CN100561881C - 单个用户检测 - Google Patents

Abstract

一发射器侧系在一码分多址(CDMA)通信系统之一共享频宽上，传输复数数据信号。其中，各传输数据信号系经历一类似信道响应。首先，接收所述传输数据信号之一组合信号。随后，利用该片码速率之一倍数，取样该组合信号。接着，决定该组合信号之一信道响应。接着，利用所述组合信号取样及所述估计信道响应，决定一扩频数据向量之一第一元素。接着，利用该第一元素决定步骤之一因子，决定该扩频数据向量之其余元素。最后，利用该扩频数据向量之所述决定元素，决定所述数据信号之数据。

Description

单个用户检测

背景

本申请主张美国临时专利申请60/246947之优先权，其申请日为2000年11月9日。

本发明涉及无线通信系统。特别是，本发明涉及无线通信系统中的数据检测。

图1系表示一无线通信系统10。这个通信系统10系具有基站12₁至12₅(12)，其系与使用者设备(UE)14₁至14₃(14)进行通信。各基站12系具有一关连操作区域，其中，这个基站12系与其操作区域之使用者设备(UE)14进行通信。

在部分通信系统中，诸如：码分多址(CDMA)及利用码分多址之时分双工(TDD/CDMA)，多个通信系传输于相同频谱上。这些通信系利用其信道编码区分。为更有效地使用这个频谱，利用码分多址之时分双工(TDD/CDMA)通信系统系使用重复帧，其进一步切割为多个通信时隙。在这类系统中传送之一通信系指派一个或多个关连信息码及时隙。在一时隙中之一信息码使用系称为一资源单位。

由于多个通信可以传送于相同频谱及相同时间，在这类系统中之一接收器必须能够区分这些多个通信。检测这类信号之一种方法系多重使用者检测。在多重使用者检测中，关连所有使用者设备(UE)14，使用者之信号系同时检测。实施多重使用者检测之方法系包括利用一Cholesky或一近似Cholesky分解之方块线性等化基础联合检测(BLE-JD)。这些方法系具有一高度复杂性。这个高度复杂性会增加功率消耗，并在使用者设备(UE)14₁处，进一步降低电池寿命。因此，本发明之主要目的便是提供其他检测接收数据之方法。

发明概述

一发射器侧系在一码分多址(CDMA)通信系统之一共享频宽上，传输多个数据信号。其中，各传输数据信号系经历一类似信道响应。首先，接收所述传输数据信号之一组合信号。随后，利用该片码速率之一倍数，取样该组合信号。接着，决定该组合信号之一信道响应。接着，利用所述组合信号取样及所述估计信道响应，决定一扩频数据向量之一第一元素。接着，利用该第一元素决定步骤之一因子，决定该扩频数据向量之其余元素。最后，利用该扩频数据向量之所述决定元素，决定所述数据信号之数据。

附图说明

图1是一无线通信系统。

图2是一简化发射器及一单一使用者检测接收器。

图3是通信突发(burst)。

图4是单一使用者检测(SUD)之一延伸前向替代法之流程图。

图5是单一使用者检测(SUD)之一近似条纹Cholesky方法之流程图。

图6是单一使用者检测(SUD)之一Toeplitz方法之流程图。

图7是应用于单一使用者检测(SUD)之信道关连矩阵的快速傅立叶转换(FFT)之流程图。

图8是利用有效组合之单一使用者检测(SUD)之一快速傅立叶转换(FFT)之流程图。

图9是利用零值填满之单一使用者检测(SUD)之一快速傅立叶转换(FFT)之流程图。

具体实施方式

图2系表示在利用码分多址之时分双工(TDD/CDMA)通信系统中，使用单一使用者检测(SUD)之一简化发射器26及接收器28，虽然这种单一使用者检测方法亦可以应用在其他系统中，诸如：利用码分多址之分频双工(FDD/CDMA)。在一典型系统中，一发射器26系位于各个使用者设备(UE)14中，且传送多个通信之多个传输电路26系位于各个基站12中。这种单一使用者检测(SUD)接收器28系可以位于一基站12处、使用者设备(UE)14处、或同时位于两处。通常，单一使用者检测(SUD)系经由一特定发射器、检测单一或多重信息码(multicode)传输之数据。当所有信号系经由相同发射器传送时，在这种多重信息码传输中之各个信道信息码信号(channel code signal)系经历相同信道脉冲响应(channel impulse response)。特别是，单一使用者检测(SUD)系用于下行传输，其中，所有传输系源自一基站天线或天线阵列。另外，单一使用者检测(SUD)亦可用于上行传输，其中，单一使用者系利用单一信息码或多重信息码传输独占一时隙。

这种发射器26系在一无线发射信道(wireless radio channel)30上传送数据。在这种发射器26中之一数据产生器32系产生欲传输至这种接收器28之数据。一调制/展频序列插入装置34系利用这个适当指派时隙中之一本文训练序列及将这个数据展频之信息码，对这个数据进行展频处理、并对这个展频参考序列数据进行分时多工处理，藉以产生一通信猝发(burst)或多个通信猝发。

一典型通信猝发16系具有一本文(midamble)20，一保护周期18、及二数据猝发22、24，如图3所示。这个本文20系分离这两个数据段(data field)22、24，且这个保护周期18系分离这些通信猝发，藉以允许不同发射器26之传输猝发之到达时间差。这两个数据猝发22、24系包含这个通信猝发之数据。

这个或这些通信猝发系利用一调制器36调制为射频(RF)。一天线38系经由这个无线发射信道30，将这个射频(RF)信号发射至这个接收器28之一天线40。传输通信使用之调制类型可以是本领域中普通技术人员所熟悉之任何类型，诸如：正交相移键控(QPSK)或M级正交振幅调制(QAM)。

这个接收器28之天线40系接收各种射频(RF)信号。这些接收信号系利用一解调器42进行解调，藉以产生一基频信号。这个基频信号系利用一取样装置43(诸如：一个或多个模拟数字转换器)、利用这些传输猝发之片码速率或这个片码速率之一倍数进行取样。举例来说，这些取样系利用一信道估计装置44及一单一使用者检测(SUD)装置46，在这个时隙中、利用指派给这些接收猝发之适当信息码进行处理。这个信道估计装置44系利用这个基频取样之本文训练序列元件提供信道信息，诸如：信道脉冲响应。这个信道脉冲响应可以视为一矩阵H。这个信道信息系提供这个单一使用者检测(SUD)装置46使用，藉以估计这些接收通信猝发之传输数据，藉以做为软符号(soft symbol)。

