CN100593903C - 电流信号线性传输的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种实现电流信号线性传输的方法。它利用场效应管共栅极电路与恒流源电路的巧妙组合，能将输入电流信号从输入端无失真的传输到输出端，也可实现电压—电流的线性变换。该方法主要应用于音频信号放大电路，也可用在其它需要精确传输(放大)电信号的设备。运用本发明构建的电信号放大器，已没有必要再施加环路负反馈，可应用在从信号源至功率输出的所有放大电路，并可方便的调节电路增益实现音量控制，不需要衰减信号，从而实现高信噪比输出，是模拟放大电路的最佳方案。

Description

电流信号线性传输的方法

所属技术领域

本发明涉及一种实现电流信号线性传输的电路，属于电学领域的基本电子电路。

背景技术

模拟电信号可分为电压信号和电流信号，现阶段，音响设备间的电信号传输以电压传输方式为主，电流传输方式的电流大小、阻抗、接插件等还没有形成统一的标准，只在极少数厂商的成套产品中有应用。电流传输方式在设备内部电路应用越来越多，这要得益于电流传输方式在技术上的优势。电流传输要求负载阻抗越小越好，当然也就不怕输出端短路；设备之间用电流信号传输能提高抗干扰能力，并减小接插件接触电阻和传输回路分布参数对信号传输的影响；在设备内部电路使用电流信号传输除上述优点外，还可方便的调节电路增益来控制音量，不需要衰减信号，实现高信噪比输出。电流传输方式将是模拟放大技术今后的发展方向。

环路负反馈技术的发明，在数字音源出现之前的模拟信号源(磁带、唱片等)时代，对改善放大器性能起到了非常重要的作用(也和那时的器件水平和科技水平有关)。但随着数字音源(CD、DVD、SACD等)的出现，虽然指标越来越高，人们却发现，并没有希望的那样动听。究其原因，并不是数字音源不好，问题还在晶体管放大器本身，为了降低非线性失真，施加了深度环路负反馈，引发严重的瞬态互调失真，这种失真为硬失真，对听感影响最大。而电子管放大器这种失真为软失真，加之电子管放大器偶次谐波(失真)有“美化”声音的作用，几乎绝迹的电子管放大器又焕发了“生机”，从技术的角度讲这是倒退。晶体管放大器要完全取消环路负反馈，非线性失真是挡在前面的拦路虎。有源放大器件发展至今，还没有出现线性器件，要消除放大器的非线性失真，必须从电路设计上入手。一是使传输(放大)电信号与有源放大器件的参数无关，这是最彻底、最有效的方法；二是对有源放大器件的非线性进行补偿，可分为异性补偿和同性补偿，广泛使用的电流镜电路就是同性补偿的典型代表，现有的电流信号传输电路，就是以双极晶体三极管电流镜电路为基础构成的。补偿的方法要依赖晶体管参数的精确配对来保证性能指标，一对性能优异的电流镜电路，需4-5对晶体管构成，并至少要对V_BE、β两项参数配对，增加了制造成本，不利于批量生产。再者，配对总有误差，这也是许多放大电路使用了电流镜电路还要施加环路负反馈的原因。负反馈技术能改善失真，却不能消除失真，实现零失真放大的目标不能寄希望于负反馈技术，完全取消环路负反馈的可调增益零失真放大器，才是现代晶体管模拟放大器的终极目标。

发明内容

为了消除电信号放大器的非线性失真，构建无环路负反馈可调增益零失真放大器的目标，本发明提供一种实现电流信号线性传输的电路。该电路实施电流信号的传输与电路中元器件的参数无关，从而可克服有源放大器件的非线性，实现电流信号的零失真传输。当输入级场效应管配对良好，在电压信号与电流信号输入端串一个电阻，还可将电压信号转换成电流信号，实现线性V/I变换。将输出电流通过一个电位器(接成可变电阻形式)进行I/V变换，即可调节电路增益。

