ES2264995T3

ES2264995T3 - Deteccion de un solo usuario.

Info

Publication number: ES2264995T3
Application number: ES01993986T
Authority: ES
Inventors: Parthapratim De; Ariela Zeira; Jung-Lin Pan; Raj Mani Misra
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2000-11-09
Filing date: 2001-11-08
Publication date: 2007-02-01
Anticipated expiration: 2021-11-08
Also published as: ATE330371T1; US7126961B2; US7110385B2; WO2002039610A3; KR100669962B1; JP4087705B2; US7768986B2; JP2004525539A; IL192393A; US7126933B2; US7126962B2; US20020159383A1; CN101692618A; US20020131383A1; KR20040028682A; AU2002220234A1; JP2012165468A; DE1332565T1; DE60120740D1; KR100669959B1

Abstract

Un método para su uso en la recepción de una pluralidad de señales de datos transmitidas desde un centro transmisor, sobre un espectro compartido, en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple por división de código, experimentando cada señal de datos transmitida, una respuesta de canal similar, comprendiendo el método: recibir una señal combinada de las señales de datos transmitidas sobre el espectro compartido; muestrear la señal combinada a un múltiplo de una velocidad de chip, de las señales de datos 48; estimar una matriz de respuesta del canal, para la señal combinada, al múltiplo de la velocidad de chip (50); el método, caracterizado por comprender: determinar una matriz de correlación cruzada usando la hermítica de la matriz de respuesta de canal, multiplicada por la matriz de respuesta de canal; seleccionar un bloque secundario de la matriz de correlación cruzada; determinar un factor de Cholesky para el bloque secundario 60; extender el factor de Cholesky 62; determinar un vector de datos ensanchados utilizando el factor de Cholesky extendido, una versión de la respuesta de canal, y las muestras 64; y estimar datos de las señales de datos usando el vector de datos ensanchados 66.

Description

Detección de un solo usuario.

Antecedentes

La invención se refiere a sistemas de comunicación inalámbricos. En concreto, la invención se refiere a la detección de datos en un sistema de comunicación inalámbrico.

La figura 1 es una ilustración de un sistema 10 de comunicación inalámbrico. El sistema de comunicación 10 tiene estaciones base 12_{1} a 12_{5} (12) que comunican con equipos del usuario (UEs) 14_{1} a 14_{3} (14). Cada estación base 12 tiene un área operacional asociada, en la que comunica con las UEs 14 en su área operacional.

En algunos sistemas de comunicaciones, como el acceso múltiple por división de código (CDMA), y el dúplex por división de tiempo que utiliza acceso múltiple por división de código (TDD/CDMA), se envía comunicaciones múltiples sobre el mismo espectro de frecuencia. Estas comunicaciones se diferencian por sus códigos de canalización. Para utilizar el espectro de frecuencias de forma más eficiente, los sistemas de comunicaciones TDD/CDMA utilizan tramas repetidas divididas en segmentos de tiempo, para la comunicación. Una comunicación enviada en un sistema semejante, tendrá uno o múltiples códigos asociados, y segmentos de tiempo asignados. El uso de un código en un segmento de tiempo, es aludido como una unidad de recursos.

Puesto que las comunicaciones múltiples pueden ser enviadas en el mismo espectro de frecuencia y, a la vez, un receptor en tal sistema debe distinguir entre las comunicaciones múltiples, un enfoque para detectar tales señales es la detección multi-usuario. En la detección multi-usuario se detecta simultáneamente señales asociadas con la totalidad de los UEs 14. Los enfoques para implementar detección multi-usuario, incluyen la ecualización lineal de bloque o detección conjunta (BLE-JD) usando una descomposición de Cholesky, o de Cholesky aproximada. Estos enfoques tienen una gran complejidad. La gran complejidad conduce a un consumo de potencia incrementado, lo que en el UE 141 tiene como resultado una vida de la batería reducida. El documento "A Novel and Efficient Solution to Block-Based Joint Detection using Approximate Cholesky Factorization", de Karimi et al. (XP-_002 112 134), revela un ecualizador de bloque para su uso en detección conjunta, de un interfaz por aire de acceso múltiple por división de código dividido en el tiempo (TD-CDMA). Se deriva una matriz A de convolución canal/código, utilizando las secuencias de firma específicas del usuario, y la respuesta de impulso del usuario. Se forma una matriz hermítica X_{1}X = A^{H}A. La matriz hermítica es modelada a la velocidad del chip, y tiene una estructura diagonal por bloques. Se utiliza una técnica de Cholesky para resolver la secuencia de símbolos de datos del usuario. Se deriva un factor de Cholesky aproximado (factor triangular inferior). El factor de Cholesky se deriva mediante determinar un factor de Cholesky para cada bloque de las dos primeras filas, y replicar la segunda fila para derivar el resto de los elementos de bloque del factor de Cholesky. El documento "Blind Identification and Equalization Based on Second-Order Statistics: A Time Domain Approach", Tong et al., 8097 IEEE Transactions on Information Theory 40 (1994) marzo, No. 2, Nueva York, EE.UU., revela un ecualizador que utiliza una fracción de entero del muestreo a la velocidad de chip. Por consiguiente, es deseable tener enfoques alternativos para detectar datos recibidos.

