种OFDM信号发射机，包括：通过调制由信道编码获得的比特串产生第一数据信号的数据信号发生器；产生第一导频信号的导频信号发生器；被配置成分配第一导频信号和第一数据信号给导频副载波和数据副载波的分配单元；将第一导频信号和第一数据信号乘以副载波组的复数，以产生第二导频信号和第二数据信号的乘法器，其中所述副载波组由导频副载波的至少一个特定导频副载波和数据副载波的至少一个特定数据副载波形成；对第二导频信号和第二数据信号执行OFDM调制以产生OFDM信号的调制器；以及构造用于发送OFDM信号的发送单元。

附图说明

图1是根据实施例的OFDM无线系统的示意图。

图2是示出图1中OFDM发射机的一个实例的方框图。

图3图示在OFDM发射机中副载波分配和副载波组的设置。

图4是示出图1中OFDM接收机的一个实例的方框图。

图5是示出图1中OFDM发射机的另一个实例的方框图。

图6是示出图1中OFDM接收机的另一个实例的方框图。

图7图示第一副载波组设置方法。

图8图示第一副载波组设置方法。

图9图示第一副载波组设置方法。

图10图示第一副载波组设置方法。

图11图示第二副载波组设置方法。

图12图示第二副载波组设置方法。

图13图示第二副载波组设置方法。

图14图示在副载波组内导频副载波的分配方法。

图15图示在副载波组内导频副载波的分配方法。

图16图示在副载波组内导频副载波的分配方法。

图17A图示给每个副载波组规定的复数序列。

图17B图示给每个副载波组规定的复数序列。

图18是示出图1中OFDM接收机的又一个实例的方框图。

图19图示保护间隔长度的设置方法。

图20图示保护间隔长度的设置方法。

图21图示当抽取OFDM符号时保护间隔长度设置的实例。

图22是示出图2中数据信号发生器的特定实例的方框图。

图23是示出图4中解调器的特定实例的方框图。

图24图示在被相乘的复数序列设置为对于OFDM发射机来说共同的情况以及该序列被设置成在OFDM发射机之间为不同的情况下基于仿真的性能评估实例。

图25图示副载波组的设置实例。

图26图示副载波组的设置实例。

图27图示副载波组的设置实例。

图28图示副载波组的设置实例。

图29图示分配数据信号给多个副载波组的实例。

图30图示分配数据信号给多个副载波组的实例。

图31图示分配数据信号给多个副载波组的实例。

图32图示分配数据信号给多个副载波组的实例。

图33图示分配数据信号给多个副载波组的实例。

具体实施方式

如在图1中所示，根据本发明第一实施例的无线通信系统包括多个(N个)OFDM发射机11、12、...、1N以及经由不同信道传播路径接收从每个OFDM发射机11、12、...、1N所发送的OFDM信号的OFDM接收机20。每个OFDM发射机11、12、...、1N发送OFDM信号。OFDM发射机11、12、...、1N不需要必须被放置在相互不同的地点。所以，部分发射机可以被放置在相同的地点。例如，两个OFDM发射机可以包括在一个无线通信设备中。在这种情况下，发射机中的公用组件，诸如作为OFDM发射机中一部分组件的副载波分配单元和副载波组设置单元，可以被多个OFDM发射机所共享。以后将说明副载波分配单元和副载波组设置单元。

图2所示为OFDM发射机的结构。图3所示为分配副载波的副载波分配单元103和设置副载波组的副载波设置单元104。在图3中，沿水平时间轴排列OFDM符号，以及沿垂直频率轴排列形成每个OFDM符号的多个副载波。1、2、...、M具体沿频率轴表示副载波编号。1、2、...、具体沿时间轴表示OFDM符号编号。

在图2中，导频信号发生器101通过使得作为导频信号源的比特串经历诸如正交相移键控(QPSK)的数字调制产生导频信号。类似地，数据信号发生器102通过使得作为数据信号源的比特串经历诸如QPSK的数字调制产生数据信号。导频信号和数据信号都以复数示出。而且，导频信号例如用于信道估计(估计信道响应)。导频信号还能够用于定时同步或频率同步。以下实施例说明使用导频信号进行信道估计的情况。

所产生的导频信号和数据信号通过副载波分配单元103被分配给每个相应的副载波，即分配给导频副载波和数据副载波。“给副载波分配信号”意味着将副载波索引添加到以复数所示的信号。副载波索引表示相应副载波在时间轴和频率轴上的位置。例如，在图3中副载波索引(3，L-2)被添加到数据信号300。

通过副载波分配单元103被分配给导频副载波和数据副载波的每个导频信号和数据信号被输入到副载波组设置单元104。副载波组设置单元104建立包括导频信号被分配给的至少一个或更多导频副载波以及数据信号被分配给的一个或更多数据副载波的至少一个副载波组。在图3的实例中，设置多个(M个)副载波组301、302、...、30M。“设置副载波组”意味着添加索引(称为组索引)到被添加副载波索引的导频信号和数据信号。所述组索引不被添加到不属于任何副载波组的信号。

这里，副载波组设置单元104为图1中OFDM发射机11、12、...、1N建立对于各发射机共同的至少一个副载波组。换言之，通过OFDM发射机11、12、...、1N中的每个副载波设置单元104建立的至少一个副载波组是共同的。在该共同的副载波组中，对于每个OFDM发射机11、12、...、1N共同的导频信号和数据信号被分别分配给导频副载波和数据副载波。

副载波组设置单元104已经为其建立副载波组的信号121，即已经添加有组索引的导频信号和数据信号，经由复数乘法器105被输入到逆快速傅立叶变换(IFFT)单元106，即OFDM调制器。还未建立副载波组的信号122，即未添加组索引的导频信号和数据信号被直接输入到IFFT单元106。

复数乘法器105将被添加组索引的导频信号和数据信号乘以给等效组索引中每个导频信号和数据信号规定的复数或复数序列。在图3的实例中，每个副载波组301、302、...、30M分别被乘以一个复数R[1]、R[2]、...、R[M]。给每个副载波组规定的复数可以都具有相同的绝对值。通过这样做，在各副载波组之间能够防止电功率差的发生。这里，所述复数包括可以是例如±1的实值。被乘以复数的导频信号和数据信号输入到IFFT单元106。