这个单一使用者检测(SUD)装置46系使用这个信道估计装置44提供之信道信息及这个发射器26使用之已知展频信息码，藉以估计这些想要接收通信猝发之数据。虽然单一使用者检测(SUD)之说明系利用第三代合作项目(3GPP，third generation partnership project)通用地表无线存取(UTRA)时分双工(TDD)系统做为基础通信系统，但是这种单一使用者检测(SUD)亦可以应用于其他系统。这个系统系一直接序列之宽频码分多址(W-CDMA)系统，其中，上行传输及下行传输系限制于互斥时隙。

这个接收器28系利用其天线40接收同时到达之总共K个猝发48。这K个猝发系在单一观察期间彼此重叠。对于第三代合作项目(3GPP)通用地表无线存取(UTRA)时分双工(TDD)系统而言，一时隙之各个数据段系对应于单一观察期间。

对于一观察期间而言，这个数据检测问题系可由等式(1)得知：

r＝H·d+n    等式(1)

其中，r系这些接收取样。H系这个信道响应矩阵。d系这个扩频数据向量。这个扩频数据矩阵系包括各个信道传输之数据，其系与这个信道之展频信息码混合。

当过度取样这个接收信号时，各个传输片码之多重取样会产生，并进而得到接收向量r₁，r₂，…，r_N(48)。同样地，这个信道估计装置44系决定这些信道响应H₁、H₂、…、H_N，其对应于这些接收向量r₁，r₂，…，r_N(50)。对于两倍片码速率而言，等式(1)将会演变为等式(2)：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\end{array}\right]\·d+n$ 等式(2)

其中，r₁系这些偶数取样(利用这个片码速率)，且r₂系这些奇数取样(与这些r₁取样偏移半个片码)。H₁系这些偶数取样之信道响应矩阵，且H₂系这些奇数取样之信道响应矩阵。

对于N倍片码速率而言，等式(1)将会演变为等式(3)：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ .\\ .\\ .\\ r_N\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\\ .\\ .\\ .\\ H_N\end{array}\right]\·d+n$ 等式(3)

其中，r₁、r₂…r_N系这些片码速率取样之倍数，其中，各个偏移系1/N个片码。H₁、H₂、…、H_N系对应之信道响应。虽然以下讨论系着重于两倍片码速率之一接收器取样，但相同方法亦可以应用于片码速率之任何倍数。

对于两倍片码速率取样而言，矩阵H₁及H₂之大小系(N_S+W-1)×N_S。N_S系在这个观察期间中传输之展频片码数目，且W系这个信道脉冲响应之长度，诸如：57个片码之片码。由于这个接收信号系具有N_S个展频片码，r₁及r₂之长度系N_S。因此，等式(2)将可以改写为等式(4)：

等式(4)

其中，r₁(i)、r₂(i)、h₁(i)、h₂(i)分别系这些对应向量矩阵r₁、r₂、H₁、H₂之第i个元素。

决定这个扩频数据向量之一种方法系延伸前向替代法，其步骤系配合图4进行详细说明。对于延伸前向替代法而言，这个接收数据向量系重新排列，藉以使各个偶数取样系跟随其对应之奇数取样。另外，在这个信道响应矩阵上系执行一类似之重新排列，如等式(5a)所示：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(0\right)\\ r_2\left(0\right)\\ r_1\left(1\right)\\ r_2\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ r_1(W-1)\\ r_2(W-1)\\ .\\ .\\ .\\ r_1(N_S-1)\\ r_1(N_S-1)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccccc}{h}_1\left(0\right)& 0& 0& ...& & & & \\ h_2\left(0\right)& 0& 0& ...& & & & \\ h_1\left(1\right)& h_1\left(0\right)& 0& ...& & & & \\ h_2\left(1\right)& h_2\left(0\right)& 0& ...& & & & \\ .& .& .& & & & & \\ .& .& .& ...& & & & \\ .& .& .& & & & & \\ h_1(W-1)& h_1(W-2)& ...& ...& h_1\left(1\right)& h_1\left(0\right)& 0& 0\\ h_1(W-1)& h_2(W-2)& ...& ...& h_2\left(1\right)& h_2\left(0\right)& 0& 0\\ .& .& & & .& .& .& .\\ .& .& & & .& .& .& .\\ .& .& & & .& .& .& .\\ 0& 0& ...& h_1(W-1)& h_1(W-2)& ...& h_1\left(1\right)& h_1\left(0\right)\\ 0& 0& ...& h_2(W-1)& h_2(W-2)& ...& h_2\left(1\right)& h_2\left(0\right)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}d\left(0\right)\\ d\left(1\right)\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ .\\ d(N_S-1)\end{array}\right]+n$

                                 等式(5a)

同样地，对于N倍片码速率取样而言，其排列方式系表示于等式(5b)：

等式(5b)

d(i)系这个扩频数据向量d之第i个元素。这个扩频数据向量之长度系N_S。利用延伸前向替代法，决定d(0)、d^(0)之零值强迫方法(zero-forcing solution)系根据等式(6a)及等式(7a)：(52)

$\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(0\right)\\ h_2\left(0\right)\end{array}\right]\·d\left(0\right)=\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(0\right)\\ r_2\left(0\right)\end{array}\right]$ 等式(6a)

$d^\left(0\right)={\left\{\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{cc}{h}_1\left(0\right)& h_2\left(0\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(0\right)\\ h_2\left(0\right)\end{array}\right]\right\}}^{-1}\left[\begin{array}{cc}{h}_1\left(0\right)& h_2\left(0\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(0\right)\\ r_2\left(0\right)\end{array}\right]$ 等式(7a)

等式(6a)系d(0)之通式。等式(7a)系d^(0)的零值强迫方法(zero-forcing solution)。同样地，对于N倍片码速率而言，等式(6b)及(7b)系可以采用：

$\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(0\right)\\ h_2\left(0\right)\\ .\\ .\\ .\\ h_N\left(0\right)\end{array}\right]\·d\left(0\right)=\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(0\right)\\ r_2\left(0\right)\\ .\\ .\\ .\\ r_N\left(0\right)\end{array}\right]$ 等式(6b)

$d^\left(0\right)={\left\{\begin{array}{c}\end{array}\left[\begin{array}{ccc}{h}_1\left(0\right)& ...& h_N\left(0\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(0\right)\\ .\\ .\\ .\\ h_N\left(0\right)\end{array}\right]\right\}}^{-1}\left[\begin{array}{ccc}{h}_1\left(0\right)& ...& h_N\left(0\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(0\right)\\ .\\ .\\ .\\ r_N\left(0\right)\end{array}\right]$ 等式(7b)

