KR20060053017A - 단일 사용자 검출 - Google Patents
단일 사용자 검출 Download PDFInfo
- Publication number
- KR20060053017A KR20060053017A KR1020067007141A KR20067007141A KR20060053017A KR 20060053017 A KR20060053017 A KR 20060053017A KR 1020067007141 A KR1020067007141 A KR 1020067007141A KR 20067007141 A KR20067007141 A KR 20067007141A KR 20060053017 A KR20060053017 A KR 20060053017A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- channel response
- data
- receiver
- signal
- vector
- Prior art date
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title claims description 19
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 69
- 230000004044 response Effects 0.000 claims abstract description 63
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 23
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 82
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 32
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 28
- 230000007480 spreading Effects 0.000 claims description 13
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 7
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims 4
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 claims 3
- 238000004891 communication Methods 0.000 abstract description 29
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 16
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 8
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 4
- 238000000354 decomposition reaction Methods 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000011946 reduction process Methods 0.000 description 2
- 238000012549 training Methods 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
- H04B1/7105—Joint detection techniques, e.g. linear detectors
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
- H04B1/7077—Multi-step acquisition, e.g. multi-dwell, coarse-fine or validation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
- H04B1/7105—Joint detection techniques, e.g. linear detectors
- H04B1/71052—Joint detection techniques, e.g. linear detectors using decorrelation matrix
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70707—Efficiency-related aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0212—Channel estimation of impulse response
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Abstract
송신기 사이트는 CDMA 통신 시스템에서 공용 스펙트럼을 통해 복수의 데이터 신호를 전송한다. 전송되는 각각의 데이터 신호는 유사한 채널 응답을 받게 된다. 상기 전송 데이터 신호가 결합된 신호가 수신된다. 상기 결합 신호는 복수의 칩 속도(chip rate)에서 샘플링된다. 상기 결합 신호에 대한 채널 응답이 결정된다. 확산 데이터 벡터의 첫 번째 원소는 결합 신호 샘플 및 추정 채널 응답을 이용하여 결정된다. 첫 번째 원소의 결정으로부터 얻어진 인자를 이용하여 상기 확산 데이터 벡터의 나머지 원소들이 결정된다. 상기 데이터 신호의 데이터는 상기 확산 데이터 벡터의 결정된 원소들에 의해 결정된다.
Description
도 1은 무선 통신 시스템을 나타낸 도면.
도 2는 간략화된 송신기 및 단일 사용자 검출 수신기를 나타낸 도면.
도 3은 통신 버스트(burst)를 나타낸 도면.
도 4는 단일 사용자 검출(SUD)에 대한 확장 전진 대입 방식(extended forward substitution)을 나타낸 흐름도.
도 5는 SUD에 대한 근사 대상(帶狀; banded) 촐레스키 방식을 나타낸 흐름도.
도 6은 SUD에 대한 테플리츠(Toeplitz) 방식을 나타낸 흐름도.
도 7은 SUD에 대한 채널 상관 행렬에 적용되는 고속 푸리에 변환(FFT) 방식을 나타낸 흐름도.
도 8은 SUD에 대한 효율적인 결합을 이용하는 FFT 방식을 나타낸 흐름도.
도 9는 SUD에 대한 영 채우기(zero padding)를 이용하는 FFT 방식을 나타낸 흐름도.
본 출원은 2000년 11월 9일자 미국 가출원 제60/246,947호를 우선권 주장의 기초로 하는 것이다. 본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것이며, 특히 무선 통신 시스템에 있어서의 데이터 검출에 관한 것이다.
도 1은 무선 통신 시스템(10)을 나타내고 있다. 통신 시스템(10)은 사용자 장치(UE)(14; 141 내지 143)와 통신하는 기지국(12; 121 내지 125)을 갖는다. 각 기지국(12)은 관련 동작 지역을 가지며, 여기에서 상기 동작 지역 내에 있는 UE(14)와 통신하게 된다.
CDMA 및 TDD(시분할 이중화)/CDMA와 같은 일부 통신 시스템에서는, 동일한 주파수 스펙트럼에서 복수의 통신이 전달된다. 이러한 통신들은 자신의 채널화 코드에 의해 구별된다. 주파수 스펙트럼을 더욱 효율적으로 사용하기 위해, TDD/CDMA 통신 시스템은 타임 슬롯(time slot)으로 나뉘어진 반복 프레임을 통신을 위해 사용한다. 이러한 시스템에 있어서, 전달되는 통신은 이에 할당된 하나 또는 복수의 관련 코드 및 타임 슬롯을 갖게 된다. 하나의 타임 슬롯에서 하나의 코드를 사용하는 경우를 자원 유닛이라 부른다.
복수의 통신이 동일한 주파수 스펙트럼에서 동시에 전달될 수 있으므로, 이러한 시스템에서의 수신기는 이러한 복수의 통신을 구별할 수 있어야 한다. 이들 신호를 검출해 내는 한 가지 방식으로 다중 사용자 검출이 있다. 다중 사용자 검출에서는 모든 UE(14), 즉 사용자와 관련된 신호가 동시에 검출된다. 다중 사용자 검출의 구현에는 촐레스키(Cholesky) 분해 또는 근사 촐레스키 분해를 이용하는 블록 선형 균등화에 기초한 결합 검출(BLE-JD; block linear equalization based joint detection)이 포함된다. 이러한 방식은 매우 복잡하며, 따라서 높은 전력 소모를 야기하므로 UE(141)에서 배터리 수명을 감소시키는 결과를 낳는다. 따라서 수신 데이터를 검출하는 다른 방식을 사용하는 것이 바람직하다.
송신기 사이트는 CDMA 통신 시스템에서 공용 스펙트럼을 통해 복수의 데이터 신호를 전송한다. 전송되는 각각의 데이터 신호는 유사한 채널 응답을 받게 된다. 상기 전송 데이터 신호가 결합된 신호가 수신된다. 상기 결합 신호는 복수의 칩 속도(chip rate)에서 샘플링된다. 수신된 결합 신호에 대한 공통 채널 응답이 추정된다. 확산 데이터 벡터의 첫 번째 원소는 결합 신호 샘플 및 추정 채널 응답을 이용하여 결정된다. 첫 번째 원소의 결정으로부터 얻어진 인자(factor)를 이용하여 상기 확산 데이터 벡터의 나머지 원소들이 결정된다. 상기 데이터 신호의 데이터는 상기 확산 데이터 벡터의 결정된 원소들에 의해 결정된다.
도 2는 TDD/CDMA 통신 시스템에 있어서의 간략화된 송신기(26) 및 단일 사용자 검출(SUD)을 사용하는 수신기(28)를 나타낸다. 여기에서의 단일 사용자 검출 방식은 주파수 분할 이중화(FDD)/CDMA와 같은 그 밖의 시스템에도 응용될 수 있다. 통상의 시스템에 있어서, 각 UE(14)는 송신기(26)를 가지며 각 기지국(12)은 복수의 통신을 전달하는 다중 송신 회로(26)를 갖는다. SUD는 특정 송신기로부터의 단일 또는 다중 코드 전송에서의 데이터 검출에 통상적으로 사용된다. 모든 신호가 동일한 송신기로부터 전달된 것일 경우, 다중 코드 전송에 있어서의 개별 채널 코 드 신호 각각은 동일한 채널 임펄스 응답을 받게 된다. SUD는 특히 다운링크(downlink)의 경우에 유용한 바, 이 경우 모든 전송이 하나의 기지국 안테나 또는 안테나 배열로부터 비롯된다. 이는 또한 업링크(uplink)에서도 유용한 바, 이 경우 단일 코드 또는 다중 코드 전송을 갖는 타임 슬롯을 단일 사용자가 독점한다.