IFFT单元106通过使得从副载波组设置单元104和复数乘法器105输入的信号经历OFDM调制而产生OFDM信号，该信号是多个OFDM符号的序列。换言之，IFFT单元106通过将频域的信号转换成时域的信号产生OFDM信号。所产生的OFDM信号通过GI添加单元107被附加保护间隔(GI)，通过包括例如数模转换器、上变频器和功率放大器的无线发射单元108被转换成射频(RF)信号，并且从天线109被发送。如以下所述，通过GI添加单元107添加的保护间隔的长度根据来自副载波组设置单元104的指令进行设置。

将使用图4说明图1中的OFDM接收机20。图4所示为与OFDM接收机20的宏分集接收相关的结构。通过包括例如低噪声放大器(LNA)、下变频器和模数转换器的无线接收单元202将天线201接收的RF信号转换成基带数字信号。在通过GI移除单元203从基带数字信号移除所述保护间隔之后，基带数字信号通过快速傅立叶变换(FFT)单元204被从时域信号转换成频域信号，即被分成每个副载波的信号。来自FFT单元204的输出信号输入到信号分离器205。

信号分离器205分离被分别分配给副载波组中的副载波的导频信号221和数据信号222。所述分离的导频信号221和数据信号222分别被输入到信道估计单元206和信道均衡器207。信道估计单元206通过平均或内插用于每个副载波组的导频信号221执行信道估计，并输出指示信道响应的信道估计值。信道均衡器207使用从信道估计单元206输出的信道估计值均衡用于数据信号222的信道。解调器208解调在信道均衡之后获得的数据信号，并且作为数据信号的源的比特串被再现。

将详细地说明信道估计单元206的操作。为了简化，假设副载波组的时间方向和频率方向的宽度分别足够小于信道时间方向和频率方向的变化周期。在这种情况下，能够认为被分配给副载波组中副载波的信号的信道响应几乎是常量。如在图2中的说明，分配给通过副载波组设置单元104设置的副载波组中每个副载波的所有导频信号和数据信号被乘以对于每个副载波组给定的系数。当R表示系数以及H表示信道响应时，分配给相同副载波组中每个副载波的导频信号和数据信号共同经历通过H＊R表示的失真。结果，这被认为是等效于从接收H＊R表示的信道响应的OFDM发射机所发送的OFDM信号。

换言之，甚至在每个OFDM发射机11、12、...、1N发送分别被乘以分配给相同副载波组中副载波的不同复数的信号的情况下，OFDM接收机20能够与信号未被乘以复数而发送的情况同样地处理它们。因此，独立于在OFDM发射机11、12、...、1N中被乘以的复数，信道估计单元206能够通过用原始导频信号除接收的导频信号来获得信道估计值。原始导频信号是OFDM接收机中的给定信号。

当多个导频副载波存在于所述副载波组中时，通过平均通过用原始导频信号除分配给每个导频副载波的导频信号而获得的值能够获得高度精确的信道估计值。进一步，当多个导频副载波在副载波组中被安排相互分开时，通过使用用原始导频信号除分配给每个导频副载波的导频信号而获得的值内插间隔能够获得高度精确的信道估计值。

将使用以下的公式说明关于副载波组中数据副载波的信道估计和信道均衡的处理。在以下的说明中，某数据信号被表示为D，分配给副载波组中导频副载波的导频信号被表示为P，以及在第n个OFDM发射机1n上被分配给副载波组中副载波的导频信号和数据信号所乘以的复数被表示为Rn。

另外，为了简化，通过分配给副载波组中副载波的导频信号和数据信号所接收的信道失真能够被认为是常量，以及OFDM发射机1n和OFDM接收机20之间的信道的信道失真通过H_n表示。

在这种情况下，从OFDM发射机1n发送的导频信号和数据信号分别由P·Rn和D·Rn给出。通过OFDM接收机的天线201在接收信道失真之后将P·Rn和D·Rn进行复相加。所接收的导频信号R_rx描述为以下公式。

$P_{\mathrm{rx}}=P\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(1\right)$

但是，N表示OFDM发射机的数量。

同时，所接收的数据信号D_rx描述为以下公式。

$D_{\mathrm{rx}}=D\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(2\right)$

在这种情况下，如在以下公式中所示，通过将数据信号D_rx乘以所接收导频信号P_rx的倒数以及给定的原始导频信号P能够恢复数据信号D。

$D_{\mathrm{rx}}\×\frac{P}{P_{\mathrm{rx}}}=D\×\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\×H_n)\×\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\×H_n)}=D---\left(3\right)$

同时，根据R1-051300，“MBMS transmission in E-UTRA”，LG电子，3GPP TSG RAN WG1#43，2005年11月7-11日所示的方法，在发射机侧数据信号不乘以复数。所以，所接收的导频信号P_rx变成：

$P_{\mathrm{rx}}=P\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(4\right)$

以及所接收的数据信号D_rx变成：

$D_{\mathrm{rx}}=D\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)---\left(5\right)$

在这种情况下，如在以下公式中所示，很明显即使将数据信号乘以所接收导频信号的倒数和P也将不会恢复原始数据信号D。

$D_{\mathrm{rx}}\·\frac{P}{P_{\mathrm{rx}}}=D\·\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)\·\frac{1}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)}$

$=D\·\frac{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)}{\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)}---\left(6\right)$

为了恢复原始数据信号D，需要基于单独地估计每个H_n计算下式(7)的处理：

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\left(H_n\right)---\left(7\right)$

如之前所描述的，在单独估计每个H_n的处理中，在某些情况下可能添加干扰。在这种情况下，信道估计值的精度降低。

以上描述了通过将所接收数据信号乘以所接收导频信号的倒数以及P恢复原始数据信号的方法。但是，以下将描述一些其他的方法。

当将H_comb置为：

$H_{\mathrm{comb}}=\frac{P_{\mathrm{rx}}}{P}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(8\right)$