在解答等式(7a)及等式(7b)时，为提供后续运算使用，v^H系利用等式(8)决定，藉以得到等式(7a)之v^H、并进行储存：(52)

$V^H={\left\{\begin{array}{c}\end{array}\left[\begin{array}{cc}{h}_1\left(0\right)& h_2\left(0\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(0\right)\\ h_2\left(0\right)\end{array}\right]\right\}}^{-1}\left[\begin{array}{cc}{h}_1\left(0\right)& h_2\left(0\right)\end{array}\right]$ 等式(8)

并且，d^(0)系利用v^H，根据等式(9)加以决定：

$d^\left(0\right)=V^H\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(0\right)\\ r_2\left(0\right)\end{array}\right]$ 等式(9)

利用这个H矩阵之Toplitz结构，其余扩频数据元素便可以利用零值强迫方法(zero forcing)、根据等式(10a)依序决定：(54)

$d^\left(i\right)=V^H\{\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(i\right)\\ r_2\left(i\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(i\right)\\ h_2\left(i\right)\end{array}\right]d^\left(0\right)+\underset{j=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}-\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(j\right)\\ h_2\left(j\right)\end{array}\right]d^(i-j-1)\}$ 等式(10a)

对于N倍片码速率而言，等式(10b)系可以采用：

$d^\left(i\right)=V^H\{\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(i\right)\\ .\\ .\\ .\\ r_N\left(i\right)\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(i\right)\\ .\\ .\\ .\\ h_N\left(i\right)\end{array}\right]d^\left(0\right)-\underset{j=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{c}{h}_1\left(j\right)\\ .\\ .\\ .\\ h_N\left(j\right)\end{array}\right]d^(i-j-1)\}$ 等式(10b)

待这个扩频数据向量决定后，各个通信猝发之数据系利用解展频方法决定，诸如：将这个扩频数据向量与各个猝发之信息码混合。(56)

利用这种延伸前向替代法(不包括解展频方法)的复杂性系总结于第一表中。

计算V<sup>H</sup>	四个乘法及一个倒数
		计算d^(0)	二个乘法
计算d^(1)	四个乘法
		计算每个解答直到d^(W-1)	二个乘法
自d^(W)至d^(N<sub>S</sub>-1)计算每个d^(i)	(2W+2)个乘法
		乘法总数	2N<sub>S</sub>+(W-1)W+2W..(N<sub>S</sub>-W+1)
计算总数	2N<sub>S</sub>+(W-1)W+2W..(N<sub>S</sub>-W+1)+5

表1

对于一时分双工(TDD)猝发类型II而言，N_S系1104且W系57，利用每秒200次之延伸前向替代法、解答d系需要99.9016百万个即时运算/秒(MROPs)(对于两倍片码速率取样而言)或49.95百万个即时运算/秒(MROPs)(对于片码速率取样而言)。

估计数据之另一种方法系近似条纹Cholesky方法，其步骤系配合图5详细说明如下。其中，一交叉相关矩阵R系决定，藉以使其成为正方形(N_S×N_S)，并根据等式(11)变为条纹：(58)

R＝H^HH    等式(11)

其中，(.)^H系表示Hermetian函数。H之大小系2(N_S+W-1)×N_S。对于两倍片码速率取样而言，等式(11)系改写为等式(12a)：

$R=\left[\begin{array}{cc}{H}_1^H& H_2^H\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\end{array}\right]=H_1^H{H}_1+H_2^H{H}_2$ 等式(12a)

另外，对于N倍片码速率取样而言，等式(12b)系可以采用。

$R=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1^H& H_2^H& ...& H_N^H\end{array}\right]\·{\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\\ .\\ .\\ .\\ H_N\end{array}\right]}_2,$ 或

$R=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i^H{H}_i$ 等式(12b)

利用等式(12a)或(12b)，对于两倍片码速率取样而言，得到交叉相关矩阵R之大小系N_S×N_S、并根据等式(13)变为条纹，其中，W等于3且N_S等于10。

$R=\left[\begin{array}{cccccccccc}{R}_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0\end{array}\right]$ 等式(13)

一般而言，这个交叉相关矩阵R之频宽系根据等式(14)决定：

p＝W-1    等式(14)

利用一种近似Cholesky方法，交叉相关矩阵R之子块(R_SUB)，其大小系N_col×N_col系可以使用。这个子块R_SUB之典型大小系(2W-1)×(2W-1)，虽然其他大小之矩阵亦可以采用。这个子块(R_SUB)系利用Cholesky分解法、根据等式(15)加以分解：(60)

R_sub＝GG^H    等式(15)

这个Cholesky因子G之大小系N_col×N_col。一5×5之Cholesky因子G矩阵(W＝3)系根据等式(16)加以决定：

$G=\left[\begin{array}{ccccc}{G}_{11}& 0& 0& 0& 0\\ G_{21}& G_{22}& 0& 0& 0\\ G_{31}& G_{32}& G_{33}& 0& 0\\ 0& G_{42}& G_{43}& G_{44}& 0\\ 0& 0& G_{53}& G_{54}& G_{55}\end{array}\right]$ 等式(16)

其中，G_ij系Cholesky因子G矩阵在第i行第j列之元素。这个Cholesky因子G矩阵系在Cholesky因子G矩阵之最后一列后，将Cholesky因子G矩阵之最后一列每列右移一个元素，藉以延伸为N_S×N_S之矩阵G_full(62)。对于N_S＝10而言，等式(16)系根据等式(17)加以延伸。(62)

$G_{\mathrm{full}}=\left[\begin{array}{cccccccccc}{G}_{11}& 0& & & & & & & & \\ G_{21}& G_{22}& 0& & & & & & & \\ G_{31}& G_{32}& G_{33}& 0& & & & & & \\ 0& G_{42}& G_{43}& G_{44}& 0& & & & & \\ & 0& G_{53}& G_{54}& G_{55}& 0& & & & \\ & & 0& G_{55}& G_{54}& G_{55}& 0& & & \\ & & & 0& G_{53}& G_{54}& G_{55}& 0& & \\ & & & & 0& G_{53}& G_{54}& G_{55}& 0& \\ & & & & & 0& G_{53}& G_{54}& G_{55}& 0\\ & & & & & & 0& G_{53}& G_{54}& G_{55}\end{array}\right]$ 等式(17)

这个扩频数据向量系利用前向及后向替代法加以决定(64)。对于两倍片码速率取样而言，前向替代法系根据等式(18a)决定y；并且，对于N倍片码速率取样而言，前向替代法系根据等式(18a)决定y。

$G_{\mathrm{full}}y=H_1^H{r}_1+H_2^H{r}_2$ 等式(18a)