송신기(26)는 무선 채널(30)을 통해 데이터를 전달한다. 송신기(26)의 데이터 생성기(32)는 수신기(28)에 전달될 데이터를 생성한다. 변조/확산 부호열(modulation/spreading sequence) 삽입 장치(34)는 상기 데이터를 확산시키고, 확산 기준 데이터를 상기 데이터의 확산을 위해 적절히 할당된 타임 슬롯 및 코드에 있는 미드앰블(midamble) 훈련 부호열(training sequence)과 시간 다중화(time-multiplexed)되도록 하여 통신 버스트(burst) 또는 버스트를 만들어 낸다.
통상의 통신 버스트(16)는 도 3에서와 같이 미드앰블(20), 보호 기간(18) 및 두 개의 데이터 버스트(22, 24)를 갖는다. 미드앰블(20)은 상기 두 데이터 필드(22, 24)를 분리시키고, 보호 기간(18)은 상기 통신 버스트를 분리시켜 상이한 송신기(26)로부터 송신된 버스트의 도착 시간의 차이를 감당할 수 있도록 한다. 두 데이터 버스트(22, 24)는 상기 통신 버스트의 데이터를 포함한다.
상기 통신 버스트는 변조기(36)에 의해 무선 주파수(RF)로 변조된다. 안테나(38)는 상기 RF 신호를 무선 채널(30)을 통해 수신기(28)의 안테나(40)로 방사시킨다. 전송되는 상기 통신에 대해 사용되는 변조의 종류는 본 발명이 속하는 기술분야에 있어서의 당업자에게 알려진 어떠한 것도 될 수 있는 바, 예컨대 직교 위상 편이 변조(QPSK) 또는 M차 직교 진폭 변조(QAM) 등이 그것이다.
수신기(28)의 안테나(40)는 여러 무선 주파수 신호를 수신한다. 수신된 신호는 복조기(42)에 의해 복조되어 기저 대역 신호를 만들어 낸다. 상기 기저 대역 신호는 전송되는 버스트의 칩 속도로, 또는 그의 몇 배 속도로 샘플링 장치(43)에 의해, 예컨대 하나 또는 복수의 A/D 변환기에 의해 샘플링된다. 이러한 샘플들은 예컨대 채널 추정 장치(44) 및 SUD 장치(46)에 의해 상기 수신된 버스트에 할당된 적절한 코드와 함께 상기 타임 슬롯에서 처리된다. 채널 추정 장치(44)는 기저 대역 샘플의 미드앰블 훈련 부호열 성분을 사용하여 채널 임펄스 응답과 같은 채널 정보를 제공한다. 채널 임펄스 응답은 행렬 H로 나타낼 수 있다. SUD 장치(46)는 이러한 채널 정보를 사용하여 수신된 통신 버스트의 전송 데이터를 연성 추정(soft symbol estimation)한다.
SUD 장치(46)는 채널 추정 장치(44)에 의해 제공된 채널 정보 및 송신기(26)가 사용하는 기지(旣知)의 확산 코드를 사용하여 원하는 수신된 통신 버스트의 데이터를 추정한다. 비록 SUD를 제3세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) 범용 지상파 무선 액세스(UTRA; universal terrestrial radio access) TDD 시스템에서의 기반 통신 시스템으로 설명할 수 있지만, 이는 그 밖의 시스템에도 응용될 수 있다. 그러한 시스템으로는 직접 부호열(direct sequence) W-CDMA 시스템이 있는 바, 여기에서는 업링크 및 다운링크 전송이 서로 배타적인 타임 슬롯으로 제한된다.
수신기(28)는 안테나(40)를 사용하여 동시에 도착하는 총 K개의 버스트(48)를 수신한다. K개의 버스트는 한 관측 구간 내에서 서로 위에 중첩된다. 3GPP UTRA TDD 시스템에 있어서, 타임 슬롯의 각 데이터 필드는 하나의 관측 구간에 대응된 다.
하나의 관측 구간에 있어서, 데이터 검출 문제는 수학식 1에 의해 파악될 수 있다.
r은 수신된 샘플, H는 채널 응답 행렬, d는 확산 데이터 벡터이다. 확산 데이터 행렬은 각 채널 내의 전송된 데이터를 포함하며, 상기 데이터는 그 채널의 확산 코드와 혼합되어 있다.
수신된 신호가 오버샘플링된 경우, 전송된 칩 각각에 대한 복수의 샘플이 만들어지며 이에 따라 수신 벡터 r 1 ,…,r N 이 생성된다(48). 이와 유사하게, 채널 추정 장치(44)는 수신 벡터 r 1 ,…,r N 에 대응되는 채널 응답 H 1 ,…,H N 을 결정한다(50). 두 배의 칩 속도일 경우 수학식 1은 수학식 2와 같이 된다.
*r 1 은 짝수 샘플(칩 속도에서)이고 r 2 는 홀수 샘플(r 1 샘플로부터 반 칩만큼 오프셋)이다. H1은 짝수 샘플에 대한 채널 응답이고 H2는 홀수 샘플에 대한 채널 응답이다.
수학식 1은 칩 속도의 N배일 경우 수학식 3과 같이 된다.
r 1 ,r 2 ,…,r N 은 칩 속도의 복수배일 경우의 샘플이다. 각각의 오프셋(offset)은 칩의 1/N 만큼이다. H 1 , H 2 ,…,H N 은 대응하는 채널 응답이다. 비록 이하에서 설명할 부분이 칩 속도의 2배속일 경우의 수신기 샘플링에 초점을 두겠지만, 이와 동일한 방식이 칩 속도의 임의의 배수일 경우에 대해서도 적용될 수 있다.
칩 속도의 2배속 샘플링의 경우, 행렬 H1, H2는 (Ns+W-1) × Ns의 크기를 갖는다. Ns는 관측 구간 내에 전송되는 확산 칩의 수이며 W는 채널 임펄스 응답의 길이, 예컨대 길이가 57칩인 경우를 말한다. 수신된 신호가 Ns개의 확산 칩을 가졌으므로, r 1 ,r 2 의 길이는 Ns이다. 수학식 2는 수학식 4와 같이 다시 쓸 수 있다.
r1(i), r2(i), h1(i) 및 h2(i)는 대응 벡터 행렬 r 1 , r 2 , H1 및 H2 각각의 i번째 원소이다.