时，如在下面公式中所示，通过将接收的数据信号乘以H_comb的复数共轭以及H_comb绝对值的倒数能够恢复数据信号。

$D_{\mathrm{rx}}\·\frac{{\left(H_{\mathrm{comb}}\right)}^{*}}{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}=D\·H_{\mathrm{comb}}\·\frac{{\left(H_{\mathrm{comb}}\right)}^{*}}{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}$

$=D\·\frac{{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}^2}{\left|H_{\mathrm{comb}}\right|}$

$=D\·\left|H_{\mathrm{comb}}\right|---\left(9\right)$

但是，在这种情况下，由于幅度偏移了|H_comb|，所以在解调时将要比较的调制点也需要偏移|H_comb|。

如上所述，根据本实施例，当通过OFDM接收机20对从OFDM发射机11、12、...、1N发送的信号执行宏分集接收时，由于不需要单独地估计从每个OFDM发射机11、12、...、1N到OFDM接收机20的每个信道响应，从而能够减小计算量。换言之，如在公式(3)中所描述，通过将所接收数据信号D_rx乘以所接收导频信号P_rx的倒数以及原始导频信号P能够恢复原始数据信号D。进一步，可以避免在单独估计每个信道响应时发生的干扰问题。而且，对于加扰图案的控制管理而言，单独估计每个信道响应将会变得不必要。

将说明OFDM发射机和OFDM接收机的其他实例。在图5所述的OFDM发射机中，加扰器110被添加到图2所示的OFDM发射机中。加扰器110加扰被分配给未包括在通过副载波设置单元104设置的副载波组中的副载波的信号122，即未被添加组索引的导频信号和数据信号。该加扰通过在每个OFDM发射机之间不同的加扰图案执行。加扰的信号被输入到IFFT单元106。

图6是对应于图5的OFDM接收机。该图示出解扰器210、第二信道估计单元211和第二信道均衡器212被添加到图4的OFDM接收机中。以与图4所示OFDM接收机中相同的方式处理分配给副载波组中副载波的信号。换言之，分别将分配给副载波组中副载波并且从信号分离器205输出的导频信号221和222输入到信道估计单元206和信道均衡器207。信道均衡器207使用信道估计单元206输出的信道估计值均衡数据信号222。经历信道均衡器207的信道均衡的数据信号由解调器213解调，因此作为数据信号源的比特串被再现。

同时，解扰器210解扰被分配给未包括在副载波组中的副载波并且从信号分离器205输出的导频信号和数据信号。解扰器210通过OFDM发射机使用的加扰图案的反加扰图案执行解扰，该发射机发送OFDM接收机将要接收的信号。将通过解扰器210解扰的导频信号223和数据信号224分别输入到信道估计单元211和信道均衡器212。

信道估计单元211通过平均和内插相邻的导频信号估计所述信道，并且计算指示信道响应的信道估计值。信道均衡器212使用从信道估计单元211输出的信道估计值对解扰的数据信号执行信道均衡。经历信号均衡器212的信道均衡的数据信号被输入到解调器213，从而作为数据信号源的比特串被再现。

信道估计单元211执行的平均处理能够减小从具有不同加扰图案的OFDM发射机发送的导频信号的功率并提高期望信道估计值的精度。

通过这种方式，每个OFDM发射机使用不同的加扰图案加扰被分配给未包括在副载波组中副载波的信号，即不经历OFDM接收机20的宏分集接收的信号。通过这样做，按照普通而不是宏分集接收，能够获得高度精确的信道估计值。进一步，在发射机和接收机之间可以提前确定加扰图案。或者，在初始化与OFDM发射机11的通信时，OFDM接收机20可以被通知从OFDM发射机(诸如，OFDM发射机11)发送加扰图案。由于对于不经历宏分集接收的信号执行加扰，OFDM接收机20不需要知道用于所有OFDM发射机的加扰图案。

从以上说明能够理解，在被分配给未包括在副载波组中副载波的信号中，数据信号不需要必须经历加扰。因此，图5的加扰器110可以只加扰导频信号。在这种情况下，图6的解扰器210只解扰导频信号。

将使用图7到16以及图17A和17B说明副载波组的更加具体的设置方法。

如上所述，将副载波组设置成包括至少一个导频副载波和一个数据副载波。在以下的描述中，通过引用一个周期的情况图示副载波组设置方法的具体实例，其中在频率轴上对于每四个副载波插入一个导频副载波以及在时间轴上对于每七个副载波插入一个导频副载波。在以下的说明中，OFDM符号表示通过执行一次IFFT产生的OFDM信号的单元。在一个OFDM符号中包括多个副载波。在图7到16以及图17A和17B中，频率轴指示在一个OFDM符号中的副载波编号，以及时间轴指示OFDM符号编号。

(第一副载波组设置方法)

根据第一副载波组设置方法，通过位于由时间轴和频率轴以方形分段的特定域(时间-频率域)中的副载波建立副载波组。换言之，通过包括在多个相继OFDM符号中的副载波(导频副载波和数据副载波)建立副载波组。例如，在以下的公式中能够表示图7的实例。在图7中，频率轴上的位置被称为“i”以及时间轴上的位置被称为“j”。所以，副载波401的位置被称为(i，j)＝(1，1)，以及被分配给位置(i，j)的副载波的信号被称为S_i，j。将分配给副载波组301中副载波的信号乘以被称为R[1]的复数，将副载波组302乘以被称为R[2]的复数。以下公式示出将每个副载波组乘以复数的处理。

S_i，j·R(i，j)

根据第一副载波组设置方法，在以频率轴和时间轴上的恒定副载波间隔确定边界的情况下，有利的是能够以一种方式即副载波组不跨越这些边界来容易地安排副载波。例如，如在图7、8和9中所示，当利用7个OFDM符号形成一帧时，在频率方向以4个副载波以及在时间方向以7个副载波的尺寸设置四边形副载波组301和302，或副载波组301、302和303。因此，可以产生不跨越帧边界的副载波组，对于每个副载波组包括一个导频副载波。