$G_{\mathrm{full}}y=H_1^H{r}_1+H_2^H{r}_2+...+H_N^H{r}_N$ 等式(18b)

后向替代方法系接着根据等式(19)解答这个扩频数据向量。

$G_{\mathrm{full}}^{H}d=y$ 等式(19)

待决定这个扩频数据向量(d)后，各个猝发数据便可以利用解展频方法决定(66)。

对于两倍片码速率取样而言，近似Cholesky分解法(不包括解展频方法)之复杂性系根据第二表决定。

运算	计算数目
		计算H<sup>H</sup>H	W(W+1)

计算Cholesky分解法	N<sub>col</sub>(W-1)<sup>2</sup>/2+3N<sub>col</sub>(W-1)/2-(W-1)<sup>3</sup>/3-(W-1)<sup>2</sup>-2(W-1)/3
		计算H<sup>H</sup>r	2N<sub>S</sub>W
前向替代法	〔N<sub>S</sub>-(W-1)/2〕W及N<sub>S</sub>实数的倒数
		后向替代法	〔N<sub>S</sub>-(W-1)/2〕W及N<sub>S</sub>实数的倒数

表2

对于一时分双工(TDD)猝发类型II而言，N_S＝1104，且对于W＝57而言，利用两倍片码速率执行每秒200次之近似条纹Cholesky方法系需要272.56百万个即时运算/秒(MROPS)。相对地，一精确条纹Cholesky方法系需要906.92百万个即时运算/秒(MROPS)。对于片码速率取样而言，这种近似条纹Cholesky方法系需要221.5百万个即时运算/秒(MROPS)。

数据检测之另一种方法系使用一种Toeplitz方法(Levinson-Durbin类型演算法)，其步骤系配合第6图详细说明如下。这里，等式(12a)及等式(12b)之交叉相关矩阵R系根据等式(12a)及(12b)加以重制：

$R=\left[\begin{array}{cc}{H}_1^H& H_2^H\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\end{array}\right]=H_1^H{H}_1+H_2^H{H}_2$ 等式(12a)

对于N倍片码速率而言，等式(12b)系可以采用：

$R=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1^H& H_2^H& ...& H_N^H\end{array}\right]\·{\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\\ .\\ .\\ .\\ H_N\end{array}\right]}_2,$ 或

$R=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i^H{H}_i$ 等式(12b)

这个交叉相关矩阵R系对称及Toeplitz(频宽p＝W-1)(68)。这个交叉相关矩阵R之左上角R(k)，其系一k×k矩阵，系根据等式(20)加以决定：

等式(20)

另外，另一向量R_k系利用交叉相关矩阵R之元素、根据等式(21)加以决定：(72)

$R_k=\left[\begin{array}{c}{R}_1\\ R_2\\ .\\ .\\ .\\ R_k\end{array}\right]$ 等式(21)

粗体系表示一矩阵，其系包括至其下标之所有元素。在(k+1)阶，这个系统系根据等式(22)解答：

R(k+1)d(k+1)＝[H^Hr]_k+1    等式(22)

[H^Hr]_k+1系H^Hr之前(k+1)个成分。d(k+1)系根据等式(23)、分解成一长度k之向量d₁(k+1)及标量d₂(k+1)：

$d(k+1)=\left[\begin{array}{c}{d}_1(k+1)\\ d_2(k+1)\end{array}\right]$ 等式(23)

这个矩阵R(k+1)系根据等式(24)加以分解：

等式(24)

E_k系一交换矩阵。这个交换矩阵系将一个向量之所有元素反转。

采用Yule-Walker等式进行线性估计，等式(25)便可以得到(78)：

等式(25)

使用顺序递回，等式(26)、等式(27)、及等式(28)便可以得到：

y₁(k)＝y(k-1)+y₂(k)E_k-1y(k-1)    等式(26)

$y_2\left(k\right)=-\frac{[R_k+R_{k-1}^H{E}_{k-1}y(k-1)]}{[1+R_{k-1}^{H}y(k-1)]}$ 等式(27)

$y\left(k\right)=\left[\begin{array}{c}{y}_1\left(k\right)\\ y_2\left(k\right)\end{array}\right]$ 等式(28)

利用y(k)，d(k+1)系根据等式(29)、等式(30)、及等式(31)加以决定(74)：

d₁(k+1)＝d(k)+d₂(k+1)E_ky(k)    等式(29)

$d_2(k+1)=\left[\frac{{\left(H^{H}r\right)}_{k+1}-R_k^H{E}_{k}d\left(k\right)}{1+R_k^{H}y\left(k\right)}\right]$ 等式(30)

$d(k+1)=\left[\begin{array}{c}{d}_1(k+1)\\ d_2(k+1)\end{array}\right]$ 等式(31)

其中，(H^Hr)_k+1系H^Hr之第(k+1)个元素。

待适当启动这些递回后，这些递回系针对k＝1、2、...、N_S进行计算。d(N_S)系等式(32)之解答(74)：

Rd＝H^Hr    等式(32)

这个扩频数据向量d系利用猝发信道信息码以回复数据(76)。

这个交叉相关矩阵R之条纹结构系影响这些递回如下。R(2)及R2系根据等式(33)加以决定：

$R\left(2\right)=\left[\begin{array}{cc}{R}_0& R_1\\ R_1& R_0\end{array}\right],$ $R2=\left[\begin{array}{c}{R}_1\\ R_2\end{array}\right]$ 等式(33)

等式(27)及(30)中之内积计算分别需要两个乘法。为方便说明，这个交叉相关矩阵R(以k＝6为例)系根据等式(34)加以决定：

$R\left(6\right)=\left[\begin{array}{cccccc}{R}_0& R_1& R_2& 0& 0& 0\\ R_1& & & R_2& 0& 0\\ R_2& & & & R_2& 0\\ 0& R_2& & & & R_2\\ 0& 0& R_2& & & R_1\\ 0& 0& 0& R_2& & R_0\end{array}\right],$ $R_6=\left[\begin{array}{c}{R}_1\\ R_2\\ 0\\ 0\\ 0\\ 0\end{array}\right]$ 等式(34)

这个向量R₆之非零元素数目系等于这个交叉相关矩阵R之频宽p。当计算等式(27)中之内积R₆ ^HE₆y(k)及等式(30)中之内积R₆ ^HE₆d(k)时，这种方法仅需要p个(而不是k个)乘法。对于等式(26)及(29)之递回而言，这种方法则无法减少任何计算。