확산 데이터 벡터를 결정하는 한 방식으로 확장 전진 대입(extended forward substitution)이 있는 바, 이는 도 4와 관련하여 설명하기로 한다. 확장 전진 대입에 있어서, 수신된 데이터 벡터는 각 짝수 샘플이 이에 대응하는 홀수 샘플보다 앞에 위치하도록 재배치된다. 이와 유사한 재배치가 채널 응답 행렬에서도 수행되는 바, 수학식 5a에 이를 나타내었다.
*이와 마찬가지로, 칩 속도의 N배 샘플링의 경우 수학식 5b와 같은 배치가 된다.
d(i)는 확산 데이터 벡터 d의 i번째 원소이다. 확산 데이터 벡터의 길이는 Ns이다. 확장 전진 대입을 사용하여 d(0) 및 d^(0)를 결정하기 위한 영 강제(zero-forcing) 해는 수학식 6a 및 7a에 의한다(52).
수학식 6a는 d(0)에 대한 일반식이다. 수학식 7a는 d^(0)에 대한 영 강제 해이다. 이와 마찬가지로, 칩 속도의 N배속일 경우 수학식 6b 및 6b가 사용된다.
수학식 7a 및 7b를 푸는 경우, 나중에 사용하기 위해 수학식 8과 같이 나타 내어지는 v H 를 구하여 이를 수학식 7a에 사용하고 또한 저장해 놓는다(52).
d^(0)는 수학식 9와 같이 v H 를 사용하여 구할 수 있다.
행렬 H의 테플리츠 구조를 사용하여, 수학식 10a와 같이 영 강제를 이용하여 나머지 확산 데이터 원소를 순차적으로 구할 수 있다(54).
칩 속도의 N 배속일 경우, 수학식 10b가 사용된다.
확산 데이터 벡터를 구한 후, 각 통신 버스트의 데이터는 환원(despreading)에 의해, 예컨대 상기 확산 데이터 벡터를 각 버스트의 코드와 혼합함으로써 구해 질 수 있다(56).
확장 전진 대입 방식을 사용하는 경우의 복잡도(환원 과정 제외)는 표 1에 요약되어 있다.
v H 계산 | 곱셈 4회 및 역산 1회 |
d^(0) 계산 | 곱셈 2회 |
d^(1) 계산 | 곱셈 4회 |
d^(W-1)까지의 각 계산 | 곱셈 2회 |
d^(w) 부터d^(N s -1)까지 각d^(i)의 계산 | 곱셈 2W+2회 |
총 곱셈 회수 | 2N s +(W-1)ㆍW+2W..(N s -W+1) |
총 계산 회수 | 2N s +(W-1)ㆍW+2W..(N s -W+1)+5 |
TDD 버스트 타입 II에 있어서 Ns는 1104이고 W는 57인 바, d를 구하기 위해 초당 200회의 확장 전진 대입을 사용하는 경우 99.9016 MROPS(million real operations per second; 초당 100만회의 실연산)(칩 속도의 2배속일 경우) 또는 49.95 MROPS(칩 속도의 경우)를 필요로 한다.
데이터를 추정하기 위한 또 다른 방식에는 근사 대상(banded) 촐레스키 방식이 있는 바, 이는 도 5와 관련하여 설명하기로 한다. 상호 상관(cross correlation) 행렬 R은 정사각행렬(Ns ×Ns)이자 대상 행렬이 되도록 수학식 11에 의해 결정된다(58).
(ㆍ) H 는 에르미트(Hermitian) 함수를 나타낸다. H는 2(N s +W-1) ×Ns의 크기를 갖는다. 칩 속도의 2배속 샘플링의 경우 수학식 11은 수학식 12a와 같이 다시 쓸 수 있다.
칩 속도의 N 배속일 경우 수학식 12b가 사용된다.
수학식 12a 및 12b를 사용하면, 칩 속도의 2배속 샘플링에 W=3, Ns=10인 경우 수학식 13에 나타난 바처럼 R은 Ns ×Ns의 크기를 갖는 대상 행렬이 된다.
일반적으로, R의 대역폭은 수학식 14에 따라 구해진다.
근사 촐레스키 방식을 사용할 경우, R의 하위 블록인 Ncol ×Ncol의 크기를 갖는 Rsub가 사용된다. Rsub의 통상적인 크기는 2W-1×2W-1이지만, 다른 크기의 행렬도 쓰일 수 있다. 하위 블록 Rsub는 수학식 15에서와 같이 촐레스키 분해를 사용하여 분해된다(60).
촐레스키 인자 G는 Ncol×Ncol의 크기를 갖는다. W=3인 경우 5 ×5 크기의 행렬 G는 수학식 16처럼 나타내어진다.
Gij는 행렬 G의 i번째 행, j번째 열의 원소를 나타낸다. 행렬 G는 마지막 행을 오른쪽으로 한 칸 이동시킨 후 이를 행렬 G의 마지막 열에 다시 붙임으로써 Ns× Ns 크기의 행렬인 Gfull로 확장된다(62). Ns=10일 경우 수학식 16은 수학식 17과 같이 확장된다(62).
확산 데이터 벡터는 전진 및 후진 대입을 사용하여 구할 수 있다(64). 칩 속도의 2배속 샘플링의 경우 y를 구하기 위해 전진 대입이 수학식 18a와 같이 사용되며, 칩 속도의 N 배속 샘플링의 경우 수학식 18b와 같이 사용된다.
후진 대입은 이후에 수학식 19에서와 같이 확산 데이터 벡터를 풀기 위해 사용된다.
확산 데이터 벡터 d를 구한 후에는, 환원에 의해 각각의 버스트 데이터가 결정된다(66).
칩 속도의 2배속 샘플링에 있어서 근사 촐레스키 분해의 복잡도(환원 과정 제외)는 표 2에 나타나 있다.
TDD 버스트 타입 II에 있어서 Ns는 1104이고 W는 57인 바, 초당 200회의 근사 대상 촐레스키 방식을 사용하는 경우 272.56 MROPS(칩 속도의 2배속일 경우)를 필요로 한다. 반면 완전 대상 촐레스키 방식은 906.92 MROPS를 필요로 한다. 칩 속도 샘플링에서는, 근사 대상 촐레스키 방식은 221.5 MROPS를 필요로 한다.
데이터 검출에 관한 또 다른 방식에는 테플리츠 방식{레빈슨-더빈(Levinson-Durbin) 타입 알고리즘}이 있는 바, 이는 도 6과 관련하여 설명하기로 한다. 행렬 R은 수학식 12a 및 12b에서와 같이 나타내어진다.
칩 속도의 N 배속일 경우에는 수학식 12b가 사용된다.
행렬 R은 대역폭 p=W-1인 대칭 및 테플리츠 행렬이다(68). 행렬 R의 좌측 최상단에 있는 행렬 R(k)는 k ×k 크기의 행렬이며, 수학식 20에 나타낸 것과 같이 정해진다.
추가적으로, 또 다른 벡터 R k는 R의 원소를 사용하여 수학식 21에 따라 구할 수 있다(72)
굵은 글씨로 나타낸 행렬은 그 아래 첨자까지의 모든 원소를 포함한다는 것 을 나타낸다. k+1 단계에서 상기 시스템은 수학식 22에 따라 그 해가 구해진다.