图7和8示出每个帧边界被定位在从具有导频副载波的OFDM符号起计算的第七和第六位置中的实例。图9示出在频率方向安排副载波组301、302和303的实例，即在一定的时间区域中安排副载波组301、302和303相继跨越OFDM符号的整体长度。根据图9的实例，在这种时间区域中的所有副载波属于副载波组301、302和303中的任何一个。因此，OFDM接收机能够在这种时间区域期间对任何副载波执行宏分集接收。图10所示为对比副载波组的外部在副载波组301和302中增加导频副载波密度的实例。根据图10的实例，能够提高副载波组中的数据副载波的接收性能。

(第二副载波组设置方法)

在第二副载波组设置方法中，通过方形时间-频率域中的副载波(导频副载波和数据副载波)和被安排在方形域之外的至少一个导频副载波的组合设置副载波组，其中这种导频副载波被安排在相同的频率轴上但是位于与这些方形域中的至少一个导频副载波或数据副载波不同的时间轴上。换言之，通过包括在多个相继OFDM符号中的副载波(导频副载波和数据副载波)和具有频率等效于包括在该多个相继OFDM符号中的至少一个导频副载波或数据副载波并且被包括在靠近所述多个相继OFDM符号的至少一个OFDM符号中的导频副载波，设置副载波组。

例如，图11所示为副载波组301和302，每个副载波组包括定位于与图7中所示副载波组(方形域)中的导频副载波相同的频率轴中并靠近方形域右侧的导频副载波。类似地，图12所示为副载波组301和302，每个副载波组包括定位于与图8所示副载波组(方形域)中导频副载波相同的频率轴中并靠近方形域右侧的导频副载波。进一步，图13所示为副载波组301和302，每个包括位于图11中副载波组前后的两个导频副载波。

根据第二副载波组设置方法，能够有助于信道响应的时域变化的估计以用于每个副载波组所执行的信道估计。因此，它具有的优点是在这种变化大的情况下能够提高信道估计的精度。

在应用第二副载波组设置方法到图5所示OFDM发射机的情况下，副载波组的范围可以被不同地解释。在图5所示的OFDM发射机中，对分配给位于副载波组之外的副载波的信号执行加扰。当分配给位于图7副载波组301中副载波的信号被乘以与加扰分配给导频副载波402的导频信号所使用复数相同的复数时，图7和图11中的副载波组可被认为是相同的。

类似地，当分配给图8副载波组301中副载波的信号被乘以与加扰分配给导频副载波403的导频信号所使用复数相同的复数时，图8中的副载波可以被认为等效于图12中的副载波组。

通过这种方式，通过将分配给位于副载波组中的副载波的信号乘以与加扰分配给副载波组之外的副载波所使用复数相同的复数，分配给副载波组之外的副载波的导频信号能够被识别为等效于分配给位于副载波组中的副载波的导频信号。因此，可以提高对应于副载波组的信道的信道估计精度。

副载波组的形状不需要必须是完整的方形。例如，该方形可以通过排除小于副载波组中的全部副载波的一半而形成。通过这样做，能够设计具有较高灵活性的副载波组。当需要进一步增强副载波组的灵活性时，位于副载波组中的副载波不需要必须以近似方形的形状形成。在这种情况下，例如，副载波组中至少数据副载波可以被相继地安排在频率方向或时间方向中。由于副载波组中数据副载波之间的信道失真的相关性出现，这可以有助于信道均衡。

使用图14、15和16将示出在副载波组中导频副载波的布局方法的具体实例。在图14所示的实例中，副载波组中的导频副载波被均匀地分散在时间方向和频率方向。通过以这种方式分散副载波组中的导频副载波，能够按照信道响应的时间方向和频率方向的变化执行信道估计。

在图15的实例中，导频副载波优选地被安排在副载波组中频率方向的两端。当信道响应的频率方向中的变化显著时，将使用分配给副载波组中的副载波的导频信号估计信道响应的变化。当使用导频信号执行信道估计时，为了精确的信道估计，优选甚至为导频信号未被分配的副载波位置(频率)确定信道响应。由于这种原因，必须确定未通过内插或外插分配导频信号的副载波位置的导频信号。这里，在外插时信道估计的精度已知为低于内插导频信号时的精度。所以，通过优先在图15所示的副载波组中在频率方向的两端安排导频副载波，能够提高信道估计的精度以减小外插导频信号的必要性。

在图16所示的实例中，导频副载波被优先安排在副载波组中时间方向的两端。当信道响应的变化在时间方向上显著时，基于与图15的实例相同的原因而降低了外插导频信号的必要性，并且可以提高信道估计精度。

将使用图17A和17B说明对于每个副载波组使用不同复数序列的实例。根据情况，在OFDM发射机之间选择不同或相同的序列作为复数序列。这里，将示出在OFDM发射机之间选择不同复数序列的情况下的具体实例。

图17A和17B各示出从每个OFDM发射机11和12发送的OFDM信号的副载波安排和复数序列。图17A中的复数序列是R1[1]、R1[2]、...、R1[N]，以及图17B中的复数序列是R2[1]、R2[2]、...、R2[N]。在图5所示的OFDM发射机中，通过使被分配给位于副载波组之外的副载波的信号经历加扰能够减小这些信号的干扰。这是因为来自其他OFDM发射机的信号变成干扰，而不像分配给属于副载波组的副载波的信号。

所以，在本实例中，R1[1]、R1[2]、...、R1[N]和R2[1]、R2[2]、...、R2[N]的复数序列被以相互正交或伪正交的关系安排。这还能够减小分配给副载波组中导频副载波的导频信号的干扰，并且还能够被用于非宏分集接收中的信道估计。这里，如前所述，“相互正交”意味着相关值变成0，以及“相互伪正交”意味着相关值的绝对值变成小于自相关值。某序列x[k](k＝1、...、K)的自相关值和两个序列x[k]、y[k](k＝1、...、K)的相关值能够通过以下公式表示。

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}x\left[k\right]\·x{\left[k\right]}^{*}---\left(11\right)$

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}x\left[k\right]\·y{\left[k\right]}^{*}---\left(12\right)$