本发明消除非线性失真所采用的技术方案是：利用低输入阻抗的共栅极互补推挽电路接收电流信号，经过各自的恒流源负载，输出至第二级共栅极互补推挽电路合成输出，电路由四个场效应管和两个恒流源及工作电流、电压设定用偏置电源、电阻组成。其电路连接关系：Q₁、Q₂的源极分别接R_N、R_P的一端，R_N、R_P的另一端相连接输入端(1)，Q₁、Q₂的栅极分别接V_G-的负端和V_G+的正端，V_G-的正端和V_G+的负端相连接地(4)，Q₁的漏极与Q₃的源极相连接恒流源I_S+输出端(3)，Q₂的漏极与Q₄的源极相连接恒流源I_S-输出端(2)，Q₃、Q₄的栅极分别接V_O+负端和V_o-正端，Q₃、Q₄的漏极相连接输出端(6)，I_s+输入端与V_o+正端相连接正电源(5)，I_s-输入端与V_o-负端相连接负电源(7)。

R_N、R_p、V_G-、V_G+构成分压器式自偏压电路，确定Q₁、Q₂的静态工作电流，I_s+、I_s-确定Q₃、Q₄的静态工作电流(为I_s+、I_s-减去Q₁、Q₂的静态工作电流)，V_o+、V_o-分别确定Q₁、I_s+、Q₃和Q₂、I_s-、Q₄的静态工作电压。

Q₁和Q₂使用同一类型的互补型号，Q₁为N沟道，Q₂为P沟道；Q₃和Q₄使用同一类型的互补型号，Q₃为P沟道，Q₄为N沟道。当Q₁、Q₂使用结型场效应管，且只需要进行电流信号传输时，可取消V_G-和V_G+，Q₁、Q₂的栅极直接相连接地(4)，由N_R、R_p建立自偏压确定静态工作电流。优点是偏置电路非常简单，缺点是输入电阻较大，也能做到＜100Ω，基本能满足电流源对负载阻抗的要求。

当要兼顾电压信号输入时，必须取消R_N和R_p(因为在R_N和R_p上建立理想的电压源性质偏置电压很困难)，Q₁、Q₂的源极直接相连接输入端(1)，由V_G-、V_G+固定偏压电路确定静态工作电流。只须对Q₁、Q₂进行良好的配对，在电压信号与电流信号输入端(1)串一个电阻，就可将电压信号线性的转换成电流信号。

本发明实现电流信号零失真传输的基本原理，是利用场效应器件的压控特性，无栅流产生(结型场效应管输入电阻＞100MΩ，绝缘栅型场效应管输入电阻＞100000MΩ，栅流完全可以忽略不计)。图1是基本原理电路，根据基尔霍夫电流定律(KCL)，对于节点(1)有：

-i_i-i_DN-i_DP＝0

i_i＝-(i_DN+i_DP)                ………………[1]

对于节点(3)有：

i_DN+i_O+-I_S+＝0

i_O+＝I_S+-i_DN                  ………………[2]

对于节点(2)有：

i_DP+i_O-+I_S-＝0

i_O-＝-I_S--i_DP                 ………………[3]

对于节点(6)有：

i_O-i_O+-i_O-＝0

i_O＝i_O++i_O-

将[2]、[3]式代入上式得：

i_O＝I_S+-i_DN-I_S--i_DP

设定I_S+＝I_S-，此时有：

i_O＝-(i_DN+i_DP)                ………………[4]

根据[1]、[4]式可得：

i_O＝i_i                        ………………[5]

即可实现电流信号的零失真传输，并与构成电路的元器件参数无关。

当使用结型场效应管时，电路能传输的最大电流为I_DSS，不能满足要求时，可多管并联使用，同时能降低输入电阻。目前，结型场效应管的耐压较低，当电源电压较高(例如用于功放电路)时，Q₁、Q₂、Q₃、Q₄可使用耐压更高的绝缘栅型场效应管，电路连接关系不变。Q₁、Q₂对耐压要求相对较低，还可使用结型场效应管，只在其漏极与节点[3]、[2]之间串入适当电压的稳压二极管分压即可。Q₁、Q₂、Q₃、Q₄还可使用双极晶体三极管，只须对四只管子进行β配对，并选择那些β随工作电流变化小(即β线性好)的型号。输出电流

$i_0=\frac{{\mathrm{\β}}^2}{{(1+\mathrm{\β})}^2}{i}_i\·\·\·\left[6\right]$

电流增益略有下降，由于配对精度和β的线性问题，虽不能做到电流信号的零失真传输，也不非常适合用于V/I变换，但其性能已能满足一般要求。

对恒流源I_S+、I_S-的基本要求是输出内阻大，对V_G-、V_G+、V_O+、V_O-的基本要求是电压稳定，只要满足要求，可用任何元器件以任何方式构成。必要时可加入零位伺服电路，用来自动控制零点漂移，以上可参见图2的具体实施电路。

当υ_DS不变时，结型场效应管的转移特性：

$i_D=I_{\mathrm{DSS}}{(1-\frac{{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}}{V_P})}^2$ (当0≤|υ_GS|≤|V_P|时)            ………………[7]

在图3-1电路中，V_G-、V_G+为偏置电压，确定两管静态工作电流，一般取V_G-＝V_G+＝V_G＝0.5V_P，此时静态工作电流i_DO＝0.25I_DSS，假设N沟道Q₁与P沟道Q₂参数相同(即完全配对使用)。

对于N沟道Q₁，V_P是负值，I_DSS是正值，υ_GS＝-V_G+Δυ_GS，[7]式可写成：

$i_{\mathrm{DN}}=I_{\mathrm{DSS}}{(1-\frac{-V_G+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}}{-V_P})}^2$

$=I_{\mathrm{DSS}}{(1-\frac{V_G-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}}{V_P})}^2...\left[8\right]$

对于P沟道Q₂，V_P是正值，I_DSS是负值，υ_GS＝V_G+Δυ_GS，[7]式可写成：

$i_{\mathrm{DP}}=-I_{\mathrm{DSS}}{(1-\frac{V_G+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}}{V_P})}^2\·\·\·\left[9\right]$

将[8]式展开得：

$i_{\mathrm{DN}}=I_{\mathrm{DSS}}[1-\frac{{2V}_G}{V_P}+\frac{2}{V_P}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}+\frac{{V_G}^2}{{V_P}^2}-\frac{2V_G}{{V_P}^2}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}+\frac{\mathrm{\Δ}{{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}}^2}{{V_P}^2}]\·\·\·\left[10\right]$

将[9]式展开得：

$i_{\mathrm{DP}}=I_{\mathrm{DSS}}[-1+\frac{{2V}_G}{V_P}+\frac{2}{V_P}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}-\frac{{V_G}^2}{{V_P}^2}-\frac{2V_G}{{V_P}^2}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}-\frac{\mathrm{\Δ}{{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}}^2}{{V_P}^2}]\·\·\·\left[11\right]$

对于节点(1)，根据基尔霍夫电流定律(KCL)有：

-i_i-i_DN-i_DP＝0

i_i＝-(i_DN+i_DP)

将[10]、[11]式代入上式得：

$i_1=-I_{\mathrm{DSS}}[\frac{4}{V_P}-\frac{{4V}_G}{{V_P}^2}]\mathrm{\Δ}{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}\·\·\·\left[12\right]$

令 $g_M=I_{\mathrm{DSS}}[\frac{4}{V_P}-\frac{4V_G}{{V_P}^2}]$

实质上就是Q₁、Q₂互补合成后的跨导(也称互导)，I_DSS、V_P、V_G都是常数，因此g_M也为常数。[12]式可写成：

i_i＝-g_MΔυ_GS                    ………………[13]

[13]式对于i_D随υ_GS按平方规律变化的绝缘栅型场效应管构成的互补推挽电路也是成立的，属于对有源放大器件的非线性进行补偿的异性补偿方法。

图3-2非常直观的表述了这种关线。

输入电压：υ_i＝Ri_i-Δυ_GS

Δυ_GS＝Ri_i-υ_i

代入[13]式得：

i_i＝-g_MRi_i+g_Mυ_i

$i_1=\frac{g_M}{1+g_{M}R}{\mathrm{\υ}}_i\·\·\·\left[14\right]$

从[14]式可得出结论：当Q₁、Q₂完全配对时，g_M为常数，在电压信号与电流信号输入端(1)串一个电阻，就能将电压信号线性的转换成电流信号，实现线性V/I变换。

如果考虑υ_DS的变化，结型场效应管的转移特性：

$i_D=I_{\mathrm{DSS}}{(1-\frac{{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{GS}}}{V_P})}^2(1-\frac{{\mathrm{\υ}}_{\mathrm{DS}}}{V_A})$ (当0≤|υ_GS|≤|V_P|时)

式中：V_P-夹断电压，V_A-厄尔利电压

当υ_DS随输入信号发生变化时，g_M不再是常数，前面的结论将不成立。因此，设计电路时，要尽量使υ_DS不随输入信号变化或变化很小。在图1电路中，电流输入端(1)随输入电流变化最大值为±0.5V_P(目前高跨导结型场效应管V_P＜0.5伏)，本身变化不大，加上Q₃、Q₄的υ_GS变化的补偿作用，只要电源电压及V_O-、V_O+稳定，Q₁、Q₂的υ_DS基本不随输入信号变化，这也是本发明电路结构的巧妙之处。

本发明带来的有益效果是，由它构建的电信号放大器，已没有必要再施加环路负反馈，可应用在从信号源至功率输出的所有放大电路，并可方便的调节电路增益实现音量控制，不需要衰减信号，从而实现高信噪比输出，向无环路负反馈的可调增益零失真放大器的终极目标迈进一大步。

附图说明

图1是本发明涉及的电流信号线性传输电路的基本原理电路图。

图2是用本发明构建的一种兼顾V/I变换的电流信号传输电路的一个具体实施电路。

图3-1是用于V/I变换的连接图。

图3-2是V/I变换的转移特性曲线图。

图4是本发明构建的电流信号传输电路用于音源部分的方案示意图。

图5是本发明构建的电流信号传输电路用于功放部分的方案示意图。

具体实施方式

本发明提供的实质上是一种实现电流信号线性传输的技术方案，根据不同的用途和要求，构成的具体应用电路是多种多样的。图2仅是本发明涉及的电流信号线性传输电路构建的最具代表性的应用电路之一，它可以兼顾电压信号输入，在电压信号与电流信号输入端(1)串一电阻(参见图3-1)，可以将电压信号线性转换成电流信号，实现线性V/I变换，并加入了零位伺服电路，具有更广泛的用途。

在图2中，D₁、T₃、R₃和D₂、T₄、R₄为恒流源提供基准电压及温度补偿，C₃、C₅和C₄、C₆为滤波电容，使基准电压更稳定。R₁、T₁和R₂、T₂分别构成图1电路中的恒流源I_S+和I_S-，R₁₁、T₅和R₁₂、T₆构成的恒流源输出电流在R₉、R₁₀、R₇、R₈、W₁、W₂上产生稳定的电压，通过R₅、C₁和R₆、C₂进一步滤波，构成图1电路中的偏置电压V_G-和V_G+；通过R₁₄、C₇和R₁₃、C₈进一步滤波为Q₅、Q₆提供偏置电压。W₁用于调整输入端(1)零位，W₂用于调整输出端(6)零位。R₁₅、R₁₆为零位反馈电阻，通过C₇、C₈滤除信号电流，控制Q₅、Q₆使输出端(6)零位稳定。通过R₁₇、R₁₈、R₁₉对电源±V_D分压，在R₁₇、R₁₉上产生电压，经C₉、C₁₀进一步滤波，构成图1电路中的V_O+、V_O-为Q₁、Q₂、T₁、T₂、Q₃、Q₄确定静态工作电压。

本电路应使用稳压电源供电，以保证Q₁、Q₂的υ_DS在工作时基本不变，当输入电压信号时能进行线性V/I变换。

在图4所示实施例中，是将图2电路应用在音源部分的示意图。音源是使用电流输出型数模转换器(DAC)的CD、DVD、SACD机及电脑声卡等，将DAC输出电流经图2电路传输(电流并没有放大，只是提高驱动负载的能力，DAC工作电压只有±5伏，内部还设有二极管双向限幅器，带负载能力很差，直接用于I/V变换得到的信号电压很低，达不到输出要求)，一方面可以直接输出电流信号；另一方面通过R进行I/V变换，再经缓冲电路(电压跟随器)输出电压信号。

在图5所示实施例中，是将图2电路应用在功率放大器部分的示意图，可以直接接收电流信号，也可以接收电压信号，通过R和图2电路的输入级线性转换成电流信号。图2电路的输出电流经过接成可变电阻形式的电信器W进行I/V变换，经输出级(电压跟随式电流放大级)推动扬声器或耳机发声，W用于音量控制。

Claims (4)

1、一种电流信号线性传输电路，它由四个场效应管、两个恒流源、两个静态工作电流设定用偏置电源、两个静态工作电压设定用偏置电源及两个静态工作电流设定用偏置电阻组成，其特征是：第一晶体管(Q₁)、第二晶体管(Q₂)的源极分别接第一偏置电阻(R_N)和第二偏置电阻(R_P)的一端，第一偏置电阻(R_N)和第二偏置电阻(R_P)的另一端相连接电流信号输入端(1)，第一晶体管(Q₁)、第二晶体管(Q₂)的栅极分别接正静态工作电流设定用偏置电源(V_G-)的负端和负静态工作电流设定用偏置电源(V_G+)的正端，正静态工作电流设定用偏置电源(V_G-)的正端和负静态工作电流设定用偏置电源(V_G+)的负端相连接信号地(4)，第一晶体管(Q₁)的漏极与第三晶体管(Q₃)的源极相连接正恒流源(I_S+)输出端(3)，第二晶体管(Q₂)的漏极与第四晶体管(Q₄)的源极相连接负恒流源(I_S-)输出端(2)，第三晶体管(Q₃)、第四晶体管(Q₄)的栅极分别接正静态工作电压设定用偏置电源(V_O+)的负端和负静态工作电压设定用偏置电源(V_O-)的正端，第三晶体管(Q₃)、第四晶体管(Q₄)的漏极相连接电流信号输出端(6)，正恒流源(I_S+)输入端与正静态工作电压设定用偏置电源(V_O+)的正端相连接正电源(+V_D)输入端(5)，负恒流源(I_S-)输入端与负静态工作电压设定用偏置电源(V_O-)的负端相连接负电源(-V_D)输入端(7)。

2、根据权利要求1所述的电流信号线性传输电路，其特征是：不使用第一偏置电阻(R_N)和第二偏置电阻(R_P)，第一晶体管(Q₁)和第二晶体管(Q₂)的源极直接与电流信号输入端(1)连接。

3、根据权利要求1所述的电流信号线性传输电路，其特征是：不使用正静态工作电流设定用偏置电源(V_G-)和负静态工作电流设定用偏置电源(V_G+)，第一晶体管(Q₁)和第二晶体管(Q₂)的栅极直接与信号地(4)连接。

4、根据权利要求1所述的电流信号线性传输电路，其特征是：恒流源(I_S+、I_S-)、静态工作电流设定用偏置电源(V_G+、V_G-)、静态工作电压设定用偏置电源(V_O+、V_O-)可用任何元器件以任何方式构成。

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