[H H r]k+1은 H H r의 처음 (k+1)개의 성분이다. d(k+1)는 수학식 23에 따라 길이 k인 벡터 d 1(k+1)과 스칼라 d 2(k+1)로 나뉜다.
행렬 R(k+1)은 수학식 24와 같이 분해된다.
Ek는 교환 행렬(exchange matrix)이다. 교환 행렬은 어떠한 벡터에 대해 그 벡터의 원소의 역을 구함으로써 얻어진다.
선형 예측을 위한 율-워커(Yule-Walker) 방정식을 사용하면 수학식 25는 다음과 같은 결과를 낸다(78).
귀납법(recursion)을 사용하여 수학식 26 내지 28과 같은 결과를 얻을 수 있다.
y(k), d(k+1)는 수학식 29 내지 31에 의해 구할 수 있다(74).
(H H r)k+1은 H H r의 (k+1) 번째 원소이다.
적절히 상기 귀납법을 개시하여 k=1, 2,…, N s 에 대해 계산한다. d(N s )는 수학식 32의 해이다(74).
확산 데이터 벡터 d는 상기 버스트의 채널화 코드를 써서 환원되어 데이터를 복구한다(76).
R의 대상(帶狀) 구조는 귀납법의 실행에 다음과 같은 영향을 미친다. R(2) 및 R 2는 수학식 33에서와 같다.
수학식 27 및 30에서의 내적 계산은 각각 두 번의 곱셈을 요한다. 예컨대 수학식 20의 행렬 R에 있어서 k=6인 경우 수학식 34와 같이 나타낼 수 있다.
벡터 R6에서 0이 아닌 원소의 수는 행렬 R의 대역폭 p와 같다. 수학식 27에서 R 6 H E 6y(k)의 내적 및 수학식 30에서 R 6 H E 6 d(k)의 내적을 계산할 경우, k가 아닌 오직 p번의 곱셈만이 필요하다. 수학식 26 및 29에 있어서의 귀납법 적용시에는 계산을 줄일 수 없다.
표 3은 이러한 테플리츠 방식의 구현에 있어서의 복잡도를 나타내고 있다.
계산 | 계산 회수 | MROPS |
H H H의 버스트 계산 당 1회 수행되는 함수 | 1.3224 | |
y에 대한 율-워커 해 구하기 | 672,888 ×100 / 106 | 269.1552 |
H H r의 버스트 계산 당 2회 수행되는 함수 | 100.68 | |
R(k+1)d(k+1)H H r | 672,888 ×200 / 106 | 538.3104 |
한 TDD 버스트 타입에 대한 테플리츠 방식에 있어서의 총 MROPS는 909.4656 MROPS(칩 속도의 2배속 샘플링의 경우) 및 858.4668 MROPS(칩 속도 샘플링의 경우)이다.
데이터 검출의 또 다른 방식은 고속 푸리에 변환(FFT)을 사용하는 것이며, 이는 도 7을 사용하여 설명하기로 한다. 만약 칩 속도 샘플링이 사용된 경우라면, 채널 행렬 H는 모서리 효과를 제외한다면 정사각행렬이다. 행렬 H에 대해 순환 근사(circulant approximation)를 사용하는 경우, 데이터 추정치를 얻기 위해 수신 벡터 r과 채널 벡터 H의 FFT가 쓰인다.
칩 속도의 다배속으로 샘플링을 하는 경우, 예컨대 2배속일 경우 행렬 H는 정사각행렬이나 순환 행렬이 아니다. 그러나 수학식 13의 채널 상관 행렬 R=HHH의 부분 행렬(점선으로 나타냄)은 수학식 35a에 나타낸 바와 같이 순환 행렬이다(84).
칩 속도의 N 배속 샘플링의 경우, 채널 상관 행렬은 수학식 35b로 구할 수 있다.
행렬 R을 순환 행렬인 것으로 근사시킬 경우 수학식 36 내지 38이 쓰인다.
(R)1은 행렬 R의 제1열이 대각 행렬로 확장된 것이다. 비록 제1 열을 사용하는 경우를 설명하였지만, 이 방식은 행렬 R의 어떤 열도 사용하도록 수정될 수 있다(86). 그러나 임의의 열 중에서도 0이 아닌 원소를 가장 많이 가지고 있는 열, 예컨대 R2, R1, R0, R1, R2를 가진 열을 사용하는 것이 바람직하다. 이러한 열들은 통상 양쪽에서 적어도 W열만큼 떨어져 있는 바, 예컨대 이는 W번째 내지 Ns-W-1번째의 열들이다. 수학식 38 및 39는 영 강제 균등화 방식에 쓰인다.
D는 직교 이산 푸리에 변환(DFT) 행렬이며, 수학식 40 내지 42는 다음과 같은 결과를 낳는다.
이에 따라 d^는 수학식 43, 44 및 45a에 따라 푸리에 변환을 이용하여 구할 수 있다.
(ㆍ)1은 제1 열을 의미하지만, R의 어떤 행렬에 대해서도 이와 같은 방정식이 쓰일 수 있다. F(ㆍ)는 푸리에 변환 함수를 나타낸다. F(H H r)는 수학식 45b에서와 같이 FFT를 이용하여 계산하는 것이 바람직하다.
수학식 45b의 결과에 푸리에 역변환 F -1(ㆍ)을 하면 확산 데이터 벡터를 얻을 수 있다(88). 전송된 데이터는 적절한 코드를 사용하여 환원시킴으로써 복구될 수 있다(90).
이러한 FFT 방식에 있어서의 복잡도는 표 4에 나타나 있다.
버스트 계산당 1회 수행되는 함수 | 계산 회수 | MROPS |
H H H 계산 | 1.3224 | |
F([R]1)ㆍN s log2 N s | 11160 ×100 / 106 | 4.4640 |
FFT에 의한H H r의 버스트 계산 당 2회 수행되는 함수 | 38 | |
수학식 45의 계산 | 0.8832 | |
F -1(d)ㆍN s log2 N s | 8.9280 | |
총계 | 55 MROPS |
FFT 방식은 다른 방식에 비해 덜 복잡하다. 그러나 순환 근사로 인해 성능 저하가 발생한다.
칩 속도의 다배속 샘플링에 있어 데이터 벡터를 풀기 위해 FFT를 사용하는 또 다른 방식은, 도 8에서 설명한 바와 같이 가중치를 둔 샘플들을 결합시킨다. 칩 속도의 2배속 샘플링의 경우를 설명하자면, r 1은 짝수 샘플이고 r 2는 홀수 샘플이다. 수학식 46에서와 같이 r 1의 각 원소, 예컨대 맨 처음 원소인 r1(0)에는 가중치가 주어지고, 이에 대응하는 r 2의 원소, 예컨대 r2(0)와 결합된다.
reff(0)는 실효 결합 행렬 r eff 의 실효 결합 원소이다. W1 및 W2는 가중치이다. 칩 속도의 N 배속 샘플링의 경우 수학식 47이 사용된다.
