CN100578987C - 用于估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射/接收方法 - Google Patents

用于估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射/接收方法 Download PDF

Info

Publication number
CN100578987C
CN100578987C CN200480000760A CN200480000760A CN100578987C CN 100578987 C CN100578987 C CN 100578987C CN 200480000760 A CN200480000760 A CN 200480000760A CN 200480000760 A CN200480000760 A CN 200480000760A CN 100578987 C CN100578987 C CN 100578987C
Authority
CN
China
Prior art keywords
spreading code
spread spectrum
chip
code
separating
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN200480000760A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1701548A (zh
Inventor
鹿仓义一
吉田尚正
新博行
前田规行
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
NTT Korea Co Ltd
Original Assignee
NEC Corp
NTT Korea Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp, NTT Korea Co Ltd filed Critical NEC Corp
Publication of CN1701548A publication Critical patent/CN1701548A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100578987C publication Critical patent/CN100578987C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/692—Hybrid techniques using combinations of two or more spread spectrum techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/023—Multiplexing of multicarrier modulation signals
    • H04L5/026—Multiplexing of multicarrier modulation signals using code division
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/004—Orthogonal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/16—Code allocation
    • H04J13/18—Allocation of orthogonal codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

一种无线电发射机-接收机，其中在发射机中所使用的导频符号通过M×N码片长度的扩频码经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)，在接收机中，在对导频信号进行扩频时未使用的扩频码被用作为解扩频码以将接收信号解扩频，然后估计噪声和干扰功率。将用来对导频符号扩频的扩频码与解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们在时间轴上的N个码片中正交。