Resumen

La presente invención proporciona un método para su uso en la recepción de una pluralidad de señales de datos, de acuerdo con la reivindicación 1, y un receptor de acceso múltiple por división de código, acorde con la reivindicación 6. Se proporciona aspectos preferidos de la invención, de acuerdo con las reivindicaciones dependientes. Un centro emisor transmite una pluralidad de señales de datos, sobre un espectro compartido en un sistema de comunicación de acceso múltiple por división de código. Cada señal de datos transmitida experimenta una respuesta de canal similar. Se recibe una señal combinada de las señales de datos transmitidas. La señal combinada es muestreada a un múltiplo de la velocidad de chip. Se estima la respuesta del canal común para la señal combinada recibida. Se determina un primer elemento de un vector de datos ensanchados, utilizando las muestras de señal combinada, y la respuesta de canal estimada. Usando un factor a partir de la determinación del primer elemento, se determina los restantes elementos del vector de datos ensanchados. Se determina los datos de las señales de datos utilizando los elementos determinados del vector de datos ensanchados.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es un sistema de comunicación inalámbrico.

La figura 2 es un transmisor simplificado, y un receptor de detección de un solo usuario.

La figura 3 es una ilustración de una ráfaga de comunicación.

La figura 4 es un diagrama de flujo de un enfoque de sustitución hacia delante, para detección de un solo usuario (SUD).

La figura 5 es un diagrama de flujo de un enfoque de Cholesky en banda aproximado para SUD.

La figura 6 es un diagrama de flujo de un enfoque Toeplitz para SUD.

La figura 7 es un diagrama de flujo de una transformada rápida de Fourier (FFT), aplicada a la matriz de correlación de canal para SUD.

La figura 8 es un diagrama de flujo de un enfoque FFT para SUD utilizando combinación efectiva.

La figura 9 es un diagrama de flujo de un enfoque FFT utilizando relleno de ceros.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

La figura 2 ilustra un transmisor simplificado 26 y un receptor 28 que utiliza detección de un solo usuario (SUD) en un sistema de comunicaciones TDD/CDMA, aunque los enfoques de detección de un solo usuario son aplicables a otros sistemas, tal como CDMA dúplex por división de frecuencia (FDD). En un sistema típico, hay un transmisor 26 en cada UE 14 y en cada estación base 12 hay múltiples circuitos de transmisión 26 enviando comunicaciones múltiples. El receptor SUD 28 puede estar en una estación base 12, en UEs 14, o en ambos. La SUD se utiliza típicamente para detectar datos en una transmisión simple o multi-código, procedente de un transmisor concreto. Cuando todas las señales son enviadas desde el mismo transmisor, cada una de las señales de código de canal individuales en la transmisión multi-código, experimentan la misma respuesta de impulso de canal. La SUD es particularmente útil en el enlace descendente, donde todas las transmisiones se originan en una antena o disposición de antena, de la estación base. Es también útil en el enlace descendente, donde un solo usuario monopoliza un segmento de tiempo con una transmisión de un solo código o multi-código.

El transmisor 26 envía datos sobre un canal de radio inalámbrico 30. Un generador de datos 32 en el transmisor 26, genera datos para ser comunicados al receptor 28. Un dispositivo 34 de inserción de secuencia de modulación/ensanchamiento, ensancha los datos y realiza multiplexado en el tiempo de los datos de referencia de ensanchados, con una secuencia de entrenamiento de la parte intermedia, en el segmento de tiempo asignado apropiado, y codifica los datos para ensanchamiento, produciendo una ráfaga o varias ráfagas de comunicación.

Una típica ráfaga de comunicación 16 tiene una parte intermedia 20, un período de protección 18 y dos ráfagas de datos 22, 24, tal como se muestra en la figura 3. La parte intermedia 20 separa los campos de datos 22, 24, y el período de protección 18 separa las ráfagas de comunicación para permitir la diferencia, en los tiempos de llegada, de las ráfagas transmitidas desde diferentes transmisores 26. Las dos ráfagas de datos 22, 24 contienen los datos de la ráfaga de comunicación.

Las ráfagas de comunicación son moduladas mediante un modulador 36 a radiofrecuencia (RF). Una antena 38 radia la señal RF a través del canal de radio inalámbrico 30, a la antena 40 del receptor 28. El tipo de modulación utilizada para la comunicación transmitida puede ser cualquiera entre aquellos conocidos por las personas cualificadas en el arte, como modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK), o modulación de amplitud en cuadratura (QAM) M-ésima.

La antena 40 del receptor 28 recibe varias señales de radiofrecuencia. Las señales recibidas son demoduladas por un demodulador 42 para producir una señal de banda base. La señal de banda base es muestreada por un dispositivo de muestreo 43, tal como uno o múltiples convertidores analógico a digital, a la velocidad de chip o a un múltiplo de la velocidad de chip de las ráfagas transmitidas. Las muestras son procesadas, como puede ser por un dispositivo de estimación de canal 44 o un dispositivo SUD 46, en el segmento de tiempo y con los códigos apropiados, asignados a las ráfagas recibidas. El dispositivo de estimación del canal 44 utiliza el componente de secuencia de entrenamiento de la parte intermedia, en las muestras de banda base, para proporcionar información del canal, como son las respuestas de impulso del canal. Las respuestas de impulso del canal pueden verse como una matriz, H. La información del canal es utilizada por el dispositivo SUD 46 para estimar los datos transmitidos de las ráfagas de comunicación recibidas, como símbolos blandos.

El dispositivo SUD 46 utiliza la información del canal proporcionada por el dispositivo de estimación del canal 44, y códigos de ensanchamiento conocidos, utilizados por el transmisor 26, para estimar los datos de las ráfagas de comunicación recibidas, deseadas. Aunque SUD se explica utilizando un sistema TDD de acceso de radio universal terrestre (UTRA) del proyecto de asociación de tercera generación (3GPP), como sistema de comunicaciones subyacente, es aplicable a otros sistemas. Tal sistema es un sistema CDMA de ancho de banda (W-CDMA) de secuencia directa, donde las transiciones de enlace descendente y enlace descendente están confinadas a segmentos de tiempo mutuamente excluyentes.

El receptor 28 recibe utilizando su antena 40, un total de K ráfagas que llegan simultáneamente, 48. Las K ráfagas están superpuestas entre sí en la parte superior, en un intervalo de observación. Para el sistema 3GPP UTRA TDD, cada campo de datos de un segmento de tiempo corresponde con un intervalo de observación.

Para un intervalo de observación, el problema de detección de datos se ve según la ecuación 1.

r = H \cdot d + n \hskip12cm Ecuación 1

r son las muestras recibidas. H es la matriz de respuesta del canal. d es el vector de datos ensanchados. La matriz de datos ensanchados contiene los datos transmitidos en cada canal, mezclado con el código de ensanchamiento del canal.

Cuando la señal recibida está sobre-muestreada, se producen múltiples muestras de cada chip transmitido, lo que tiene como resultado los vectores recibidos r_{1}, ..., r_{N}, (48). De forma similar, el dispositivo de estimación del canal 44 determina las respuestas de canal, H1, ... HN, correspondientes a los vectores recibidos r_{1}, ... r_{N} (50). Para el doble de la velocidad de chip, la ecuación 1 se convierte en la ecuación 2.

1

r_{1} son las muestras pares (a la velocidad de chip) y r_{2} son las muestras impares (desplazadas en medio chip respecto de las muestras r_{1}). H_{1} es la respuesta de canal para las muestras pares y H_{2} es la respuesta de canal para las muestras impares.

La ecuación 1 se convierte en la ecuación 3 para un múltiplo N de la velocidad de chip.

2

r_{1}, r_{2}, ... r_{N} son los múltiplos de las muestras de la velocidad de chip. Cada uno desplazado en 1/N chip. H_{1}, H_{2}, ... H_{N} son las correspondientes respuestas de canal. Aunque la siguiente discusión se enfoca a una muestra del receptor al doble de la velocidad de chip, los mismos enfoques son aplicables a cualquier múltiplo de la velocidad de chip.

Para el doble del muestreo a la velocidad de chip, las matrices H_{1} y H_{2} son de tamaño (N_{S} + W - 1) por N_{S}. N_{S} es el número de chips ensanchados transmitidos de intervalo de observación y W es la longitud de la respuesta de impulso de canal, tal como 57 chips de longitud. Puesto que la señal recibida tiene N_{S} chips ensanchados, la longitud de r_{1} y r_{2} es N_{S}. La ecuación 2 se reescribe como la ecuación 4.