채널 응답 행렬 H1 내지 Hn에 대해서도 이와 마찬가지의 가중치 부여를 수행하여 Heff를 생성시킨다(92). 결과적으로 수학식 3은 수학식 48처럼 된다.
그 결과로서 얻게 되는 시스템은 수학식 49에서와 같이 FFT에 의해 손쉽게 풀 수 있는 방정식을 갖는 Ns ×Ns 시스템이다.
푸리에 역변환을 이용하여 확산 데이터 벡터를 구할 수 있다. 버스트의 데이터는 버스트의 코드를 사용하여 상기 확산 데이터 벡터를 환원시킴으로써 구할 수 있다(96). 비록 수학식 49가 Heff의 제1 열을 이용하였지만, 이 방식은 Heff의 어떤 대표 열도 이용할 수 있도록 수정될 수 있다.
FFT를 사용하는 또 다른 방식은 영 채우기(zero padding)를 사용하며, 이는 도 9에 설명되어 있다. 방정식 5는 데이터 벡터에 있어 모든 다른 원소, 예컨대 짝수 원소가 0이 되도록 0을 채움으로써 수정된다(98). 수정된 행렬 d는 d~로 나타낸다. 행렬 H는 또한 H~를 형성하도록 확장될 수 있다. 행렬 H의 확장은 각 열을 그 열의 오른쪽으로 옮기고 각 원소를 한 행 아래로 옮긴 후 옮겨진 열의 맨 위에 0을 채우는 것을 반복함으로써 이루어진다. 칩 속도의 2배속 샘플링의 경우 이러한 시스템(W=3, Ns=4)의 예는 수학식 49a와 같다.
칩 속도의 N배속 샘플링의 경우, 수학식 49b는 편의상 Ns=3인 경우에 대해 나타내고 있다.
일반적으로 N배속의 경우 행렬 H~의 크기는 (NNs ) ×(NNs)이다. 행렬 H~는 정 사각행렬이자 테플리츠 행렬이고, 근사적으로 순환 행렬이며, 2Ns ×2Ns의 크기를 갖는다. 영 강제 해는 수학식 50과 같다(100).
*제1 열 이외의 다른 열이 이와 마찬가지의 FFT에 쓰일 수 있다. 또한 어떤 열이라도 사용될 수 있으므로, 원래의 채널 응답 행렬 H의 어떤 열이나 또는 H의 어떤 열로부터 유도된, H~의 추정 확장 열이라도 가능하다. d~로부터의 모든 N번째 값을 사용하여 d를 추정할 수 있다. 적절한 코드를 이용하여 d를 환원함으로써 데이터를 복구한다(102).
이와 같이 본원 발명은 다중 사용자 검출에 비해 간단하고 효율적인 단일 사용자 검출 방법 및 장치를 제공함으로써 전력 소모를 줄이는 등의 바람직한 효과를 발생시킨다.
Claims (46)
- CDMA 시스템에 있어서 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 방법으로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 방법에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호들의 결합된 신호를 수신하는 단계와,상기 결합된 신호를 상기 데이터 신호들의 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하는 단계와,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답 행렬로서 채널 응답을 추정하는 단계와,상기 채널 응답 행렬의 열(column), 상기 추정 채널 응답 행렬, 상기 샘플들 및 푸리에 변환을 이용하여 상기 복수 배속에 대응하는 크기를 갖는, 확산 데이터 벡터의 영 채움 변형(padded version)을 결정하는 단계와,추정된 확산 데이터 벡터가 상기 칩 속도에 대응하는 크기를 갖도록 상기 영 채움 변형의 원소들을 소거함으로써 상기 확산 데이터 벡터를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
- 제1항에 있어서, 상기 복수 배속은 칩 속도의 N배속이고, 상기 추정 확산 데이터 벡터는 상기 0 채움 변형의 N 원소만큼 떨어진 원소들을 포함하는 것인 방법.
- 제2항에 있어서, 상기 채널 응답 행렬의 모든 열에 대해 N-1개의 열을 추가함으로써 상기 채널 응답 행렬의 확장 변형을 결정하는 단계를 더 포함하는 방법.
- 제1항에 있어서, 상기 푸리에 변환은 고속 푸리에 변환인 것인 방법.
- 제4항에 있어서, 상기 0 채움 변형을 결정하는 단계는 고속 푸리에 역변환을 추가로 사용하는 것인 방법.
- 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 CDMA 수신기로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 수신기에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호들의 결합된 신호를 수신하기 위한 수단과,상기 결합된 신호를 상기 데이터 신호들의 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하기 위한 수단과,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답 행렬로서 채널 응답을 추정하기 위한 수단과,상기 채널 응답 행렬의 한 열(column), 상기 추정 채널 응답 행렬, 상기 샘플 및 푸리에 변환을 이용하여 상기 복수 배속에 대응하는 크기를 갖는, 확산 데이 터 벡터의 영 채움 변형을 결정하기 위한 수단과,추정된 확산 데이터 벡터가 상기 칩 속도에 대응하는 크기를 갖도록 상기 영 채움 변형의 원소들을 소거함으로써 상기 확산 데이터 벡터를 추정하기 위한 수단을 포함하는 수신기.
- 제6항에 있어서, 상기 복수 배속은 칩 속도의 N배속이고, 상기 추정 확산 데이터 벡터는 상기 0 채움 변형의 N 원소만큼 떨어진 원소를 포함하는 수신기.
- 제7항에 있어서, 상기 채널 응답 행렬의 모든 열에 대해 N-1개의 열을 추가함으로써 상기 채널 응답 행렬의 확장 변형을 결정하기 위한 수단을 더 포함하는 수신기.
- 제6항에 있어서, 상기 푸리에 변환은 고속 푸리에 변환인 것인 수신기.
- 제9항에 있어서, 상기 0 채움 변형의 결정에는 고속 푸리에 역변환이 추가로 사용되는 것인 수신기.
- 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 CDMA 수신기로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 수신기에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호들의 결합된 신호를 수신하기 위한 안테나와,상기 결합된 신호를 상기 데이터 신호들의 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하기 위한 샘플링 장치와,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답 행렬로서 채널 응답을 추정하기 위한 채널 추정 장치와,상기 채널 응답 행렬의 한 열(column), 상기 추정 채널 응답 행렬, 상기 샘플 및 푸리에 변환을 이용하여 상기 복수 배속에 대응하는 크기를 갖는, 확산 데이터 벡터의 영 채움 변형을 결정하고, 추정된 확산 데이터 벡터가 상기 칩 속도에 대응하는 크기를 갖도록 상기 영 채움 변형의 원소들을 소거함으로써 상기 확산 데이터 벡터를 추정하기 위한 단일 사용자 검출 장치을 포함하는 수신기.
- 제11항에 있어서, 상기 복수 배속은 칩 속도의 N배속이고, 상기 추정 확산 데이터 벡터는 상기 0 채움 변형의 N 원소만큼 떨어진 원소를 포함하는 수신기.
- 제12항에 있어서, 상기 채널 응답 행렬의 모든 열에 대해 N-1개의 열을 추가함으로써 상기 채널 응답 행렬의 확장 변형을 결정하기 위한 수단을 더 포함하는 수신기.