当序列长度是4时，可以引用以下四个序列R1、R2、R3和R4作为相互正交关系的复数序列的实例。

R₁＝{+1，+1，+1，+1}

R₂＝{+1，+1，-1，-1}

R₃＝{+1，-1，-1，+1}

R₄＝{+1，-1，+1，-1}    (13)

公式(13)中的四个复数序列R1、R2、R3和R4具有六个全部是0的相关值，并相互正交。通常，当序列长度是2^K时，能够产生最大2^K个相互正交关系的复数序列。其他实例诸如以下的四个复数序列R1、R2、R3和R4也具有六个全部是0的相关值，并且相互正交。

R₁＝{+i，+i，+i，+i}

R₂＝{+i，+i，-i，-i}

R₃＝{+i，-i，-i，+i}

R₄＝{+i，-i，+i，-i}    (14)

同时，作为伪正交关系的复数序列的实例，可以引用以下六个序列R1、R2、R3、R4、R5和R6。

R₁＝{+1，+1，+1，+1}

R₂＝{+1，+1，-1，-1}

R₃＝{+1，-1，-1，+1}

R₄＝{+1，-1，+1，-1}

R5＝{+1，+1，+1，-1}

R6＝{+1，-1，+1，+1}    (15)

对于公式(15)中序列长度是4的六个复数序列R1、R2、R3、R4、R5和R6，相关值是0或2，而每个自相关值是4。例如，R1、R2、R3和R4中的六个相关值以及R5和R6之间的相关全部是0。但是，R1、R2、R3和R4以及R5和R6之间的四个相关值全部是2。因此，与相互正交关系的序列即限制相关值是0的序列相比，通过包括相互伪正交关系的序列即不限制相关值是0的序列能够产生更多序列作为复数序列。

图18所示为适于在发射机之间复数序列是正交或伪正交的情况下的OFDM接收机。图6中OFDM接收机之间的区别是分配给副载波组中的导频副载波并从信号分离器205输出的导频信号221被输入到复数乘法器214，以及通过复数乘法器214乘以复数的导频信号225被输入到信道估计单元211，以及信道估计单元211执行导频信号223和225的信道估计。

分配给副载波组中的副载波的信号基本上以类似于图6所示OFDM接收机中的处理进行处理。换言之，从信号分离器205输出的每个副载波组的导频信号221和数据信号222被分别输入到信道估计单元206和信道均衡器207。信道均衡器207使用从信道估计单元206输出的信道估计值均衡信道数据222。在通过信道均衡器207的信道均衡之后获得的数据信号由解调器213解调，以及作为数据信号源的比特串被再现。

同时，分配给副载波组之外的副载波的信号也以类似图6所示OFDM接收机中的处理进行处理。换言之，解扰器210解扰被分配给副载波组之外的副载波以及从信号分离器205输出的导频信号和数据信号。解扰器210通过OFDM发射机使用的加扰图案的反加扰图案执行解扰，该发射机发送OFDM接收机将要接收的信号。通过解扰器210解扰的导频信号223和数据信号224被分别输入到信道估计单元211和信道均衡器212。

同时，分配给副载波组中的导频副载波并从信号分离器205输出的的导频信号221进一步通过复数乘法器214被乘以复数。复数乘法器214将导频信号221乘以与在发送OFDM接收机将要接收信号的OFDM发射机中图5所示复数乘法器105所使用复数的复数共轭有关的复数。通过复数乘法器214乘以复数的导频信号225被输入到信道估计单元211。

信道估计单元211通过均衡和内插相邻的导频信号执行信道估计以及计算指示信道响应的信道估计值。信道均衡器212使用从信道估计单元211输出的信道估计值均衡解扰的数据信号。在通过信道均衡器212的信道均衡之后获得的数据信号被输入到调制器213，从而作为数据信号源的比特串被再现。

信道估计单元211执行的平均处理使得能够减小从具有不同加扰图案的OFDM发射机发送的导频信号的功率，从而提高期望信道估计值的精度。

进一步，除分配给副载波组之外的副载波并通过解扰器210解扰的导频信号223之外，信道估计单元211还使用分配给副载波组中的副载波并通过复数乘法器214乘以复数的导频信号225执行信道估计。因此，与图6的OFDM接收机相比，信道估计单元211能够使用更多导频信号用于信道估计。所以，能够进一步提高信道估计的精度。

(保护间隔长度设置方法)

现在，将说明用于设置通过图2或图5中所示GI添加单元107添加保护间隔的长度的方法。通过拷贝一部分时间波形到每个OFDM符号上添加保护间隔。可以通过添加保护间隔到OFDM符号减小延迟波引起的符号之间的干扰。通常，保护间隔长度越长，越能够忍受较大延迟扩展(延迟分布)的多径环境。

如之前所述，OFDM接收机20能够对分配给副载波组中的副载波的信号执行宏分集接收。在这种情况下，由于OFDM接收机20同时从多个OFDM发射机11、12、...、1N接收信号，在某些情况下，与从一个发射机接收信号相比延迟扩展可以变得相对较大。

因此，通过设置比其他OFDM符号更长的保护间隔，提高包括副载波组中的副载波的OFDM符号的接收性能。具体而言，如在图2和图5中所示，副载波组设置单元104给GI添加单元107提供指示在副载波组中副载波位置的副载波位置信息。当从IFFT单元106输入包括副载波组中的至少一个副载波的OFDM符号时，基于副载波位置信息，与输入包括副载波组之外的副载波的OFDM符号相比，GI添加单元107给OFDM信号添加更长的保护间隔。

通过以这种方式设置保护间隔长度，OFDM接收机20处理在宏分集接收时发生的大延迟扩展，从而提高接收性能。

以下将描述设置保护间隔长度的具体实例。例如，在图7所示的副载波组设置的实例中，包括副载波组中副载波的七个OFDM符号的保护间隔长度被设置成比未包括副载波组中副载波的OFDM符号的保护间隔长度更长。同时，在图11所示的副载波组设置的实例中，包括副载波组中数据副载波的七个OFDM符号的保护间隔长度被设置成比未包括副载波组中数据副载波的OFDM符号的保护间隔长度更长。进一步，在图11所示的副载波组设置的实例中，包括副载波组中的数据和导频副载波的八个OFDM符号的保护间隔长度可以被设置成比未包括副载波组中副载波的OFDM符号的保护间隔长度更长。

在图19所示的副载波组设置的实例中，包括副载波组中副载波的OFDM符号的保护间隔长度被设置成比未包括副载波组中副载波的OFDM符号的保护间隔长度更长。进一步，可以抽取包括副载波组中的副载波的OFDM符号。

在图20所示的副载波组设置的实例中，包括副载波组中数据和导频副载波的OFDM符号的保护间隔长度被设置成比未包括副载波组中副载波的OFDM符号的保护间隔长度更长。进一步，可以抽取包括副载波组中数据和导频副载波的OFDM符号。

将使用图21说明在如上所述抽取OFDM符号的情况下设置保护间隔长度的实例。在通常的保护间隔长度中，如在图21中通过帧结构501所示，一帧由七个OFDM符号构成。例如，如在图19中当在一帧中存储比其他OFDM符号保护间隔长度更长的OFDM符号时，如通过帧结构502所示抽取至少一个OFDM符号，并且代之以扩大保护间隔长度。

与在图20的实例中包括副载波组中数据和导频副载波的OFDM符号的保护间隔长度被设置成大于其他OFDM符号的保护间隔长度的情况同样，当比其他OFDM符号保护间隔长度更长的OFDM符号不能够被存储在一帧中时，如通过帧结构503所示将帧的一部分分配给定位于相继帧开始处的OFDM符号的保护间隔。通过这样，不需要抽取随后帧的OFDM符号，只能够将第一OFDM符号的保护间隔长度设置较长。

(数据信号内容)

将说明分配给副载波组中的数据副载波的数据信号的内容。图2或图5所示的OFDM发射机是蜂窝系统(移动电话系统)的基站。将通过图4、6或18中所示的OFDM接收机是终端的实例进行说明。基站可以形成多个扇区。在这种情况下，基站包括与扇区数量同样多的OFDM发射机。数据信号被用于诸如如下的广播通信、组播通信或软切换。

首先，描述执行广播通信和组播通信的实例。相同的数据信号被分配给副载波组中的数据副载波并从多个基站进行发送。在这种情况下，连接到基站的所有终端能够同时接收相同的数据信号。相应地，蜂窝系统能够通过使用副载波组中的副载波执行广播通信和组播通信。广播通信被称为发送数据信号而不指定用户的服务。组播通信被称为发送相同数据信号到两个或更多特定终端的服务。在某些情况下，广播通信和组播通信被统称为多媒体广播和组播服务(MBMS)通信。同时，发送数据到一个特定终端的服务被称为单播。

相应地，可以考虑对于副载波组中的副载波使用广播通信和组播通信，以及对于副载波组之外的副载波使用单播通信。例如，运动图像数据或音乐数据的流发送，以及电子邮件的多址发送可被引用作为通过广播通信或组播通信发送数据信号的实例。

以下将说明执行软切换的实例。相同的数据信号被分配给副载波组中的数据副载波并从多个基站发送。在这种情况下，蜂窝区边界线上的终端能够同时从毗连边界线的多个基站接收信号。相应地，蜂窝系统能够通过使用分配给副载波组中的副载波的数据信号实现随后的软切换。

将使用图2、4和22到31说明本发明的其他实施例。在本实施例中，图2所示OFDM发射机中的数据信号发生器102包括如在图22中所示的比特串发生器1021、编码器1022、交织器1023和数字调制单元1024。图22中的数据信号发生器102产生如下的数据信号。比特串发生器1021产生的比特串输入到编码器1022。在编码器1022中，输入的比特串经历例如诸如Viterbi编码、Turbo编码、Reed-Solomon编码或低密度奇偶校验码(LDPC)编码的信道编码，并且被以对应于编码速率变长的长度输出。

通过编码器1022编码的比特串经历交织器1023的交织。该交织的比特串经历诸如通过数字调制单元1024的QPSK数字调制，从而产生数据信号。

通过副载波组设置单元104将由此产生的数据信号经由图2中的副载波分配单元103分配给多个副载波组。

在所述多个OFDM发射机的每个发射机中所述多个副载波组是相同的。换言之，在所述多个OFDM发射机中所述多个副载波组是公共的。表述“副载波组是相同的”意味着包括在副载波组中的副载波的副载波索引是相同的，如以图17A的副载波组301和图17B的副载波组301之间的关系。包括在对于OFDM发射机所公共的副载波组中的副载波被分配有对于OFDM发射机公共的数据信号和导频信号。

对于OFDM发射机公共的数据信号还能够通过在每个OFDM发射机处从能够与多个OFDM发射机通信的外部设备获得相同的比特串，然后经过信道编码、交织和数字调制的处理而产生。在另一个实例中，这能够通过在能够与多个OFDM发射机通信的外部设备中经由信道编码、交织和数字调制从比特串产生数据信号，然后将它们传送到多个OFDM发射机予以实现。也就是说数据信号发生器102的组件可以部分或全部安装在OFDM发射机外部。

类似于在上述实施例中，每个副载波组将被乘以的复数序列被设置以便OFDM发射机之间具有不同的序列。

同时，在根据本实施例的OFDM接收机中，图4的解调器208包括如图23中所示的数字解调单元2081、去交织器2082和解码器2083。换言之，从图4信道均衡器207输出的信号由数字解调单元2081解调以获得软判决值。去交织器2082去交织软判决值的序列。解码器2083通过对应于OFDM发射机中编码方案(图22中编码器1022的编码方案)的解码方案解码去交织软判决值的序列，从而再现原始比特串。

通常，在执行信道编码的情况下，当在解码之前信号发生突发错误时，在解码之后误码率的特性已知将恶化。根据本实施例，与分配给副载波组中副载波的信号被乘以对于每个OFDM发射机公共的复数序列的情况相比，在解码之前信号发生突发错误的可能性较低。因此，具有的有益效果是能够改善解码之后误码率的特性。以下将详细说明本效果。

首先，如下能够说明突发错误发生的概率较低的原因。如在公式(2)中所示，所接收信号的幅度将取决于作为公式(2)一部分的公式(16)的值而变化。更具体而言，当信号被乘以的复数和信道失真的乘积的相位具有接近每个索引n的值时，公式(16)的值增加，当该相位具有对于每个索引n的非相关值时，所述值变小。这是因为复数和信道失真的乘积相互抵消。

$\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(R_n\·H_n)---\left(16\right)$

在分配给副载波组中的副载波的信号被乘以对于OFDM发射机公共的复数，或不乘以复数的情况下，公式(16)的值只增加和减小信道失真项。换言之，在频率方向或时间方向，或二个方向中存在信道失真的强相关的环境中，电功率的增加和减小将会以类似的方式在宽的副载波范围上发生。当电功率减小在宽的范围上发生时，在某些情况下可能发生类突发错误。

同时，在分配给副载波组中的副载波的信号被乘以对于OFDM发射机所不同的复数的情况下，公式(16)的值取决于复数和信道失真而增加和减小。也就是说，即使在频率方向或时间方向，或二个方向中存在信道失真的强相关的环境中，由于每个副载波组被乘以OFDM发射机之间不同的复数序列，因此以类似方式在超出副载波组范围的宽范围上发生电功率增加和减小的概率较低。反过来，即使在某副载波组的电功率变小的情况下，其他副载波组的电功率将类似地变小的概率较低。这允许突发错误发生的概率较低。以下优点可以给出作为实例以作为突发错误发生的概率较低的结果。例如，在发送数据是语音的情况下，能够防止语音通信的长期中止。在将通过OFDM发射机发送的数据信号是运动图像的情况下，能够防止运动图像的长期缺陷。

以下将关于能够改进的方面详细地说明通过信道编码解码之后的误码率特性。当比特串经历诸如上述Viterbi编码、Turbo编码、Reed-Solomon编码或LDPC编码的信道编码时，即使在信道中信号部分发生错误的情况下，对于接收机来说也可以纠正错误和恢复信号成其原始状态。

但是，这种信道编码的纠错能力被已知在抵抗突发错误时恶化。这里，在分配给副载波组中副载波的信号被乘以OFDM发射机之间不同的复数序列的情况下，在超出副载波组范围的宽范围上发生突发错误的机会将是低的。由于这种原因，通过在多个副载波组上分配由图22中所示数据发生器102通过调制信道编码所获得的比特串产生的数据信号，能够减小突发错误发生的概率。因此，能够获得改善解码之后误码率的有益效果。在这种情况下，随着信号被分配给的副载波组的数量增加，能够减小突发错误发生的概率。所以，解码之后误码率特性的改进因素也倾向于增加。

图24所示为通过仿真情况执行性能估计的实例，其中分配给副载波组中的副载波的信号所乘以的复数序列被设置成相同并且在OFDM发射机之间被设置成不同。在图24中，水平轴表示SNR以及垂直轴表示块错误率(BLER)。BLER是一种错误率，其中即使编码的比特串中的至少一个比特存在错误时也被认为是错误，以及在所有比特都正确的情况下才被认为是正确。如在图24中所示，能够理解通过在OFDM发射机之间设置不同的复数序列能够改进该特性。

通过这种方式，在每个OFDM发射机之间选择不同复数值的序列的情况下，可以获得减小突发错误的优点。在所有副载波被分配给副载波组的情况下能够实践本发明优点。换言之，能够在不具有信号122的情况下获得本发明优点，在图2的OFDM发射机中该信号被分配给副载波组之外的副载波。在这种情况下，副载波组的设置将如在图25到28中所示，其中所有副载波被分配以便它们属于任何一个副载波组。

将详细说明其中每个副载波组被乘以在OFDM发射机之间不同的复数序列的情况。

第N个OFDM发射机的第M个副载波组被乘以的复数描述为R_N[M]。在这种情况下，第N个OFDM发射机中的复数序列S_N被描述为S_N＝{R_N[1]，R_N[2]，....，R_N[M]}。当复数序列S_A和S_B相同时，这意味着在一定复数常量Z的条件下能够建立以下公式；

R_A[m]＝Z＊R_B[m](m＝1，...，M)

“在OFDM发射机之间不同的复数”描述了复数序列S_N对于所有OFDM发射机不是公共的。换言之，这意味着特定OFDM发射机中使用的复数序列不同于其他OFDM发射机的复数序列中的至少一个序列。同样，如果在至少两个OFDM发射机之间的复数序列中即使存在部分不同的值，也能够获得减小突发错误的优点，以及能够改善解码之后误码率的特性。

为了更有效地减小突发错误，优选是在每个OFDM发射机中使用更多的不同序列S_N。例如，如使用图17说明的，通过使用相互伪正交或正交关系的复数序列，能够分别选择不同的复数序列。进一步，还有利的是通过使用随机数或伪随机数独立地产生每个OFDM发射机的复数序列。通过这样做，可以减小对于OFDM发射机来说复数序列是公共的概率。

以下将使用图29到33详细地说明将数据信号分配到多个副载波组。

在图29到33中，通过调制由信道编码获得的第一比特串而产生的数据信号序列被描述为D1，以及类似地从第二比特串产生的数据信号序列被描述为D2。如在图29到33中所示，在多个副载波组上分配数据信号。

图29和30示出分别在六个相继副载波组上分配D1和D2的实例。图31所示为分别在六个不相继的副载波组上分配D1和D2的实例。图32所示为在副载波组中混合D1和D2以及分别在12个副载波组上进行分配的实例。在图32的实例中，与图29和30的实例相比，由于利用一个数据序列安排更多的副载波组，突发错误的发生概率较低，以及能够进一步改善解码之后的错误率特性。