第三表系表示实施Toeplitz方法之复杂性。

计算	计算数目	百万个即时运算/秒(MROPS)
			各猝发计算H<sup>H</sup>H时执行一次之功能		1.3224
解答Yule-Walker以得到y	672888×100/10<sup>6</sup>	269.1552

各猝发计算H<sup>H</sup>r时执行两次之功能		100.68
			解答R(k+1)d(k+1)H<sup>H</sup>r	672888×200/10<sup>6</sup>	538.3104

表3

对于一时分双工(TDD)猝发类型而言，这种Toeplitz方法之全部百万个即时运算/秒(MROPS)系909.4656百万个即时运算/秒(MROPS)(利用两倍片码速率取样时)，以及，系858.4668百万个即时运算/秒(MROPS)(利用一倍片码速率取样时)。

数据检测之另一种方法系使用快速傅立叶转换(FFT)，其步骤系配合第7图详细说明如下。若利用一倍片码速率取样，这个信道矩阵H系正方形，除了边缘效应(edge effect)以外。利用这个H矩阵之一循环近似(circulantapproximation)，数据估计便可以利用接收向量之一快速傅立叶转换(FFT)及这个信道向量H得到。

对于倍数片码速率取样而言，诸如两倍片码速率取样，这个H矩阵并不是正方形及循环的。然而，等式(13)之信道关连矩阵R＝H^HH之一子矩阵，如虚线所示，却是循环的，如等式(35a)所示：

$R=\left[\begin{array}{cccccccccc}{R}_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0& 0& 0\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0& 0\\ 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0& 0\\ 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0& 0\\ 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0& 0\\ 0& 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2& 0\\ 0& 0& 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1& R_2\\ ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...& ...\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& R_2& R_1& R_0& R_1\\ 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& 0& R_2& R_0\end{array}\right]$ 等式(35a)

对于一N倍片码速率取样而言，这个信道关连矩阵系根据等式(35b)加以决定。

$R=\left[\begin{array}{cccc}{H}_1^H& H_2^H& ...& H_N^H\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{H}_1\\ H_2\\ .\\ .\\ .\\ H_N\end{array}\right]=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i^H{H}_i$ 等式(35b)

将这个信道关连矩阵R近似为循环的，等式(36)、(37)、及(38)便可以使用：

R^H＝DΔD^H    等式(36)

其中，Δ等于diag(D(R)₁)

$d^=\mathrm{diag}\left(\begin{array}{c}D\left[\begin{array}{c}{R}_0\\ R_1\\ R_2\\ 0\\ .\\ .\\ .\\ 0\end{array}\right]\end{array}\right)$ 等式(37)

其中，(R)₁系这个关连矩阵R延伸之第一行延伸为一个对角矩阵(diagonalmatrix)。虽然这里是以第一行为例进行说明，但是这种方法亦可以加以调整以应用于这个关连矩阵R的任何一行(86)。然而，这种方法最好是使用具有最多非零元素之那一行，诸如：R₂、R₁、R₀、R₁、R₂。通常，这些行系距离两侧至少W行的任何行，诸如：在W及N_S-W-1间且包括这两行的任何行。等式(38)及等式(39)系用于一种零值强迫等化(zero-forcing equalization)方法。

Rd^＝H^Hr    等式(38)

d^＝R^-1(H^Hr)    等式(39)

由于D系一正交数字傅立叶转换(DFT)矩阵，等式(40)、(41)、及(42)便可以得到。

D^HD＝N_SI    等式(40)

$D^{-1}=\left(\frac{1}{N_S}\right)D^H$ 等式(41)

$R^{-1}=\frac{1}{N_S}{D}^H{\mathrm{\Δ}}^{-1}\frac{1}{N_S}D$ 等式(42)

因此，d^系可以根据等式(43)、(44)、及(45a)、利用一傅立叶转换(FT)加以决定：

$R^{-1}=\frac{1}{N_s^2}{D}^H{\mathrm{\Δ}}^{-1}\left[D\left(H^{H}r\right)\right]$ 等式(43)

$D^{H}d^=\frac{1}{N_S}{\mathrm{\Δ}}^{-1}\left[F\left(H^{H}r\right)\right]$ 等式(44)

$F(d^)=\frac{F\left(H^{H}r\right)}{N_{S}F\left({\left(R\right)}_1\right)}$ 等式(45a)

其中，(.)₁系第一行，虽然一类似等式亦可以应用于这个关连矩阵R之任一行。F(.)系表示一傅立叶转换函数。F(H^Hr)最好系根据等式(45b)、利用快速傅立叶转换(FFT)加以计算：

F(H^Hr)＝N_C[F(h₁)F(r₁)+...+F(h_N)F(r_N)]    等式(45b)

对等式(45a)之结果进行反向傅立叶转换F^-1(.)系产生这个扩频数据向量(88)。另外，这个传输数据可以利用适当信息码、利用解展频(dispreading)方法回复(90)。

表4系表示这种快速傅立叶转换(FFT)方法之复杂性。

各猝发计算执行一次之功能	计算数目	百万个即时运算/秒(MROPS)
			计算H<sup>H</sup>H		1.3224
F([R]<sub>1</sub>)N<sub>S</sub>log<sub>2</sub>N<sub>S</sub>	11600×100/10<sup>6</sup>	4.4640
			利用快速傅立叶转换之各猝发计算H<sup>H</sup>r执行两次之功能		38
计算等式(45)		0.8832
			F<sup>-1</sup>(d)N<sub>S</sub>log<sub>2</sub>N<sub>S</sub>		8.9280
总和		55MROPS

表4

相较于其他方法，这种快速傅立叶转换(FFT)方法之复杂性较低。然而，这种循环近似却可能会降低效能。

对于倍数片码速率取样而言，利用快速傅立叶转换(FFT)解答这个数据向量之另一种方法系利用加权方式组合这些取样，如使用第8图所示。为方便说明两倍片码速率取样，r₁系偶数取様、且r₂系奇数取样。r₁之各个元素，诸如：第一个元素r₁(0)，系根据等式(46)加权、并与r₂之一对应元素，诸如：第一个元素r₂(O)，组合。

r_eff(0)＝W₁r₁(0)+W₂r₂(0)    等式(46)

其中，r_eff系一有效组合矩阵r_eff之一有效组合元素。W₁及W₂系权值。对于N倍片码速率取样而言，等式(47)系可以采用：

r_eff(0)＝W₁r₁(0)+...+W_Nr_N(0)    等式(47)

接着，这些信道响应矩阵H₁至H_N系执行类似加权动作以产生H_eff(92)。因此，等式(13)便可以变为等式(48)：

r_eff＝H_effd+n    等式(48)

这个得到系统系一N_S×N_S系统，其等式系可以根据等式(49)、利用快速傅立叶转换(FFT)解答(94)：

$F\left(d\right)=\frac{F\left(r_{\mathrm{eff}}\right)}{F\left({\left(H_{\mathrm{eff}}\right)}_1\right)}$ 等式(49)

利用反向傅立叶转换，这个扩频数据向量便可以决定。这个猝发之数据系利用这些猝发之信息码、利用解展频(dispreading)方法加以决定(96)。虽然等式(49)系使用H_eff之第一行，但是这种方法亦可调整，藉以使用H_eff之任何代表行。

利用快速傅立叶转换(FFT)之另一种方法系利用零值填满法(zero padding)，其步骤系配合第9图详细说明如下。根据这种方法，等式(5)之调整系将这个数据向量填满零值，藉以使各个其他元素，诸如：偶数元素，均为零值(98)。调整后之矩阵d系表示为d～。另外，这个矩阵H亦可以延伸为矩阵H～。矩阵H之延伸系重复各行至这行之右侧、将各个元素下移一列、并将平移行之上方填满零值。对于两倍片码速率取样而言，这类系统，W等于3且N_S等于4，系表示为等式(49a)：

$\left[\begin{array}{c}{r}_1\left(0\right)\\ r_2\left(0\right)\\ r_1\left(1\right)\\ r_2\left(1\right)\\ r_1\left(2\right)\\ r_2\left(2\right)\\ r_1\left(3\right)\\ r_2\left(3\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccccccc}{h}_1\left(0\right)& & & & & & & \\ h_2\left(0\right)& h_1\left(0\right)& & & & & & \\ h_1\left(1\right)& h_1\left(0\right)& h_1\left(0\right)& & & & & \\ h_2\left(1\right)& h_1\left(1\right)& h_2\left(0\right)& h_1\left(0\right)& & & & \\ h_1\left(2\right)& h_2\left(1\right)& h_1\left(1\right)& h_2\left(0\right)& h_1\left(0\right)& h_2\left(0\right)& & \\ h_2\left(2\right)& h_1\left(2\right)& h_2\left(1\right)& h_1\left(1\right)& h_2\left(0\right)& h_1\left(0\right)& h_2\left(0\right)& \\ 0& h_2\left(2\right)& h_1\left(2\right)& h_2\left(1\right)& h_1\left(1\right)& h_2\left(0\right)& h_1\left(0\right)& h_2\left(0\right)\\ 0& 0& h_2\left(2\right)& h_1\left(2\right)& h_2\left(1\right)& h_1\left(1\right)& h_2\left(0\right)& h_1\left(0\right)\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}d\left(0\right)\\ 0\\ d\left(1\right)\\ 0\\ d\left(2\right)\\ 0\\ d\left(3\right)\\ 0\end{array}\right]+n$ 等式(49a)

对于N倍片码速率取样而言，等式(49b)系可以采用，如下列等式，且为方便说明，N_S＝3。

等式(49b)

一般而言，这个N倍矩阵H～系(NN_S)×(NN_S)。这个矩阵H～系正方形、Toeplitz、及近似循环，且大小系2N_S×2N_S。这个零值强迫方法(zero forcingsolution)系根据等式(50)加以决定(100)：

$F(d^)=\frac{F\left(r\right)}{F\left({\left(H^{~}\right)}_1\right)}$ 等式(50)

另外，第一行以外之其他行亦可以用于一模拟快速傅立叶转换(FFT)。再者，由于任何行均可以使用，本发明便可以估计一行d，其可能是来自原始信道响应矩阵H之一行、或这个响应矩阵H之一行所导出之这个N倍矩阵H～之一估计延伸行。利用适当信息码，d便可以进行解展频(despread)以回复数据(102)。

Claims (87)

1.一种方法，用以在一码分多址通信系统的一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该方法包括：

在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

以所述数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应；

利用所述估计信道响应决定一交叉相关矩阵；

选择该交叉相关矩阵的一子块；

决定该子块的一Cholesky因子；

延伸该Cholesky因子；

利用该延伸Cholesky因子、该信道响应的一版本及所述取样决定一扩频数据向量；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，估计所述信道响应作为一信道响应矩阵，且该交叉相关矩阵是该信道响应矩阵的一Hermetian矩阵乘以该信道响应矩阵。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，该倍数是该片码速率取样的两倍，且该信道响应矩阵具有偶数矩阵取样H₁及奇数矩阵取样H₂。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于，该片码速率的该倍数为大于2的正整数。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该子块具有该交叉相关矩阵的(2W-1)×(2W-1)个元素，且W是信道脉冲响应的一长度。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用前向及后向替代法。

7.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号的装置；

以所述数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号的装置；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应的装置；

利用所述估计信道响应决定一交叉相关矩阵的装置；

用以选择该交叉相关矩阵的一子块的装置；

用以决定该子块的一Cholesky因子的装置；

用以延伸该Cholesky因子的装置；

利用该延伸Cholesky因子、该信道响应的一版本及所述取样决定一扩频数据向量的装置；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据的装置。

8.如权利要求7所述的接收器，其特征在于，估计该信道响应作为一信道响应矩阵，且该交叉相关矩阵是该信道响应矩阵的一Hermetian矩阵乘以该信道响应矩阵。

9.如权利要求8所述的接收器，其特征在于，该倍数是该片码速率取样的两倍，且该信道响应矩阵具有偶数矩阵取样H₁及奇数矩阵取样H₂。

10.如权利要求8所述的接收器，其特征在于，该片码速率的该倍数为大于2的正整数。

11.如权利要求7所述的接收器，其特征在于，该子块是具有该交叉相关矩阵的(2W-1)×(2W-1)个元素，且W是信道脉冲响应的一长度。

12.如权利要求7所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用前向及后向替代法。

13.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

一天线，用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

一取样装置，该取样装置以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

一信道估计装置，该信道估计装置以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应；

一单一使用者检测装置，该单一使用者检测装置利用所述估计信道响应决定一交叉相关矩阵，用以选择该交叉相关矩阵的一子块，用以决定该子块的一Cholesky因子，用以延伸该Cholesky因子，以及利用该延伸Cholesky因子、该信道响应的一版本及所述取样决定一扩频数据向量；

其中，所述数据信号的数据是经由该扩频数据向量所估计。

14.如权利要求13所述的接收器，其特征在于，估计该信道响应作为一信道响应矩阵，且该交叉相关矩阵是该信道响应矩阵的一Hermetian矩阵乘以该信道响应矩阵。

15.如权利要求14所述的接收器，其特征在于，该倍数是该片码速率取样的两倍，且该信道响应矩阵具有偶数矩阵取样H₁及奇数矩阵取样H₂。

16.如权利要求14所述的接收器，其特征在于，该片码速率的该倍数为大于2的正整数。

17.如权利要求13所述的接收器，其特征在于，该子块具有该交叉相关矩阵的(2W-1)×(2W-1)个元素，且W是信道脉冲响应的一长度。

18.如权利要求13所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用前向及后向替代法。

19.一种方法，用以在一码分多址通信系统的一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该方法包括：

在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

以该传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应；

利用所述估计信道响应决定一交叉相关矩阵；

利用顺序递回，决定一扩频数据向量，该扩频数据向量利用该交叉相关矩阵的一元素，决定一第一扩频数据向量元素、并利用该交叉相关矩阵的其他元素，递回地决定其他扩频数据向量元素；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，所述其他扩频数据向量元素是通过组合所述先前决定的扩频数据向量元素的一标量部分及一向量部分而决定。

21.如权利要求19所述的方法，其特征在于，该扩频数据向量的决定步骤是利用Yule-Walker等式执行。

22.如权利要求19所述的方法，其特征在于，该第一扩频数据向量元素是利用该交叉相关矩阵的一左上角的一元素决定。

23.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号的装置；

以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号的装置；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应的装置；

利用所述估计信道响应决定一交叉相关矩阵的装置；

利用顺序递回决定一扩频数据向量的装置，该扩频数据向量的决定是利用该交叉相关矩阵的一元素，决定一第一扩频数据向量元素、并利用该交叉相关矩阵的其他元素，递回地决定其他扩频数据向量元素；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据的装置。

24.如权利要求23所述的接收器，其特征在于，所述其他扩频数据向量元素是通过组合所述先前决定的扩频数据向量元素的一标量部分及一向量部分而决定。

25.如权利要求23所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用Yule-Walker等式执行。

26.如权利要求23所述的接收器，其特征在于，该第一扩频数据向量元素是利用该交叉相关矩阵的一左上角的一元素决定。

27.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

一天线，用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

一取样装置，该取样装置以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

一信道估计装置，该信道估计装置利用该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应；

一单一使用者检测装置，该单一使用者检测装置利用所述估计信道响应决定一交叉相关矩阵，利用顺序递回决定一扩频数据向量，该单一使用者检测装置利用该交叉相关矩阵的一元素，决定一第一扩频数据向量元素、并利用该交叉相关矩阵的其他元素，递回地决定其他扩频数据向量元素；以及

其中，所述数据信号的数据是经由该扩频数据向量所估计。

28.如权利要求27所述的接收器，其特征在于，所述其他扩频数据向量元素是通过组合所述先前决定的扩频数据向量元素的一标量部分及一向量部分而决定。

29.如权利要求27所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用Yule-Walker等式执行。

30.如权利要求27所述的接收器，其特征在于，该第一扩频数据向量元素是利用该交叉相关矩阵的一左上角的一元素决定。

31.一种方法，用以在一码分多址通信系统的一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该方法包括：

在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应；

利用该估计信道响应决定一信道关连矩阵的一行；

利用该决定行、该估计信道响应、该接收组合信号及一傅立叶转换决定一扩频数据向量；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据。

32.如权利要求31所述的方法，其特征在于，该决定行是该信道关连矩阵的一第一行。

33.如权利要求31所述的方法，其特征在于，该组合信号的一脉冲响应的一长度是W，且该决定行是距离该信道关连矩阵的边界至少(W-1)行。

34.如权利要求31所述的方法，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用一信道响应矩阵的一Hermetian矩阵乘以该接收组合信号的一傅立叶转换。

35.如权利要求31所述的方法，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用该决定行的一傅立叶转换。

36.如权利要求35所述的方法，其特征在于，该决定行的该傅立叶转换是乘以几个展频片码，该几个展频片码是传输于所述数据信号中。

37.如权利要求31所述的方法，其特征在于，该傅立叶转换是一快速傅立叶转换。

38.如权利要求37所述的方法，其特征在于，该扩频数据向量的决定还利用一反向快速傅立叶转换。

39.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器是包括：

用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号的装置；

以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号的装置；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应的装置；

利用该估计信道响应决定一信道关连矩阵的一行的装置；

利用该决定行、该估计信道响应、该接收组合信号及一傅立叶转换决定一扩频数据向量的装置；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据的装置。

40.如权利要求39所述的接收器，其特征在于，该决定行是该信道关连矩阵的一第一行。

41.如权利要求39所述的接收器，其特征在于，该组合信号的一脉冲响应的一长度是W，且该决定行是距离该信道关连矩阵的边界至少(W-1)行。

42.如权利要求39所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用一信道响应矩阵的一Hermetian矩阵乘以该接收组合信号的一傅立叶转换。

43.如权利要求39所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用该决定行的一傅立叶转换。

44.如权利要求43所述的接收器，其特征在于，该决定行的该傅立叶转换是乘以几个展频片码，该几个展频片码是传输于所述数据信号中。

45.如权利要求39所述的接收器，其特征在于，该傅立叶转换是一快速傅立叶转换。

46.如权利要求39所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定还利用一反向快速傅立叶转换。

47.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

一天线，用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

一取样装置，该取样装置以所述传输数据信号的片码速率的一倍数取样该组合信号；

一信道估计装置，该信道估计装置以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应；以及

一单一使用者检测装置，该单一使用者检测装置利用该估计信道响应，决定一信道关连矩阵的一行，利用该决定行、该估计信道响应、该接收组合信号及一傅立叶转换决定一扩频数据向量；

其中，所述数据信号的数据是经由该扩频数据向量所估计。

48.如权利要求47所述的接收器，其特征在于，该决定行是该信道关连矩阵的一第一行。

49.如权利要求47所述的接收器，其特征在于，该组合信号的一脉冲响应的一长度是W，且该决定行是距离该信道关连矩阵的边界至少(W-1)行。

50.如权利要求47所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用一信道响应矩阵的一Hermetian矩阵乘以该接收组合信号的一傅立叶转换。

51.如权利要求47所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用该决定行的一傅立叶转换。

52.如权利要求51所述的接收器，其特征在于，该决定行的该傅立叶转换是乘以几个展频片码，该几个展频片码是传输于所述数据信号中。

53.如权利要求47所述的接收器，其特征在于，该傅立叶转换是一快速傅立叶转换。

54.如权利要求47所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定还利用一反向快速傅立叶转换。

55.一种方法，用以在一码分多址通信系统的一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该方法包括：

在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

以所述数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

组合倍数片码速率取样做为有效片码速率取样；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应；

组合倍数片码速率估计信道响应做为一有效片码速率信道响应；

利用所述有效片码速率取样、所述有效片码速率信道响应及一傅立叶转换决定一扩频数据向量；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据。

56.如权利要求55所述的方法，其特征在于，所述倍数片码速率取样及所述倍数片码速率估计信道响应是在组合前加权。

57.如权利要求55所述的方法，其特征在于，所述有效片码速率信道响应是一有效信道响应矩阵。

58.如权利要求55所述的方法，其特征在于，该扩频数据向量的决定利用一信道响应矩阵的一行，该信道响应矩阵是利用该有效片码速率信道响应所导出。

59.如权利要求58所述的方法，其特征在于，该行是该信道响应矩阵的一第一行。

60.如权利要求55所述的方法，其特征在于，该扩频数据向量的决定还利用一反向傅立叶转换。

61.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号的装置；

以所述数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号的装置；

用以组合倍数片码速率取样做为有效片码速率取样的装置；

以该片码速率的该倍数估计该组合信号的一信道响应的装置；

用以组合倍数片码速率估计信道响应做为一有效片码速率信道响应的装置；

利用所述有效片码速率取样、所述有效片码速率信道响应及一傅立叶转换决定一扩频数据向量的装置；以及

利用该扩频数据向量估计所述数据信号的数据的装置。

62.如权利要求61所述的接收器，其特征在于，所述倍数片码速率取样及所述倍数片码速率估计信道响应是在组合前加权。

63.如权利要求61所述的接收器，其特征在于，所述有效片码速率信道响应是一有效信道响应矩阵。

64.如权利要求61所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用一信道响应矩阵的一行，该信道响应矩阵是利用该有效片码速率信道响应所导出。

65.如权利要求64所述的接收器，其特征在于，该行是该信道响应矩阵的一第一行。

66.如权利要求61所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定还利用一反向傅立叶转换。

67.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

一天线，用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

一取样装置，该取样装置以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

一信道估计装置，以该片码速率的该倍数估计该组合信号的信道响应；以及

一单一使用者检测装置，该单一使用者检测装置用于组合倍数片码速率取样，作为有效片码取样，用于组合倍数片码速率信道响应做为一有效片码速率信道响应，以及利用所述有效片码速率取样、所述有效片码速率信道响应及一傅立叶转换决定一扩频数据向量；

其中，所述数据信号的数据是利用该扩频数据向量而估计。

68.如权利要求67所述的接收器，其特征在于，所述倍数片码速率取样及所述倍数片码速率估计信道响应是在组合前加权。

69.如权利要求67所述的接收器，其特征在于，所述有效片码速率信道响应是一有效信道响应矩阵。

70.如权利要求67所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定是利用一信道响应矩阵的一行，该信道响应矩阵是利用该有效片码速率响应所导出。

71.如权利要求70所述的接收器，其特征在于，该行是该信道响应矩阵的一第一行。

72.如权利要求67所述的接收器，其特征在于，该扩频数据向量的决定还利用一反向傅立叶转换。

73.一种方法，用以在一码分多址通信系统的一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，且该方法包括：

在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

以所述数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

利用该片码速率的该倍数估计一信道响应做为该组合信号的一信道响应矩阵；

利用该信道响应矩阵的一行、该估计信道响应矩阵、所述取样及一傅立叶转换决定一扩频数据向量的一填满版本，其具有对应该倍数片码速率的一大小；以及

通过去除该填满版本的元素估计该扩频数据向量，使该估计的扩频数据向量具有对应该片码速率的一大小。

74.如权利要求73所述的方法，其特征在于，该片码速率的该倍数为N，N为大于1的正整数，且该估计扩频数据向量包括间隔N个元素的该填满版本的元素。

75.如权利要求74所述的方法，还包括：通过对该信道响应矩阵的各行加入(N-1)行，而决定该信道响应矩阵的一延伸版本。

76.如权利要求73所述的方法，其特征在于，该傅立叶转换是一快速傅立叶转换。

77.如权利要求76所述的方法，其特征在于，该填满版本的决定步骤还利用一反向快速傅立叶转换。

78.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号的装置；

以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号的装置；

以该片码速率的该倍数估计一信道响应做为该组合信号的一信道响应矩阵的装置；

利用该信道响应矩阵的一行、该估计信道响应矩阵、所述取样及一傅立叶转换决定一扩频数据向量的一填满版本的装置，该填满版本具有对应该倍数片码速率的一大小；以及

通过去除该填满版本的元素而用以估计该扩频数据向量的装置，使该估计的扩频数据向量具有对应该片码速率的一大小。

79.如权利要求78所述的接收器，其特征在于，该片码速率的该倍数为N，N为大于1的正整数，且该估计扩频数据向量包括间隔N个元素的该填满版本的元素。

80.如权利要求79所述的接收器，还包括：通过对该信道响应矩阵的各行加入(N-1)行，而决定该信道响应矩阵的一延伸版本。

81.如权利要求78所述的接收器，其特征在于，该傅立叶转换是一快速傅立叶转换。

82.如权利要求81所述的接收器，其特征在于，该填满版本决定还利用一反向快速傅立叶转换。

83.一种码分多址接收器，用以在一共享频宽上，接收由一发射器侧传输的多个数据信号，各传输数据信号是经历一类似信道响应，该接收器包括：

一天线，用以在该共享频宽上接收所述传输数据信号的一组合信号；

一取样装置，该取样装置以所述传输数据信号的一片码速率的倍数取样该组合信号；

一信道估计装置，该信道估计装置以该片码速率的该倍数估计一信道响应作为该组合信号的一信道响应矩阵；以及

一单一使用者检测装置，该单一使用者检测装置利用该信道响应矩阵的一行、该估计信道响应矩阵、所述取样及一傅立叶转换决定一扩频数据向量的一填满版本，该填满版本具有对应该倍数片码速率的一大小，以及通过去除该填满版本的元素，用以估计该扩频数据向量，使该估计的扩频数据向量具有对应该片码速率的一大小。

84.如权利要求83所述的接收器，其特征在于，该片码速率的该倍数为N，N为大于1的正整数，且该估计扩频数据向量包括间隔N个元素的该填满版本的元素。

85.如权利要求83所述的接收器，还包括：通过对该信道响应矩阵的各行加入(N-1)行，而决定该信道响应矩阵的一延伸版本。

86.如权利要求83所述的接收器，其特征在于，该傅立叶转换是一快速傅立叶转换。

87.如权利要求86所述的接收器，其特征在于，该填满版本的决定还利用一反向快速傅立叶转换。

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