- 제11항에 있어서, 상기 푸리에 변환은 고속 푸리에 변환인 것인 수신기.
- 제14항에 있어서, 상기 0 채움 변형의 결정에는 고속 푸리에 역변환이 추가로 사용되는 것인 수신기.
- CDMA 시스템에 있어서 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼(shared spectrum)을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 방법으로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 방법에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호가 결합된 신호를 수신하는 단계와,상기 결합된 신호를 상기 송신된 데이터 신호가 갖는 칩 속도(chip rate)의 복수 배의 속도로 샘플링하는 단계와,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답을 추정하는 단계와,상기 결합 신호 샘플 및 상기 추정 채널 응답을 이용하여 확산 데이터 벡터의 첫 번째 원소를 결정하는 단계와,상기 확산 데이터 벡터의 나머지 원소를 결정하기 위해 상기 첫 번째 원소의 결정으로부터 얻어진 인자(factor)를 이용하는 단계와,상기 확산 데이터 벡터의 상기 결정된 원소를 이용하여 상기 데이터 신호의 데이터를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
- 제16항에 있어서, 상기 인자는 상기 채널 응답을 이용하여 유도되는 것인 방법.
- 제16항에 있어서, 상기 데이터 추정 단계는 상기 확산 데이터 벡터를 환원(despreading)시킴으로써 이루어지는 것인 방법.
- 제16항에 있어서, 상기 인자는 상기 나머지 원소의 결정에 앞서 저장되는 것인 방법.
- 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 CDMA 수신기로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 수신기에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호가 결합된 신호를 수신하기 위한 수단과,상기 결합된 신호를 상기 송신된 데이터 신호가 갖는 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하기 위한 수단과,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답을 추정하기 위한 수단과,상기 결합 신호 샘플 및 상기 추정 채널 응답을 이용하여 확산 데이터 벡터 의 첫 번째 원소를 결정하기 위한 수단과,상기 확산 데이터 벡터의 나머지 원소를 결정하기 위해 상기 첫 번째 원소의 결정으로부터 얻어진 인자를 이용하기 위한 수단과,상기 확산 데이터 벡터의 상기 결정된 원소를 이용하여 상기 데이터 신호의 데이터를 추정하기 위한 수단을 포함하는 수신기.
- 제23항에 있어서, 상기 인자는 상기 채널 응답을 이용하여 유도되는 것인 수신기.
- 제23항에 있어서, 상기 데이터 추정은 상기 확산 데이터 벡터를 환원시킴으로써 이루어지는 것인 수신기.
- 제23항에 있어서, 상기 인자는 상기 나머지 원소의 결정에 앞서 저장되는 것인 수신기.
- 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 CDMA 수신기로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 수신기에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호가 결합된 신호를 수신하기 위한 안테나와,상기 결합된 신호를 상기 송신된 데이터 신호가 갖는 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하기 위한 샘플링 장치와,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답을 추정하기 위한 채널 추정 장치와,상기 결합 신호 샘플 및 상기 추정 채널 응답을 이용하여 확산 데이터 벡터의 첫 번째 원소를 결정하고, 상기 확산 데이터 벡터의 나머지 원소를 결정하기 위해 상기 첫 번째 원소의 결정으로부터 얻어진 인자를 이용하기 위한 단일 사용자 검출 장치를 포함하고,상기 데이터 신호의 데이터는 상기 확산 데이터 벡터로부터 추정되는 것인 수신기.
- 제29항에 있어서, 상기 인자는 상기 채널 응답을 이용하여 유도되는 것인 수신기.
- 제29항에 있어서, 상기 데이터 추정은 상기 확산 데이터 벡터를 환원시킴으로써 이루어지는 것인 수신기.
- 제29항에 있어서, 상기 인자는 상기 나머지 원소의 결정에 앞서 저장되는 것인 수신기.
- CDMA 시스템에 있어서 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 방법으로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 방법에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호가 결합된 신호를 수신하는 단계와,상기 결합된 신호를 상기 결합된 신호가 갖는 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하는 단계와,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답을 추정하는 단계와,상기 추정 채널 응답을 이용하여 상호 상관 행렬을 결정하는 단계와,상기 상호 상관 행렬의 한 원소를 이용하여 첫 번째 확산 데이터 추정치를 결정하고, 상기 상호 상관 행렬의 그 밖의 원소들을 이용하여 나머지 추정치를 귀납적으로 결정하는 귀납법을 이용하여 확산 데이터 벡터를 결정하는 단계와,상기 확산 데이터 벡터를 이용하여 상기 데이터 신호의 데이터를 추정하는 단계를 포함하는 방법.
- 제35항에 있어서, 상기 확산 데이터 추정치는 상기 확산 데이터 추정치의 스칼라 및 벡터 부분을 결합함으로써 결정되는 것인 방법.
- 제35항에 있어서, 상기 확산 데이터 벡터 결정 단계는 율-워커(Yule-Walker) 방정식을 이용하여 수행되는 것인 방법.
- 제35항에 있어서, 상기 첫 번째 데이터 추정치는 상기 상호 상관 행렬의 좌측 상단 모서리의 원소를 이용하여 결정되는 것인 방법.
- 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 CDMA 수신기로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 수신기에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호가 결합된 신호를 수신 하기 위한 수단과,상기 결합된 신호를 상기 결합된 신호가 갖는 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하기 위한 수단과,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답을 추정하기 위한 수단과,상기 추정 채널 응답을 이용하여 상호 상관 행렬을 결정하기 위한 수단과,상기 상호 상관 행렬의 한 원소를 이용하여 첫 번째 확산 데이터 추정치를 결정하고, 상기 상호 상관 행렬의 그 밖의 원소들을 이용하여 나머지 추정치를 귀납적으로 결정하는 귀납법을 이용하여 확산 데이터 벡터를 결정하기 위한 수단과,상기 확산 데이터 벡터를 이용하여 상기 데이터 신호의 데이터를 추정하기 위한 수단을 포함하는 수신기.
- 제39항에 있어서, 상기 확산 데이터 추정치는 상기 확산 데이터 추정치의 스칼라 및 벡터 부분을 결합함으로써 결정되는 것인 수신기.
- 제39항에 있어서, 상기 확산 데이터 벡터의 결정은 율-워커 방정식을 이용하여 수행되는 것인 수신기.
- 제39항에 있어서, 상기 첫 번째 데이터 추정치는 상기 상호 상관 행렬의 좌 측 상단 모서리의 원소를 이용하여 결정되는 것인 수신기.