Description

用于估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射/接收方法
技术领域
本发明涉及估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射-接收方法。
背景技术
现有技术的无线电发射系统包括CDMA(码分多址)/TDD(时分复用)方法的无线电发射系统，当在基站通过多个天线执行分集接收时，其将移动台的发射功率控制误差抑制到低水平(例如，参考专利文献1)。
或者，在OFDM(正交频分复用)-CDMA通信中，存在这样的发射机-接收机：其减少副载波之间的幅度差异并保持扩频码之间的正交性以改进多径环境中的发射效率(例如，参考专利文献2)。
作为另外一个示例，还存在OFDM-CDMA方法的通信终端设备，其补偿剩余相位误差(例如，参考专利文献3)。
另外，还存在这样的OFDM-CDMA方法的通信设备：其防止解调信号误差率特性的恶化，而不损害发射效率(例如，参考专利文献4)。
还存在这样的多载波CDMA方法的多载波发射设备：其既不需要宽频带，也不会在信号波形中导致高峰值(例如，参考专利文献5)。
还存在这样的OFDM通信设备：其在DS副载波中排列经历了直接序列扩频的信息信号以改进发射效率，同时抑制信息信号的误差率特性(例如，参考专利文献6)。
还存在这样的蜂窝扩频通信系统，其中每个终端设备可以以高S/N与基站通信，并且可以增加每个小区中的同时通信数量(例如，参考专利文献7)。
还存在这样的OFDM-CDMA无线电通信设备：其可以防止峰值功率的增加以及通信质量的恶化(例如，参考专利文献8)。
在一种估计使用CDMA的无线电发射设备中噪声及干扰功率的方法中，通过以在对导频信号扩频时未使用的扩频码对接收到的信号进行解扩频，从而估计噪声及干扰功率。考虑如下情形对其进行解释：如图1所示，扩频码以扩频率4在时间轴上扩展。如下四个代码被用作扩频码：
代码1：(1，1，1，1)
代码2：(1，1，-1，-1)
代码3：(1，-1，1，-1)
代码4：(1，-1，-1，1)。
代码1、代码2和代码3三个代码被用在导频信号的扩频中。如果码片间隔的信道冲激响应是h1、h2、h3和h4；并且在时间上对应于这些值的噪声和干扰分量是NI1、NI2、NI3和NI4，则可以用如下公式表示接收信号r：
r＝(h1+h2+h3+h4)+(h1+h2-h3-h4)+(h1-h2+h3-h4)+NI1+NI2+NI3+NI4＝(3h1+h2+h3-h4)+NI1+NI2+NI3+NI4
由在导频信号的扩频中未使用的代码4扩展的解扩频信号d是：
d＝(3h1-h2-h3-h4)+NI1-NI2-NI3+NI4
在这种情形中，如果：
h1≈h2≈h3≈h4    【公式1】
成立，则有：
d≈NI1-NI2-NI3+NI4    【公式2】
并且，因为只有噪声和干扰分量残留，所以可以通过找到该值的平方的均值来估计噪声和干扰功率。但是，当时间轴上的信道波动大时，
h1≈h2≈h3≈h4    【公式3】
不能实现，由此估计的精度降低。
在CDMA中，只在时间轴上执行扩频，但是其中在时间轴与频率轴上执行二维代码扩频的无线电发射方法包括MC-2D-CDMA(例如，参考非专利文献1)。在MC-2D-CDMA中，二维代码扩频有时被用于导频信号。这里假设使用这样的导频信号：其以扩频率4在时间轴上扩展2码片且在频率轴上扩展2码片，如图2所示。如同CDMA的示例一样，这里考虑这样的情形：代码1、代码2和代码3三个代码被用来扩展导频信号，并且通过使用代码4对接收信号解扩频来估计噪声和干扰功率。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值分别是h11、h21、h12和h22；噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时对接收信号r和代码4进行卷积操作，其结果是解扩频信号d：
d＝(3h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(h12+NI12)×(-1)+(-h22+NI22)×1＝(3h11-h21-h12-h22)+NI11-NI21-NI12+NI22
这里，如果：
h11≈h21≈h12≈h22    【公式4】
则有：
d≈NI11-NI21-NI12+NI22    【公式5】
并且，因为只有噪声和干扰分量残留，所以可以通过找到该值的平方的均值来估计噪声和干扰功率。
专利文献1：
日本在先公开专利公开No.2000-91986
专利文献2：
日本在先公开专利公开No.2001-24618
专利文献3：
日本在先公开专利公开No.2001-28557
专利文献4：
日本在先公开专利公开No.2001-144724
专利文献5：
日本在先公开专利公开No.2001-16837
专利文献6：
日本在先公开专利公开No.2001-203664
专利文献7：
日本在先公开专利公开No.2002-198902
专利文献8：
日本在先公开专利公开No.2002-271296
非专利文献1：
The Proceedings of PIMRC 1999(PIMRC 1999会议文集)，pp.498-502。
但是，问题是，当在上述CDMA中通常使用的噪声和干扰功率估计方法不经改变就应用于经历了上述二维扩频的导频信号时，如果频率轴和时间轴上的信道波动都不是足够低的话，估计精度就会显著下降。例如，当几乎没有时间轴上的波动，即，当：
h11≈h12且h21≈h22    【公式6】
则d是：
d≈2h11-2h21+NI11-NI21-NI12+NI22    【公式7】
如果频率轴上的波动大，即，如果：
h11≈h21    【公式8】
不能实现，则会残留信号分量，并且估计精度下降。如果在频率轴上没有波动，即，如果：
h11≈h21且h12≈h22    【公式9】
则d是：
d≈2h11-2h12+NI11-NI21-NI12+NI22    【公式10】
如果时间轴上的波动大，即，如果：
h11≈h12    【公式11】
不能实现，则会残留信号分量，并且估计精度下降。
发明内容
由于现有技术的上述问题，本发明的目的是提供一种即使在频率轴上的信道波动与时间轴上的信道波动中任一个大时也可以实现高精度噪声和干扰功率估计的无线电发射机-接收机。
为了解决上述问题，在本发明提供的第一无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在对导频符号进行扩频时所使用的扩频码以及在解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们在时间轴上的N个码片中正交。
在本发明提供的第二无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在对导频符号进行扩频时所使用的扩频码以及在解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们在频率轴上的M个码片中正交。
在本发明提供的第三无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在对导频符号进行扩频时所使用的扩频码以及在解扩频时所使用的解扩频码分配成使得它们或者在频率轴上的M个码片中正交，或者在时间轴上的N个码片中正交。
在本发明提供的第四无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第五无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第六无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则将在频率轴上的M个码片中并且在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第七无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在接收机中包括：用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置，以及用于向发射机报告检测结果的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第八无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在发射机中包括用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第九无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在接收机中包括：用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置，以及用于向发射机报告检测结果的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
在本发明提供的第十无线电发射机-接收机中，如果通过具有M×N码片长度的扩频码而经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频(M和N是大于或等于2的任意整数)的导频符号被用在发射机中，并且在接收机中将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作为解扩频码以将接收信号解扩频并然后估计噪声和干扰功率，则在发射机中包括用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置；当时间轴上的信道波动显著时，将在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，将在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码优选地分配为对导频符号扩频时所使用的扩频码。
另外，延迟扩展(delay spread)可以被用作频率轴上信道波动的指标。
或者，相干波段(coherent band)可以被用作频率轴上信道波动的指标。
另外，多普勒频率可以被用作时间轴上信道波动的指标。
这样，本发明的无线电发射机-接收机即使在频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动大时，也能够实现高精度的噪声和干扰功率估计。
另外，当经历了二维扩频的导频信号被用来估计噪声和干扰功率时，导频信号的优选分配还可以实现更高精度的噪声和干扰功率估计。
附图说明
图1是用于解释CDMA中扩频码的图。
图2是用于解释二维扩频中的扩频码的图。
图3示出了本发明第一、第二及第三实施例的无线电发射机-接收机的配置。
图4示出了本发明第四实施例的无线电发射机-接收机的配置。
具体实施方式
接下来解释本发明的实施例。
图3是示出了本发明第一实施例的无线电发射机-接收机的配置的方框图。在实际的无线电发射机-接收机中，导频信号当然与数据复用并在发射机中被发射，并且在接收机中必须有用于解调数据的装置，但是为了简化的缘故，这里的解释将只是着重于导频信号的发射和接收。另外，将描述这样的示例：其中导频信号以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片。在发射机101中，数据复制单元103产生导频信号SPI的四份拷贝，并且提供该输出作为并行导频信号SPPI(1)-SPPI(4)。并行/串行转换器104对并行导频信号SPPI(1)-SPPI(4)进行并行/串行转换，并且提供直接扩频输入信号SSPI(1)、SSPI(2)、SSPI(3)和SSPI(4)作为输出。扩频码分配单元105提供扩频码分配信号SCAL作为输出。扩频单元106接收直接扩频输入信号SSPI(1)、SSPI(2)、SSPI(3)和SSPI(4)以及扩频码分配信号SCAL作为输入，并且提供第一直接扩频输出信号SSPO1(1)、SSPO1(2)、SSPO1(3)和SSPO1(4)以及第二直接扩频输出信号SSPO2(1)、SSPO2(2)、SSPO2(3)和SSPO2(4)作为输出。复用单元107执行第一直接扩频输出信号SSPO1(1)、SSPO1(2)、SSPO1(3)和SSPO1(4)以及第二直接扩频输出信号SSPO2(1)、SSPO2(2)、SSPO2(3)和SSPO2(4)的代码复用，并且提供IFFT输入信号SIFFTI(1)、SIFFTI(2)、SIFFTI(3)和SIFFTI(4)作为输出。逆傅立叶变换单元108执行IFFT输入信号SIFFTI(1)、SIFFTI(2)、SIFFTI(3)和SIFFTI(4)的逆傅立叶变换，并且提供IFFT输出信号SIFFTO(1)、SIFFTO(2)、SIFFTO(3)和SIFFTO(4)作为输出。保护间隔加入器109向IFFT输出信号SIFFTO(1)、SIFFTO(2)、SIFFTO(3)和SIFFTO(4)加入保护间隔，并且提供发射信号STX(1)、STX(2)、STX(3)和STX(4)作为输出。
在接收机102处，保护间隔去除单元110从接收信号SRX(1)、SRX(2)、SRX(3)和SRX(4)中去除保护间隔，并且提供FFT输入信号SFFTI(1)、SFFTI(2)、SFFTI(3)和SFFTI(4)作为输出。傅立叶变换单元111执行FFT输入信号SFFTI(1)、SFFTI(2)、SFFTI(3)和SFFTI(4)的傅立叶变换，并且提供FFT输出信号SFFTO(1)、SFFTO(2)、SFFTO(3)和SFFTO(4)作为输出。并行/串行转换单元112执行FFT输出信号SFFTO(1)、SFFTO(2)、SFFTO(3)和SFFTO(4)的并行/串行转换，并且提供解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)作为输出。解扩频码分配单元113提供解扩频码分配信号SDCAL作为输出。解扩频单元114接收解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)以及解扩频码分配信号SDCAL作为输入，并且提供解扩频输出信号SDSPO作为输出。功率计算单元115接收解扩频输出信号SDSPO作为输入，估计噪声和干扰功率，并且提供估计功率信号作为输出。
通过上述操作实现噪声和干扰功率发估计。
第一实施例的一个突出特征是：由扩频码分配单元105分配的两个扩频码在时间轴上正交于由解扩频码分配单元113分配的解扩频码。现在应用如图2所示的以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片的导频信号。如下四个代码被用作扩频码：
代码1：(1，1，1，1)
代码2：(1，1，-1，-1)
代码3：(1，-1，1，-1)
代码4：(1，-1，-1，1)。
此时，代码1和代码3在时间轴上正交于代码2和代码4。这里，假设扩频码分配单元105将代码1和代码3分配为扩频码，而解扩频码分配单元113将代码2分配为解扩频码。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值假定分别是h11、h21、h12和h22，噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时，通过对解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)与代码3进行卷积操作，解扩频输出信号SDSPO是：
SDSPO＝(2h11+NI11)×1+(0+NI21)×1+(2h12+NI12)×(-1)+(0+NI22)×(-1)＝(2h11-2h12)+NI11+NI21-NI12-NI22
因此，如果时间轴上的信道波动小，即，如果：
h11≈h12且h21≈h22    【公式12】
则所述信号分量互相抵消。类似地，当扩频码分配单元105只分配代码1作为扩频码时，则：
SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×1+(h12+NI12)×(-1)+(h22+NI22)×(-1)＝(h11-h12)+(h21-h22)+NI11+NI21-NI12-NI22
当扩频码分配单元105只分配代码3作为扩频码时，则：
SDSPO＝(h11+NI11)×1+(-h21+NI21)×1+(h12+NI12)×(-1)+(-h22+NI22)×(-1)＝(h11-h12)-(h21-h22)+NI11+NI21-NI12-NI22
结果，如果时间轴上的信道波动小，即，如果：
h11≈h12且h21≈h22    【公式13】
则所述信号分量互相抵消。
如上所述，进行分配使得在对导频符号扩频时所使用的扩频码在时间轴上的N个码片中与在解扩频时所使用的解扩频码正交，这使得当时间轴上的信道波动小时，尽管频率轴上存在大的信道波动，也能实现高精度噪声和干扰功率估计。
接下来解释本发明的第二实施例。该无线电发射机-接收机的配置与第一实施例相同，该配置由图3的方框图所示。第二实施例和第一实施例的区别在于：由扩频码分配单元105分配的两个扩频码在频率轴上正交于由解扩频码分配单元113分配的解扩频码。现在假设使用这样的导频信号：其以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片，如图2所示。如下四个代码被用作扩频码：
代码1：(1，1，1，1)
代码2：(1，1，-1，-1)
代码3：(1，-1，1，-1)
代码4：(1，-1，-1，1)。
此时，代码1和代码2在频率轴上正交于代码3和代码4。扩频码分配单元105将代码1和代码2分配为扩频码，而解扩频码分配单元113将代码3分配为解扩频码。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值分别是h11、h21、h12和h22，噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时，通过对解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)与代码3进行卷积操作，解扩频输出信号SDSPO是：
SDSPO＝(2h11+NI11)×1+(2h21+NI21)×(-1)+(0+NI12)×1+(0+NI22)×(-1)＝(2h11-2h21)+NI11-NI21+NI12-NI22
结果，如果频率轴上的信道波动小，即，如果：
h11≈h21且h12≈h22    【公式14】
则信号分量互相抵消。类似地，当扩频码分配单元105只分配代码1作为扩频码时，则：
SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(h12+NI12)×1+(h22+NI22)×(-1)＝(h11-h21)+(h12-h22)+NI11-NI21+NI12-NI22
如果扩频码分配单元105只分配代码2作为扩频码时，则：
SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(-h12+NI12)×1+(-h22+NI22)×(-1)＝(h11-h21)-(h12-h22)+NI11-NI21+NI12-NI22
这样，如果频率轴上的信道波动小，即，如果：
h11≈h21且h12≈h22    【公式15】
则信号分量互相抵消。
如上所述，进行分配使得在对导频符号扩频时所使用的扩频码在频率轴上的M个码片中与在解扩频时所使用的解扩频码正交，这使得只要频率轴上的信道波动小，即使时间轴上的信道波动大，也能实现高精度噪声和干扰功率估计。
接下来解释本发明的第三实施例。该无线电发射机-接收机的配置与第一和第二实施例的配置相同，如图3的方框图所示。但是，扩频单元106的输出只有第一直接扩频输出信号SSPO1(1)、SSPO1(2)、SSPO1(3)和SSPO1(4)。另外，第三实施例与第一和第二实施例的差别在于：由扩频码分配单元105所分配的扩频码在频率轴且在时间轴上正交于由解扩频码分配单元113所分配的解扩频码。现在假设使用这样的导频信号：其以扩频率4在频率轴上扩展2码片且在时间轴上扩展2码片，如图2所示。如下四个代码被用作扩频码：
代码1：(1，1，1，1)
代码2：(1，1，-1，-1)
代码3：(1，-1，1，-1)
代码4：(1，-1，-1，1)。
此时，代码1在频率轴且在时间轴上正交于代码4。代码3和代码4之间也存在这种关系。扩频码分配单元105将代码1分配为扩频码，而解扩频码分配单元113将代码4分配为解扩频码。对应于图2中C0、C1、C2和C3的信道冲激响应值分别是h11、h21、h12和h22，噪声和干扰分量是NI11、NI21、NI12和NI22。此时，通过对解扩频输入信号SDSPI(1)、SDSPI(2)、SDSPI(3)和SDSPI(4)与代码4进行卷积操作，解扩频输出信号SDSPO是：
SDSPO＝(h11+NI11)×1+(h21+NI21)×(-1)+(h12+NI12)×(-1)+(h22+NI22)×1＝(h11-h21-h12+h22)+NI11-NI21-NI12+NI22
结果，如果频率轴和时间轴中任一轴上的信道波动小，即，如果：
h11≈h21且h12≈h22与h11≈h12且h21≈h22    【公式15】
中任意一个成立，则信号分量互相抵消。
如上所述，进行分配使得在对导频符号扩频时所使用的扩频码在频率轴上的M个码片中或者在时间轴上的N个码片中与在解扩频时所使用的解扩频码正交，这也使得如果频率轴上的信道波动与时间轴上的信道波动两者中任意一个小，则能实现高精度噪声和干扰功率估计。
图4是示出了本发明第四实施例的无线电发射机-接收机的配置的方框图。该图与作为第一至第三实施例方框图的图3的区别在于：
在发射机201中包括了信道波动信息接收机203，用于接收信道波动信息信号SRCHI作为输入，再现信道波动信息，并且提供该信息作为再现信道波动信息SRECHI；扩频码分配单元204基于再现信道波动信息SRECHI确定扩频码的分配。
在接收机202中包括信道波动检测单元205，用于接收接收信号SRX(1)、SRX(2)、SRX(3)和SRX(4)作为输入，检测信道波动，并提供检测结果作为信道波动信息SCHI；包括信道波动信息发射机206，用于接收信道波动信息SCHI作为输入，并提供发射信道波动信息SSCHI作为输出；解扩频码分配单元207基于信道波动信息SCHI确定解扩频码的分配。
在解扩频码分配单元207中基于信道波动信息SCHI实现分配，在扩频码分配单元204中基于已经再现了信道波动信息SCHI的再现信道波动信息SRECHI实现分配，从而当时间轴上的信道波动大于频率轴上的信道波动时扩频码与解扩频码在频率轴上的M个码片中正交，并且当频率轴上的信道波动大于时间轴上的信道波动时扩频码与解扩频码在时间轴上的N个码片中正交。
通过上述操作，可以根据信道波动实现代码分配以使得可以实现更高精度的噪声和干扰功率估计。
另外，当通过使用经历了二维扩频的导频信号估计噪声和干扰功率时，导频信号的优选分配使得能够实现更高精度的噪声和干扰功率估计。

Claims (7)

1.一种无线电发射机-接收机，包括：
发射机，所述发射机通过使用具有M×N码片长度的扩频码，对导频符号进行频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频；和
接收机，所述接收机将在对导频信号扩频时未使用的扩频码用作解扩频码以将接收信号解扩频，然后估计噪声和干扰功率，
其中将在对导频符号进行扩频时所使用的所述扩频码以及在解扩频时所使用的所述解扩频码分配成使得所述扩频码和所述解扩频码只在时间轴上的N个码片中正交，只在频率轴上的M个码片中正交，或者在时间轴上的N个码片中并且在频率轴上的M个码片中正交；并且其中M和N是大于或等于2的任意整数。
2.根据权利要求1所述的无线电发射机-接收机，其中如下代码中的至少一个被优选地分配为在对导频符号扩频时所使用的所述扩频码：在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的所述解扩频码的代码，和在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的所述解扩频码的代码。
3.根据权利要求1所述的无线电发射机-接收机，还包括：
用于检测频率轴上的信道波动或时间轴上的信道波动是否显著的装置；
其中：
当时间轴上的信道波动显著时，在频率轴上的M个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码被分配为在对导频符号扩频时所使用的所述扩频码；当频率轴上的信道波动显著时，在时间轴上的N个码片中正交于解扩频时所使用的解扩频码的代码被分配为在对导频符号扩频时所使用的所述扩频码。
4.根据权利要求3所述的无线电发射机-接收机，其中延迟扩展被用作为频率轴上信道波动的指标。
5.根据权利要求3所述的无线电发射机-接收机，其中相干波段被用作为频率轴上信道波动的指标。
6.根据权利要求3所述的无线电发射机-接收机，其中多普勒频率被用作为时间轴上信道波动的指标。
7。一种无线电发射及接收方法，其中经历了频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频的导频符号被用在发射机中，所述频率轴上的M码片扩频以及时间轴上的N码片扩频是通过具有M×N码片长度的扩频码来实现的，在接收机中，在对导频信号扩频时未使用的扩频码被用作为解扩频码以将接收信号解扩频，然后估计噪声和干扰功率；其中将在对导频符号进行扩频时所使用的所述扩频码以及在解扩频时所使用的所述解扩频码分配成使得所述扩频码和所述解扩频码只在时间轴上的N个码片中正交，只在频率轴上的M个码片中正交，或者在时间轴上的N个码片中并且在频率轴上的M个码片中正交；并且其中M和N是大于或等于2的任意整数。
CN200480000760A 2003-04-24 2004-04-26 用于估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射/接收方法 Expired - Fee Related CN100578987C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP119778/2003 2003-04-24
JP2003119778 2003-04-24

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1701548A CN1701548A (zh) 2005-11-23
CN100578987C true CN100578987C (zh) 2010-01-06

Family

ID=33308109

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200480000760A Expired - Fee Related CN100578987C (zh) 2003-04-24 2004-04-26 用于估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射/接收方法

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7826514B2 (zh)
EP (1) EP1617583A4 (zh)
JP (1) JP4502952B2 (zh)
KR (1) KR100685089B1 (zh)
CN (1) CN100578987C (zh)
WO (1) WO2004095749A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4510712B2 (ja) * 2005-07-15 2010-07-28 シャープ株式会社 マルチキャリア信号受信機及びマルチキャリア信号受信方法
US8929324B2 (en) * 2009-07-16 2015-01-06 Qualcomm Incorporated Facilitating noise estimation in wireless communication
EP2555452B1 (en) * 2010-04-02 2018-08-15 Fujitsu Limited Apparatus and method for orthogonal cover code (occ) generation, and apparatus and method for occ mapping
CN109075925B (zh) * 2016-04-12 2021-06-01 瑞典爱立信有限公司 共同相位误差补偿

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5740141A (en) * 1993-03-09 1998-04-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Signal processing device for an optical information reproducing apparatus
US6650661B1 (en) * 1998-06-15 2003-11-18 International Business Machines Corporation System that compensates for variances due to process and temperature changes
JP3321419B2 (ja) 1998-09-17 2002-09-03 松下電器産業株式会社 通信端末装置および無線通信方法
JP3376315B2 (ja) * 1999-05-18 2003-02-10 日本電気株式会社 ビット同期回路
JP3678944B2 (ja) 1999-07-02 2005-08-03 松下電器産業株式会社 無線通信装置および無線通信方法
JP3715141B2 (ja) 1999-07-13 2005-11-09 松下電器産業株式会社 通信端末装置
JP3581281B2 (ja) 1999-11-11 2004-10-27 松下電器産業株式会社 Ｏｆｄｍ−ｃｄｍａ方式受信装置およびｏｆｄｍ−ｃｄｍａ方式送信装置
JP3329322B2 (ja) 1999-12-07 2002-09-30 株式会社ワイ・アール・ピー移動通信基盤技術研究所 マルチキャリア伝送装置
US7327775B1 (en) * 1999-12-23 2008-02-05 Nokia Corporation CDMA receiver
JP3522619B2 (ja) 2000-01-05 2004-04-26 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ マルチキャリアｃｄｍａ伝送システムにおける送信機
JP3581286B2 (ja) 2000-01-19 2004-10-27 松下電器産業株式会社 Ｏｆｄｍ送信装置、ｏｆｄｍ受信装置および信号割当方法
EP1179904A4 (en) * 2000-03-17 2006-09-27 Matsushita Electric Ind Co Ltd METHOD AND DEVICE FOR RADIO MESSAGE TRANSMISSION
EP1225698B1 (en) * 2001-01-22 2004-08-18 Lucent Technologies Inc. Method and apparatus for correcting the phase of a clock in a data receiver using a Hogge or Alexander phase discriminator
JP3679018B2 (ja) 2001-03-14 2005-08-03 松下電器産業株式会社 無線通信装置および無線通信方法
JP3676991B2 (ja) * 2001-07-05 2005-07-27 松下電器産業株式会社 無線通信装置及び無線通信方法
JP2003046481A (ja) * 2001-07-31 2003-02-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ伝送装置およびデータ伝送方法
JP3628987B2 (ja) * 2001-07-31 2005-03-16 松下電器産業株式会社 無線通信装置および無線通信方法
JP3613228B2 (ja) 2001-11-09 2005-01-26 株式会社日立製作所 送信電力制御方法、移動端末装置、および基地局
JP3727283B2 (ja) * 2001-11-26 2005-12-14 松下電器産業株式会社 無線送信装置、無線受信装置及び無線送信方法
JP4091412B2 (ja) * 2002-12-06 2008-05-28 三星電子株式会社 無線通信における逆拡散方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN1701548A (zh) 2005-11-23
JP4502952B2 (ja) 2010-07-14
WO2004095749A1 (ja) 2004-11-04
US20060182167A1 (en) 2006-08-17
EP1617583A4 (en) 2011-06-01
US7826514B2 (en) 2010-11-02
EP1617583A1 (en) 2006-01-18
KR20050042166A (ko) 2005-05-04
JPWO2004095749A1 (ja) 2006-07-13
KR100685089B1 (ko) 2007-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7468943B2 (en) Transmission/Reception apparatus and method in a mobile communication system
US6717930B1 (en) Cell search procedure for time division duplex communication systems using code division multiple access
CN101341786B (zh) 无线通信系统中的导频符号传输
US5555268A (en) Multicode direct sequence spread spectrum
CN1568592B (zh) 发送装置、接收装置以及射频通信方法
AU2009200936B2 (en) A Base Station in a Time Division Duplex Communication System Using Code Division Multiple Access
KR101176321B1 (ko) Ｅ?ｕｔｒａｎ을 위한 이차 동기 코드북
US8902859B2 (en) Method and apparatus for transmitting uplink signal, and method and apparatus for generating uplink signal in communication system
US20020054585A1 (en) Transmitter, transmitting method, receiver, and receiving method for MC-CDMA communication system
KR20050021477A (ko) 데이터 기호 송신 및 수신 방법, 송신기, 수신기, 컴퓨터프로그램 제품, 및 전송 시스템
CN101150556A (zh) 正交频分复用传输方法
EP1204224B1 (en) Mobile communication system in multi-carrier CDMA scheme using short code and long code
JP3282518B2 (ja) スペクトラム拡散通信方式
CN105515713A (zh) 一种多用户码分多址接入通信方法与相应发射机、接收机
US6574269B1 (en) Asymmetric orthogonal codes for wireless system receivers with multiplication-free correlators
EP3249824B1 (en) Data transmission method and apparatus
CN105515608A (zh) 一种扩频处理方法及装置
CN1157031C (zh) 正交频分复用（ofdm）通信系统中的数据传输设备及其方法
KR101265587B1 (ko) 다중 반송파를 사용한 다중 접속 방식 시스템에서의 신호수신 방법 및 장치
JP3063648B2 (ja) スペクトラム拡散通信システム
CN100578987C (zh) 用于估计使用代码扩频的无线电发射中的噪声和干扰功率的无线电发射机-接收机及无线电发射/接收方法
CN100440764C (zh) 无线通信装置和无线通信方法
JP2003101511A (ja) マルチキャリアスペクトル拡散通信装置及びマルチキャリアスペクトル拡散通信システム
JPH08251117A (ja) マルチキャリア伝送システム及びマルチキャリア伝送方法
EP1511205B1 (en) Method of dynamically assigning spreading sequences to users of a multi carrier transmission network

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20100106

Termination date: 20150426

EXPY Termination of patent right or utility model