如在图29到31的实例中，即使在副载波组中不混合分配数据信号序列D1和D2的情况下，例如在图33中通过减小副载波组的尺寸，能够增加利用一个数据序列分配的副载波组的数量。但是，如果副载波组的尺寸被减小，对于每个副载波组将需要至少一个或更多导频信号。在某些情况下，这可能增加导频副载波的尺寸开销。当不希望扩大开销时，还有可能通过扩展数据信号序列的长度同时保持副载波的尺寸，增加利用一个数据序列安排的副载波组的数量。相反，在数据序列的长度长的情况下，通过增加副载波组的尺寸能够使得导频副载波的开销变小。

以下将详细说明有效减小突发错误的复数序列的设置方法。

为了减小特定数据信号的突发错误率，必须是数据信号乘以的复数序列在OFDM发射机之间是不同的。例如，假设在图29中分配给第N个OFDM发射机中的副载波组301到312中的副载波的数据信号乘以复数R_N[M]。

由于数据信号序列D1被分配给副载波组301、302、303、307、308和309，通过设置复数序列{R_N[1]、R_N[2]、R_N[3]、R_N[7]、R_N[8]、R_N[9]}作为OFDM发射机之间不同的序列，能够减小D1的突发错误。类似地，由于数据信号序列D2被分配给副载波组304、305、306、310、311和312，通过设置复数序列{R_N[4]、R_N[5]、R_N[6]、R_N[10]、R_N[11]、R_N[12]}作为OFDM发射机之间不同的序列，能够减小D2的突发错误。相应地，能够改善解码之后数据信号序列D1和D2的错误率特性。

在本实施例中，副载波组设置方法和在副载波组中导频副载波安排方法可以等效于之前的实施例。例如，如在图7到10中设置副载波组，如在图14到16中安排副载波组中的导频副载波。

对于本领域普通技术人员来说将会容易地得到其他优点和修改。所以，本发明在广义方面并不局限于这里所示和描述的具体细节和代表性实施例。因此，在不背离如所附权利要求书及其等效物所定义的本发明总发明构思的精神或范围的条件下可以作出各种修改。

产业应用性

本发明有助于无线通信系统的宏分集接收。

Claims (17)

1.一种从多个发射机发送正交频分复用OFDM信号的方法，包括：

通过调制由信道编码获得的比特串产生第一数据信号；

产生第一导频信号；

分配第一导频信号和第一数据信号给对于各发射机公共的导频副载波和数据副载波；

将第一导频信号和第一数据信号乘以用于副载波组的复数，以产生第二导频信号和第二数据信号，该副载波组由所述导频副载波中至少一个特定导频副载波和所述数据副载波中至少一个特定数据副载波形成；

对第二导频信号和第二数据信号执行OFDM调制，以产生OFDM信号；以及

发送该OFDM信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中在所述多个发射机之间复数序列是不同的。

3.根据权利要求1所述的方法，其中在一个发射机中产生的复数序列不同于在至少一个其他发射机中产生的复数序列。

4.根据权利要求1所述的方法，其中由所述多个发射机独立地产生复数序列。

5.一种OFDM发射机，包括：

通过调制由信道编码获得的比特串产生第一数据信号的数据信号发生器；

产生第一导频信号的导频信号发生器；

被配置成分配第一导频信号和第一数据信号给导频副载波和数据副载波的分配单元；

将第一导频信号和第一数据信号乘以用于副载波组的复数以产生第二导频信号和第二数据信号的乘法器，所述副载波组由所述导频副载波中至少一个特定导频副载波和所述数据副载波中至少一个特定数据副载波形成；

对第二导频信号和第二数据信号执行OFDM调制以产生OFDM信号的调制器；以及

被配置成发送该OFDM信号的发送单元。

6.根据权利要求5所述的发射机，其中所述副载波组包括在由时间轴和频率轴限定的特定时间-频率域内安排的第一特定导频副载波和第一特定数据副载波。

7.根据权利要求5所述的发射机，其中所述特定导频副载波和特定数据副载波包括在相继的多个OFDM符号中。

8.根据权利要求5所述的发射机，其中所述副载波组被配置成包括在由时间轴和频率轴限定的特定时间-频率域内安排的第一特定导频副载波和第一特定数据副载波、以及被安排在所述域之外在该频率轴上与该域内的或者第一特定导频副载波或者第一数据副载波相同的位置中且在不同的时间轴位置中的第二特定导频副载波。

9.根据权利要求5所述的发射机，其中所述副载波组被配置成包括在多个相继的OFDM符号中包括的第一特定导频副载波和第一特定数据副载波、以及与该多个相继OFDM符号内的或者第一特定导频副载波或者第一特定数据副载波具有相同的频率且进一步包括在接近于该多个相继OFDM符号的至少一个OFDM符号中的第二导频副载波。

10.根据权利要求5所述的发射机，其中所述副载波组被形成以使得所述特定导频副载波被分散和安排在该副载波组内。

11.根据权利要求5所述的发射机，其中所述副载波组被形成以使得在该副载波组内优先在频率轴方向的末端安排所述特定导频副载波。

12.根据权利要求5所述的发射机，其中所述副载波组被形成以使得在该副载波组内优先在时间轴方向的末端安排所述特定导频副载波。

13.根据权利要求5所述的发射机，其中乘法器使用为所述副载波组设置的并且被设置用来在其他OFDM发射机之间建立正交或伪正交关系的复数序列。

14.根据权利要求13所述的发射机，其中所述序列被设置以使得在其他OFDM发射机中使用的其他复数序列之间的相关值变成小于自相关值。

15.根据权利要求5所述的发射机，用作蜂窝系统中的基站。

16.一种OFDM接收机，包括：

被配置成接收从权利要求5所述的发射机发送的OFDM信号的接收单元；

对OFDM信号执行OFDM解调以将OFDM信号分成每个副载波的信号的OFDM解调器；

从每个副载波的信号分离第二导频信号和第二数据信号的分离器；

使用第二导频信号估计信道响应的估计器；

根据由估计器估计的信道响应均衡第二数据信号以产生均衡之后的数据信号的均衡器；以及

使用信道解码来解调被均衡的数据信号的数据解调器。

17.根据权利要求5所述的发射机，用作蜂窝系统中的终端。

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