- 송신기 사이트로부터 공용 스펙트럼을 통해 송신된 복수의 데이터 신호를 수신하는 데 사용하기 위한 CDMA 수신기로서, 송신된 데이터 신호 각각은 유사한 채널 응답을 갖는 것인, 상기 수신기에 있어서,상기 공용 스펙트럼을 통해 상기 송신된 데이터 신호가 결합된 신호를 수신하기 위한 안테나와,상기 결합된 신호를 상기 결합된 신호가 갖는 칩 속도의 복수 배의 속도로 샘플링하기 위한 샘플링 장치와,상기 복수 배속으로 상기 결합된 신호에 대한 채널 응답을 추정하기 위한 채널 추정 장치와,상기 추정 채널 응답을 이용하여 상호 상관 행렬을 결정하고, 상기 상호 상관 행렬의 한 원소를 이용하여 첫 번째 확산 데이터 추정치를 결정하고 상기 상호 상관 행렬의 그 밖의 원소들을 이용하여 나머지 추정치를 귀납적으로 결정하는 귀납법을 이용하여 확산 데이터 벡터를 결정하기 위한 단일 사용자 검출 장치를 포함하고,상기 데이터 신호의 데이터는 상기 확산 데이터 벡터로부터 추정되는 것인 수신기.
- 제43항에 있어서, 상기 확산 데이터 추정치는 상기 확산 데이터 추정치의 스 칼라 및 벡터 부분을 결합함으로써 결정되는 것인 수신기.
- 제43항에 있어서, 상기 확산 데이터 벡터의 결정은 율-워커 방정식을 이용하여 수행되는 것인 수신기.
- 제43항에 있어서, 상기 첫 번째 데이터 추정치는 상기 상호 상관 행렬의 좌측 상단 모서리의 원소를 이용하여 결정되는 것인 수신기.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US24694700P | 2000-11-09 | 2000-11-09 | |
US60/246,947 | 2000-11-09 |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020037006338A Division KR100669959B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 방법 및 장치 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20060053017A true KR20060053017A (ko) | 2006-05-19 |
KR100669970B1 KR100669970B1 (ko) | 2007-01-19 |
Family
ID=22932878
Family Applications (4)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020067007141A KR100669970B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 |
KR1020057014977A KR100669969B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 |
KR1020037006338A KR100669959B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 방법 및 장치 |
KR1020047003523A KR100669962B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 |
Family Applications After (3)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020057014977A KR100669969B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 |
KR1020037006338A KR100669959B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 방법 및 장치 |
KR1020047003523A KR100669962B1 (ko) | 2000-11-09 | 2001-11-08 | 단일 사용자 검출 |
Country Status (20)
Country | Link |
---|---|
US (16) | US7110383B2 (ko) |
EP (2) | EP1686696B1 (ko) |
JP (5) | JP4087705B2 (ko) |
KR (4) | KR100669970B1 (ko) |
CN (4) | CN101692619A (ko) |
AR (1) | AR031747A1 (ko) |
AT (2) | ATE517472T1 (ko) |
AU (1) | AU2002220234A1 (ko) |
BR (1) | BR0115660A (ko) |
CA (2) | CA2428992C (ko) |
DE (2) | DE60120740T2 (ko) |
DK (1) | DK1332565T3 (ko) |
ES (1) | ES2264995T3 (ko) |
HK (1) | HK1064525A1 (ko) |
IL (4) | IL155792A0 (ko) |
MX (1) | MXPA03004107A (ko) |
MY (1) | MY140055A (ko) |
NO (1) | NO20032046L (ko) |
TW (1) | TW540200B (ko) |
WO (1) | WO2002039610A2 (ko) |
Families Citing this family (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6856643B1 (en) * | 1999-10-22 | 2005-02-15 | Cwill Telecommunications, Inc. | Communication system and method for performing fast symbol estimation for multiple access disperse channels |
TW540200B (en) | 2000-11-09 | 2003-07-01 | Interdigital Tech Corp | Single user detection |
US6707864B2 (en) * | 2001-01-25 | 2004-03-16 | Interdigital Technology Corporation | Simplified block linear equalizer with block space time transmit diversity |
GB2377347B (en) * | 2001-07-02 | 2004-06-30 | Ipwireless Inc | Chip rate invariant detector |
DE10138962B4 (de) * | 2001-08-08 | 2011-05-12 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zur Erkennung von aktiven Codesequenzen |
DE10138963B4 (de) * | 2001-08-08 | 2009-04-02 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Schätzen von Parametern eines CDMA-Signals |
US7203181B2 (en) | 2002-06-28 | 2007-04-10 | Interdigital Technology Corporation | CDMA system transmission matrix coefficient calculation |
US7408978B2 (en) | 2002-09-09 | 2008-08-05 | Interdigital Technology Corporation | Extended algorithm data estimator |
SG108906A1 (en) * | 2003-02-27 | 2005-02-28 | Sony Corp | Digital communications channel estimation method |
TW200805959A (en) | 2003-03-03 | 2008-01-16 | Interdigital Tech Corp | Reduced complexity sliding window based equalizer |
US7042967B2 (en) * | 2003-03-03 | 2006-05-09 | Interdigital Technology Corporation | Reduced complexity sliding window based equalizer |
TW200818790A (en) * | 2003-06-25 | 2008-04-16 | Interdigital Tech Corp | Reduced complexity sliding window based equalizer |
US7006840B2 (en) | 2003-09-30 | 2006-02-28 | Interdigital Technology Corporation | Efficient frame tracking in mobile receivers |
US7570689B2 (en) * | 2005-02-14 | 2009-08-04 | Interdigital Technology Corporation | Advanced receiver with sliding window block linear equalizer |
CA2515996A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Joint space-time optimum filters (jstof) for interference cancellation |
US7733996B2 (en) | 2005-05-25 | 2010-06-08 | Research In Motion Limited | Joint space-time optimum filters (JSTOF) for interference cancellation |
US7881410B2 (en) | 2005-06-29 | 2011-02-01 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for detecting user in a communication system |
US20070076791A1 (en) * | 2005-07-26 | 2007-04-05 | Interdigital Technology Corporation | Approximate cholesky decomposition-based block linear equalizer |
JP4129014B2 (ja) | 2005-08-10 | 2008-07-30 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 移動通信端末 |
CA2515997A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Implementation of joint space-time optimum filters (jstof) using qr and eigenvalue decompositions |
CA2516124A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Implementation of joint space-time optimum filters (jstof) using singular value decompositions |
CA2516192A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Implementation of joint space-time optimum filters (jstof) using qr and eigenvalue decompositions |
CA2515867A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Implementation of joint space-time optimum filters (jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions |
CA2515932A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Implementation of joint space-time optimum filters (jstof) using cholesky and eigenvalue decompositions |
KR100656826B1 (ko) * | 2005-12-23 | 2006-12-13 | 주식회사 케이티 | 준동기 부호분할 다원접속 시스템의 낮은 상관구역 수열군생성 장치 및 방법 |
JP4675255B2 (ja) * | 2006-02-15 | 2011-04-20 | 株式会社日立国際電気 | マルチユーザー検出装置 |
US20070217615A1 (en) * | 2006-03-20 | 2007-09-20 | Beceem Communications, Inc. | Method and system for estimating a channel frequency response of a training symbol in a block transmission system |
US20090180455A1 (en) * | 2008-01-15 | 2009-07-16 | Mukundan Ranganathan | Method and system for cqi based adaptive diagonal loading for dmi-eq in hsdpa receivers |
US20100011039A1 (en) * | 2008-07-11 | 2010-01-14 | James Vannucci | Device and method for solving a system of equations |
CN102099854B (zh) | 2008-07-15 | 2012-11-28 | Lg电子株式会社 | 处理音频信号的方法和装置 |
US8442468B2 (en) * | 2010-04-12 | 2013-05-14 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Omni-directional sensing of radio spectra |
CN102340326B (zh) * | 2011-09-09 | 2016-04-13 | 中兴通讯股份有限公司 | 盲多用户检测方法及装置 |
US11595137B1 (en) * | 2021-02-17 | 2023-02-28 | Keysight Technologies, Inc. | System and method of measuring error vector magnitude in the time domain |
Family Cites Families (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5157668A (en) * | 1989-07-05 | 1992-10-20 | Applied Diagnostics, Inc. | Method and apparatus for locating faults in electronic units |