3

r_{1}(i), r_{2}(i), h_{1}(i) y h_{2}(i) es el i-ésimo elemento de la matriz de vector correspondiente r_{1}, r_{2}, H_{1} y H_{2}, respectivamente.

Un enfoque para determinar el vector de datos ensanchados, es la sustitución hacia delante extendida, que se explica junto con la figura 4. Para la sustitución hacia delante extendida, el director de datos recibidos se reordena, de forma que cada muestra par está seguida por su correspondiente muestra impar. Se lleva a cabo una reordenación similar en la matriz de respuesta del canal, como se muestra en la ecuación 5a.

4

De forma similar, para un N-múltiplo de la muestra de velocidad de chip, la ecuación 5b tiene la forma

5

d(i) es el i-ésimo elemento del vector de datos ensanchados, d. La longitud del vector de datos ensanchados es NS. Usando sustitución hacia delante extendida, la solución de cero forzado para determinar d(0), d^(0), es según las ecuaciones 6a y 7a, (52).

6

7

La ecuación 6a es la fórmula general para d(0). La ecuación 7a es la solución de cero forzado para d^(0). De forma similar, para N-múltiplos de la velocidad de chip se utiliza las ecuaciones 6b y 7b.

8

9

Resolviendo las ecuaciones 7a y 7b se determina V^{H} para uso posterior, según se ilustra por la ecuación 8, para el V^{H} para la ecuación 7a, y se memoriza, (52).

10

d^(0) se determina usando V^{H} por la ecuación 9.

11

Usando la estructura de Toplitz de la matriz H, los restantes elementos de datos ensanchados pueden ser determinados de forma secuencial, usando cero forzado por la ecuación 10a, (54).

12

Para un N-múltiplo de la velocidad de chip, se utiliza la ecuación 10b.

13

\vskip1.000000\baselineskip

Después de determinarse el vector de datos ensanchados, los datos de cada ráfaga de comunicación son determinados por desensanchamiento, como es mezclando el vector de datos expandidos con el código de cada ráfaga, (56).

La complejidad en el uso del enfoque de la sustitución hacia delante extendida, excluyendo en desensanchamiento, se resume en la tabla 1.

TABLA 1

Calcular V^{H}	4 multiplicaciones + 1 recíproco
Calcular d^(0)	2 multiplicaciones
Calcular d^(1)	4 multiplicaciones
Calcular cada uno hasta d^(W-1)	2 multiplicaciones
Calcula cada d^(i) desde d^(w) hasta d^(N_{S}-1)	2W + 2 multiplicaciones
Número Total de Multiplicaciones	2N_{S} + (W-1)\cdotW + 2W..(N_{S}-W+1)
Número Total de Cálculos	2N_{S} + (W-1)\cdotW + 2W..(N_{S}-W+1) + 5

Para una ráfaga TDD tipo II, N_{S} es 1104 y W es 57, resolver para d usando sustitución hacia delante extendida 200 veces por segundo, necesita de 99,9016 millones de operaciones reales por segundo (MROPS) para el doble del muestreo a la velocidad de chip, o 49,95 MROPs para el muestreo de la velocidad de chip.

Otro enfoque para estimar datos es un enfoque de Cholesky en banda aproximado, que se explica junto con la figura 5. Se determina una matriz de correlación cruzada R de forma que sea cuadrada, (N_{S} por N_{S}), y en banda, por la ecuación 11, (58).

R = R^{H} H \hskip12cm Ecuación 11

(\cdot)^{H} indica la función hermítica. H es el tamaño de 2(N_{S} + W-1) por N_{S}. La ecuación 11 se reescribe como la ecuación 12a para el doble del muestro de la velocidad de chip.

14

Para un N-múltiplo de la velocidad de chip, se usa la ecuación 12b.

15

Usando la ecuación 12a o la 12b, el R resultante es de tamaño N_{S} por N_{S}, y en banda, tal como se ilustra en la ecuación 13, para el doble del muestro de la velocidad de chip, W = 3 y N_{S} = 10.

16

En general, el ancho de banda de R es, según la ecuación 14:

p = W - 1 \hskip12,2cm Ecuación 14

Usando un enfoque de Cholesky aproximado, se usa un bloque secundario de R, R_{sub}, de tamaño N_{col} por N_{col}. Un tamaño típico de R_{sub} es 2W-1 por 2W-1, aunque puede usarse matrices de otros tamaños. El bloque secundario R_{sub}, se descompone usando descomposición de Cholesky, por la ecuación 15, (60):

R_{sub} = G G^{H} \hskip11,9cm Ecuación 15

El factor de Cholesky G es de tamaño N_{col} por N_{col}. En la ecuación 16 se proporciona una ilustración de una matriz G 5x5, con W = 3.

17

G_{ij} es el elemento de la matriz G en la columna i-ésima y la fila j-ésima. La matriz G se extiende a una matriz N_{S} por N_{S}, G_{completa}, mediante desplazar a la derecha la fila inferior de G en un elemento para cada fila, después de la última fila de G, (62). Para N_{S} = 10, la ilustración de la ecuación 16 es expandida según la ecuación 17, (62).

18

El vector de datos ensanchados se determina utilizando sustitución hacia delante y sustitución hacia atrás, (64). La sustitución hacia delante se utiliza para determinar y, por la ecuación 18a, para el doble del muestreo a la velocidad de chip, y la ecuación 18b para un múltiplo N del muestreo a la velocidad de chip.

G_{full}y = H_{1}^{H}r_{1} + H_{2}^{H}r_{2} \hskip10,5cm Ecuación 18a

G_{full}y = H_{1}^{H}r_{1} + H_{2}^{H}r_{2} + ... +H_{N}^{H}r_{N} \hskip8,9cm Ecuación 18b

Subsiguientemente se utiliza sustitución hacia atrás, para resolver el vector de datos ensanchados, por la ecuación 19.

G_{full}^{H} d = y \hskip12,1cm Ecuación 19

Después de determinarse el vector de datos ensanchados, d, se determina los datos de cada ráfaga, mediante
desensanchamiento, (66).

La complejidad de la descomposición de Cholesky aproximada, excluyendo el desensanchamiento, para el doble del muestreo a la velocidad de chip es, según la tabla 2.

\vskip1.000000\baselineskip

TABLA 2

19

\vskip1.000000\baselineskip

Para una ráfaga TDD tipo II, N_{S} es 1104 y para W es 57, llevar a cabo la aproximación de Cholesky en banda 200 veces por segundo al doble de la velocidad de chip, necesita 272,56 MROPS. Por contraste, un enfoque de Cholesky en banda exacto necesita 906,92 MROPS. Para el muestreo a la velocidad de chip, el enfoque de Cholesky en banda aproximado necesita 221,5 MROPS.

Otro enfoque para detección de datos utiliza un enfoque de Toeplitz (algoritmo de Levinson-Durbin), que se explica junto con la figura 6. Se reproduce aquí la matriz R de la ecuación 12a y 12b.

\vskip1.000000\baselineskip

20

\vskip1.000000\baselineskip

Para un N-múltiplo de la velocidad de chip, se utiliza la ecuación 12b.

21

La matriz R es simétrica, y Toeplitz con un ancho de banda de p = W - 1, (68). Se determina una esquina superior izquierda de la matriz R, R(k), siendo una matriz k por k, como se muestra en la ecuación 20.

22

Adicionalmente, se determina otro vector R_{k} utilizando elementos de R según la ecuación 21, (72).

23

La negrita indica una matriz que incluye todos los elementos hasta su subíndice. En la etapa k + 1, el sistema se resuelve según la ecuación 22.

R(k + 1)d(k + 1) = [H^{H}r]_{k + 1} \hskip9,6cm Ecuación 22

[H^{H}r]_{k+1} son los primeros componentes (k+1) de H^{H}r. d(k+1) se rompe en un vector d_{1}(k+1) y un escalar d_{2}(k+1), según la ecuación 23.

24

La matriz R(k+1) se descompone según la ecuación 24.

25

E_{k} es una matriz de intercambio. La matriz de intercambio funciona sobre un vector, invirtiendo los elementos de ser vector.

Utilizando la ecuación de Yule-Walker para la predicción lineal, se obtiene la ecuación 25, (78).

26

Usando órdenes de recursividad, se obtiene las ecuaciones 26, 27 y 28.

y_{1}(k) = y(k - 1) + y_{2}(k)E_{k - 1}y(k - 1) \hskip8,7cm Ecuación 26

27

\vskip1.000000\baselineskip

28

Usando y(k), se determina d(k+1) según las ecuaciones 29, 30 y 31, (74).

d_{1}(k + 1) = d(k) + d_{2}(k + 1)E_{k}y(k) \hskip8,7cm Ecuación 29

30

\vskip1.000000\baselineskip

31

(H^{H}r)_{k+1} es el (k+1)-ésimo elemento de H^{H}r.

Después de inicializar apropiadamente las iteraciones, las iteraciones se calculan para k = 1, 2, ..., N_{S}. d(N_{S}) es una solución para la ecuación 32, (74).

Rd = H^{H}r \hskip12cm Ecuación 32

El vector de datos ensanchados d, es desensanchado con los códigos de canalización de las ráfagas, para recuperar los datos, (76).

La estructura en banda de R afecta a la recursividad como sigue. R(2) y R_{2} son, por la ecuación 33.

29

Los cálculos de producto interno en las ecuaciones 27 y 30, necesitan dos multiplicaciones cada uno. Para ilustrarlo, la matriz R de la ecuación 20 para k = 6 es, por la ecuación 34.

32

El número de elementos distintos de cero en el vector R, es igual al ancho de banda, p, de la matriz R. Cuando se calcula el producto interno de R_{6}^{H}E_{6}y(k) en la ecuación 27, y el producto interno de R_{6}^{H}E_{6}y(k) en la ecuación 30, sólo se necesita p multiplicaciones (y no k). Para las iteraciones de las ecuaciones 26 y 29, no se obtiene reducciones de cálculo.

La tabla 3 muestra la complejidad en la implementación del enfoque de Toeplitz.

TABLA 3

Cálculos	# de Cálculos	MROPS
Funciones Ejecutadas Una Vez Por Cálculo de Ráfaga \hskip0.5cm H^{H}H		1.3224
Resolver Yule-Walker para y	672,888 \times \frac{100}{10^{6}}	269.1552
Funciones Ejecutadas Dos Veces Por Cálculo de Ráfaga \hskip0.5cm H^{H}r		100.68
\hskip0.5cm R(k + 1)d(k + 1)H^{H}r	672,888 \times \frac{200}{10^{6}}	538.3104

Los MROPs totales para el enfoque de Toeplitz para un tipo ráfaga TDD, es de 909,4656 para el doble de muestreo a la velocidad de chip, y de 858,4668 MROPs para muestreo a la velocidad de chip.

Otro enfoque para la detección de datos utiliza transformadas rápidas de Fourier (FFTs), que se explican utilizando la figura 7. Si se utiliza el muestreo a la velocidad de chip, la matriz del canal H es cuadrada excepto por efectos de borde. Utilizando una aproximación circulante para la matriz H, se utiliza una FFT para el vector recibido, r, y el vector de canal, H, para obtener la estimación de datos.

Para una muestra la velocidad de chip, así como al doble de la velocidad de chip, la matriz H no es cuadrada ni circulante. Sin embargo, una matriz secundaria mostrada por líneas punteadas, de la matriz de correlación del canal R = H^{H}H de la ecuación 13, (84), es circulante como se muestra en la ecuación 35a.

33

Para un N-múltiplo de la muestra a la velocidad de chip, se determina la matriz de correlación del canal mediante la ecuación 35b.

34

Mediante aproximar la matriz R como circulante, se utiliza las ecuaciones 36, 37 y 38.

R^{H} = D\DeltaD^{H} \hskip11,8cm Ecuación 36

35

(R)_{1} es la primera columna de la matriz R expandida, a una matriz diagonal. Aunque se ha descrito utilizando la primera columna, este enfoque puede ser modificado para utilizar cualquier columna de la matriz R, (86). Sin embargo, se prefiere utilizar una columna que tenga el máximo de elementos distintos de cero de cualesquiera columnas, como R_{2}, R_{1}, R_{0}, R_{1}, R_{2}. Estas columnas son típicamente cualquier columna, por lo menos W columnas desde ambos lados, así como cualquier columna entre, e incluidas, N_{S} - W - 1. Las ecuaciones 38 y 39 se utilizan en un enfoque de ecualización con cero forzado.

Rd^ = H^{H}r \hskip12cm Ecuación 38

d^ = R^{-1}(H^{H}r) \hskip11,5cm Ecuación 39

Puesto que D es una matriz de transformada de Fourier discreta ortogonal (DTF), se tiene como resultado las ecuaciones 40, 41 y 42.

D^{H} D = N_{S}I \hskip11,8cm Ecuación 40

D^{-1} = (1/N_{S})D^{H} \hskip11,25cm Ecuación 41

R^{-1} = \frac{1}{N_{S}}D^{H}\Delta^{-1}\frac{1}{N_{S}}D \hskip10,5cm Ecuación 42

Por consiguiente, d^ puede determinarse utilizando una transformada de Fourier, según las ecuaciones 43, 44 y 45a.

R^{-1} = \frac{1}{N_{S}^{2}}D^{H}\Delta^{-1}[D(H^{H}r)] \hskip9,95cm Ecuación 43

D^{H}d^ = \frac{1}{N_{S}}\Delta^{-1}[F(H^{H}r)] \hskip10,15cm Ecuación 44

F(d^) = \frac{F(H^{H}r)}{N_{S}F((R)_{1})} \hskip10,7cm Ecuación 45a

(\cdot)1 es la primera columna, aunque puede utilizarse una ecuación análoga para cualquier columna de R. F(\cdot) denota una función de transformada de Fourier. F(H^{H}r) se calcula preferentemente utilizando FFTs según la ecuación 45b.

F(H^{H}r) = N_{c}[F(h_{1})F(r_{1}) + ... + F(h_{N})F(r_{N})] \hskip7,3cm Ecuación 45b

Tomando la transformada inversa de Fourier F^{-1}(\cdot), el resultado de la ecuación 45a produce el vector de datos ensanchados, (88). Los datos transmitidos pueden ser recuperados por desensanchamiento utilizando los códigos apropiados, (90).

La complejidad de este enfoque FFT se muestra en la tabla 4.

TABLA 4

Funciones Ejecutadas Una Vez Por Cálculo de Ráfaga	# de Cálculos	MROPs
Calcular H^{H}H		1.3224
F([R]_{1})\cdotN_{S}log_{2}N_{S}	11160 \times \frac{100}{10^6}	4.4640
Funciones Ejecutadas Dos Veces Por Cálculo De Ráfaga \hskip1cm H^{H}r by FFT		38
Calcular ecuación \hskip0.5cm 45		0.8832
F^{-1}(d)\cdotN_{S}log_{2}N_{S}		8.9280
Total		55 MROPS

El enfoque FFT es menos complejo que los otros enfoques. Sin embargo, se produce una degradación del rendimiento como consecuencia de la aproximación circulante.

Otro enfoque para utilizar FFTs al efecto de resolver el vector de datos para un múltiplo de la muestra a la velocidad de chip, combina las muestras mediante pesado, tal como se explica utilizando la figura 8. Para ilustrar la muestra al doble de la velocidad de chip, r_{1} es la muestra par y r_{2} es la muestra impar. Cada elemento de r_{1}, tal como un primer elemento r_{1}(0), es pesado y combinado con un correspondiente elemento de r_{2}, tal como r_{2}(0), según la ecuación 46.

r_{eff}(0) = W_{1} r_{1}(0) + W_{2} r_{2}(0) \hskip9,4cm Ecuación 46

r_{eff}(0) es el elemento combinado eficaz, de una matriz combinada eficaz, r_{eff}. W_{1} y W_{2} son pesos. Para una muestra de N-veces la velocidad de chip, se utiliza la ecuación 47.

r_{eff}(0) = W_{1} r_{1}(0) + ... + W_{n} r_{n}(0) \hskip8,8cm Ecuación 47

Se lleva a cabo un pesado análogo de las matrices de respuesta del canal H_{1} a H_{N}, para producir H_{eff} (92). Como resultado, la ecuación 3 se convierte en la ecuación 48.

r_{eff} = H_{eff}d + n \hskip11,4cm Ecuación 48

El sistema resultante es un sistema de N_{s} por N_{s} ecuaciones fácilmente resolubles por FFTs según la ecuación 49, (94).

F(d) = \frac{F(r_{eff})}{F((H_{eff})_{1})} \hskip11cm Ecuación 49

Utilizando transformada de Fourier inversa, se determina el vector de datos ensanchados. Los datos de las ráfagas se determina en por desensanchamiento del vector de datos expandido, utilizando el código de las ráfagas, (96). Aunque la ecuación 49 utiliza la primera columna de H_{eff}, el enfoque puede ser modificado para utilizar cualquier columna representativa de H_{eff}.

Otro enfoque de que usa FFTs utiliza relleno de ceros, que se explica utilizando la figura 9. La ecuación 5 es modificada rellenando con ceros el vector de datos, de forma que todos los demás elementos, como son los elementos pares, son cero, (98). La matriz d modificada es d \sim. La matriz H es también expandida, para formar H \sim. La matriz H es expandida por medio de repetir cada columna, hacia la derecha de esa columna, y desplazar cada elemento hacia abajo, en una fila, y rellenar con cero la parte superior de la columna desplazada. La ecuación 49a proporciona una ilustración de tal sistema, para muestreo al doble de la velocidad de chip, W = 3 y N_{s} = 4.

36

Para un N-múltiplo de la velocidad de chip, se utiliza la ecuación 49b, como se muestra por simplicidad para N_{s} = 3.

37

En general, la matriz H^{\sim} para un múltiplo N es (N N_{S}) por (N N_{S}). La matriz H^{\sim} es cuadrada, Toeplitz y aproximadamente circulante, y es de tamaño 2N_{S} por 2N_{S}. La solución de cero forzado se indica por la ecuación 50, (100).

F(d^{\sim}) = \frac{F(r)}{F((H^{\sim})_{1})} \hskip11cm Ecuación 50

Puede utilizarse una columna que no sea la primera, en una FFT análoga. Además, puesto que puede utilizarse cualquier columna, una columna de la matriz de respuesta de canal original, H o una columna expandida estimada de H^{\sim} derivada de una columna H. Utilizando cada N-ésimo valor de d^{\sim}, es estimada d. Utilizando los códigos apropiados, d es desensanchada para recuperar los datos, (102).

Claims

1. Un método para su uso en la recepción de una pluralidad de señales de datos transmitidas desde un centro transmisor, sobre un espectro compartido, en un sistema de comunicaciones de acceso múltiple por división de código, experimentando cada señal de datos transmitida, una respuesta de canal similar, comprendiendo el método:

: recibir una señal combinada de las señales de datos transmitidas sobre el espectro compartido;

: muestrear la señal combinada a un múltiplo de una velocidad de chip, de las señales de datos 48;

: estimar una matriz de respuesta del canal, para la señal combinada, al múltiplo de la velocidad de chip (50); el método, caracterizado por comprender:

: determinar una matriz de correlación cruzada usando la hermítica de la matriz de respuesta de canal, multiplicada por la matriz de respuesta de canal;

: seleccionar un bloque secundario de la matriz de correlación cruzada;

: determinar un factor de Cholesky para el bloque secundario 60;

: extender el factor de Cholesky 62;

: determinar un vector de datos ensanchados utilizando el factor de Cholesky extendido, una versión de la respuesta de canal, y las muestras 64; y

: estimar datos de las señales de datos usando el vector de datos ensanchados 66.

2. El método de la reivindicación 1, en el que el múltiplo es el doble del muestreo a la velocidad de chip, la matriz de respuesta de canal tiene muestras de matriz pares H_{1}, y muestras de matriz impares H_{2}.

3. El método de la reivindicación 1, en el que el múltiplo es N veces el muestreo a la velocidad de chip, la matriz de respuesta de canal tiene N conjuntos de muestras de matriz, H_{1}, H_{2}, ... H_{N}.

4. El método de la reivindicación 1, además caracterizado porque el bloque secundario tiene 2W-1 por 2W-1 elementos de la matriz de correlación cruzada, y W es una longitud de la respuesta de impulso.

5. El método de la reivindicación 1, en el que la determinación del lector de datos ensanchados utiliza sustitución hacia delante y sustitución hacia atrás.

6. Un receptor de acceso múltiple por división de código, para su uso en la recepción de una pluralidad de señales de datos transmitidas desde un centro transmisor, sobre un espectro compartido, experimentando cada señal de datos transmitida una respuesta de canal similar, comprendiendo el receptor:

: medios (40) para recibir una señal combinada de las señales de datos transmitidos sobre el espectro compartido;

: medios (43) para muestrear la señal combinada, a un múltiplo de una velocidad de chip de las señales de datos;

: medios (44) para estimar una matriz de respuesta del canal, para la señal combinada al múltiplo de la velocidad de chip;

: el receptor, caracterizado por:

: medios (46) para determinar una matriz de correlación cruzada, utilizando el hermítico de la matriz de respuesta de canal, multiplicado por la matriz de respuesta de canal;

: medios (46) para seleccionar un bloque secundario de la matriz de correlación cruzada;

: medios (46) para determinar un factor de Cholesky del bloque secundario;

: medios (46) para extender el factor de Cholesky;

: medios (46) para determinar el vector de datos ensanchados utilizando el factor de Cholesky extendido, una versión de la respuesta de canal, y las muestras;

: un medio (46) para estimar datos de las señales de datos, utilizando el vector de datos ensanchados.

7. El receptor de la reivindicación 6, donde el múltiplo es el doble del muestreo a la velocidad de chip, la matriz de respuesta de canal tiene muestras de matriz par H_{1}, y muestras de matriz impar H_{2}.

8. El receptor de la reivindicación 6, en el que el múltiplo es N veces el muestreo a la velocidad de chip, la matriz de respuesta de canal tiene N conjuntos de muestras de matriz, H_{1}, H_{2}, ... H_{N}.

9. El receptor de la reivindicación 6, además caracterizado porque el bloque secundario tiene 2W-1 por 2W-1 elementos de la matriz de correlación cruzada, y W es una longitud de la respuesta de impulso.

10. El receptor de la reivindicación 6, en el que la determinación del vector de datos ensanchados utiliza sustitución hacia delante, y hacia atrás.