US5157688A (en) * | 1991-03-14 | 1992-10-20 | Hughes Aircraft Company | Spread spectrum transmitter for degrading spread spectrum feature detectors |
US5337225A (en) * | 1993-01-06 | 1994-08-09 | The Standard Products Company | Lighting strip system |
US5337226A (en) | 1993-08-24 | 1994-08-09 | Wang Jam Min | Portable torch with an extensible light bulb assembly |
US5377225A (en) | 1993-10-19 | 1994-12-27 | Hughes Aircraft Company | Multiple-access noise rejection filter for a DS-CDMA system |
US5377226A (en) * | 1993-10-19 | 1994-12-27 | Hughes Aircraft Company | Fractionally-spaced equalizer for a DS-CDMA system |
US5477225A (en) * | 1993-11-16 | 1995-12-19 | B F Goodrich Flightsystems, Inc. | Method and apparatus for associating target replies with target signatures |
US5648983A (en) * | 1995-04-24 | 1997-07-15 | Lucent Technologies Inc. | CDMA rake receiver with sub-chip resolution |
SE9600578L (sv) * | 1996-02-16 | 1997-03-10 | Ericsson Telefon Ab L M | Metod och anordning för kanaltilldelning i ett radiokommunikationssystem |
DE19738156C2 (de) | 1997-09-01 | 2000-04-06 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnung zur Übertragung von Nutzdaten in einem Funkkommunikationssystem |
AU1143599A (en) | 1997-10-14 | 1999-05-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and receiving device for estimating channels in communications systems |
US6175588B1 (en) | 1997-12-30 | 2001-01-16 | Motorola, Inc. | Communication device and method for interference suppression using adaptive equalization in a spread spectrum communication system |
EP0971485A1 (en) * | 1998-07-08 | 2000-01-12 | Siemens Aktiengesellschaft | Multiuser detection in CDMA using a correlation matrix |
ES2216960T3 (es) | 1999-09-14 | 2004-11-01 | Interdigital Technology Corporation | Reduccion de tiempo de calculo en deteccion de uniones. |
US6856643B1 (en) * | 1999-10-22 | 2005-02-15 | Cwill Telecommunications, Inc. | Communication system and method for performing fast symbol estimation for multiple access disperse channels |
TW540200B (en) | 2000-11-09 | 2003-07-01 | Interdigital Tech Corp | Single user detection |
US6615044B2 (en) * | 2001-06-06 | 2003-09-02 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Method of WCDMA coverage based handover triggering |
-
2001
- 2001-11-06 TW TW090127575A patent/TW540200B/zh active
- 2001-11-07 US US10/052,943 patent/US7110383B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-11-08 CN CN200910226410A patent/CN101692619A/zh active Pending
- 2001-11-08 CN CN200910226411A patent/CN101695005A/zh active Pending
- 2001-11-08 CA CA002428992A patent/CA2428992C/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-11-08 CN CN200910226409A patent/CN101692618A/zh active Pending
- 2001-11-08 AU AU2002220234A patent/AU2002220234A1/en not_active Abandoned
- 2001-11-08 DK DK01993986T patent/DK1332565T3/da active
- 2001-11-08 KR KR1020067007141A patent/KR100669970B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-11-08 EP EP06009963A patent/EP1686696B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-11-08 MX MXPA03004107A patent/MXPA03004107A/es active IP Right Grant
- 2001-11-08 AT AT06009963T patent/ATE517472T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-11-08 KR KR1020057014977A patent/KR100669969B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-11-08 AT AT01993986T patent/ATE330371T1/de not_active IP Right Cessation
- 2001-11-08 CA CA002670653A patent/CA2670653A1/en not_active Abandoned
- 2001-11-08 IL IL15579201A patent/IL155792A0/xx active IP Right Grant
- 2001-11-08 ES ES01993986T patent/ES2264995T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2001-11-08 KR KR1020037006338A patent/KR100669959B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-11-08 CN CNB018185886A patent/CN100561881C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2001-11-08 BR BR0115660-8A patent/BR0115660A/pt not_active IP Right Cessation
- 2001-11-08 MY MYPI20015158A patent/MY140055A/en unknown
- 2001-11-08 DE DE60120740T patent/DE60120740T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2001-11-08 DE DE1332565T patent/DE1332565T1/de active Pending
- 2001-11-08 KR KR1020047003523A patent/KR100669962B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-11-08 WO PCT/US2001/046747 patent/WO2002039610A2/en active Application Filing
- 2001-11-08 JP JP2002541815A patent/JP4087705B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2001-11-08 EP EP01993986A patent/EP1332565B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2001-11-09 AR ARP010105242A patent/AR031747A1/es active IP Right Grant
-
2002
- 2002-02-21 US US10/080,212 patent/US7110386B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,120 patent/US7126962B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,140 patent/US7133412B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,099 patent/US7072290B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,185 patent/US7126978B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/079,737 patent/US7126933B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,125 patent/US7106719B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,022 patent/US7126960B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,073 patent/US7126961B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,045 patent/US7133394B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,124 patent/US7110385B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-02-21 US US10/080,123 patent/US7110384B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-05-06 IL IL155792A patent/IL155792A/en not_active IP Right Cessation
- 2003-05-07 NO NO20032046A patent/NO20032046L/no not_active Application Discontinuation
- 2003-11-17 JP JP2003386454A patent/JP3996888B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-09-20 HK HK04107104.4A patent/HK1064525A1/xx not_active IP Right Cessation
-
2006
- 2006-09-12 US US11/530,919 patent/US7414999B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2006-11-10 JP JP2006305643A patent/JP4362504B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2008
- 2008-06-23 IL IL192393A patent/IL192393A/en not_active IP Right Cessation
- 2008-08-05 US US12/185,878 patent/US7768986B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2009
- 2009-06-24 JP JP2009149732A patent/JP2009213181A/ja active Pending
- 2009-07-09 IL IL199791A patent/IL199791A/en not_active IP Right Cessation
-
2010
- 2010-06-21 US US12/819,516 patent/US20100254440A1/en not_active Abandoned
-
2012
- 2012-05-24 JP JP2012118591A patent/JP2012165468A/ja active Pending
Also Published As
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100669970B1 (ko) | 단일 사용자 검출 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A107 | Divisional application of patent | ||
A201 | Request for examination | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
GRNT | Written decision to grant | ||
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20121220 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20131219 Year of fee payment: 8 |
|
LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |