CN100511951C - 放电管照明设备和照明器材 - Google Patents

Abstract

一种放电管操作设备包括：高频反相电路(2)，用于控制一对MOSFET轮流开和关，并将DC电源(1)的电压转换成高频电压；谐振负载电路，具有电感器(6)、电容器(8)、以及被提供以来自反相电路的高频电压的放电管(7)，并且当放电管执行额定操作时，具有在阻抗中对照明频率设为-20度到40度之间的自变量；以及CPU(13)，根据程序数据以及存储在存储器中的数据，连续产生用在短于放电管(7)照明周期的周期内驱动MOSFET(3，4)的ON和OFF的脉冲电压，并根据对应于照明周期的正弦波电压的波形变化对脉冲电压的ON宽度进行脉宽调制控制。来自从反相电路(2)的高频输出的基本正弦波电流被施加在放电管(7)上。

Description

放电管照明设备和照明器材

技术领域

本发明涉及放电管照明设备和照明单元。

背景技术

通常，众所周知放电管照明设备具有如下电路配置(例如，参见日本特许申请公开号10-243661)。根据该电路配置，直流电源与一对开关元件串联连接。一开关元件与包括电感器、电容器和放电管的谐振负载电路并联。直流电压通过每个开关元件的开关操作被转换成高频电压，从而可供给放电管。前述的电路配置中，可减小开关元件和电感器的功率损耗以提高功率转换效率。

发明内容

但是，在减小开关元件和电感器功率损耗以提高功率转换效率的前述设备中，存在着控制将变得很复杂的问题。此外，有可能电感器的限流效应将变得很小；结果，放电管没有维持在一个稳定的照明状态。

根据本发明，提供一种可减少无效功率以增加功率转换效率的放电管照明设备，以及照明单元。

此外，根据本发明，提供一种在使得感应系数很小的同时将放电管维持在一个稳定的照明状态中的放电管照明设备，以及照明单元。

附图说明

图1是示出了(根据)本发明第一实施例(放电管照明设备)的配置、并包括部分框图的电路图；

图2是示出在第一实施例中的预热时间段、开始电压施加时间段以及照明维持控制时间段的每个操作参考频率，以及随着时间段推移频率变化的图表；

图3是示出在第一实施例中用于驱动MOSFET开和关的驱动信号的波形图；

图4是示出第一实施例的反相电路中经每个MOSFET而生成的电压的波形图；

图5是示出施加到第一实施例中的放电管的电压的波形图；

图6是示出本发明第二实施例的电路配置的图；

图7A是示出从第二实施例的正弦电压源输出的正弦电压的波形图；

图7B是示出从第二实施例的比较电路输出的脉宽调制脉冲电压的波形图；

图8是示出本发明第三实施例的电路配置的图表；

图9A是示出从第三实施例的乘法器输出的电压的波形图；

图9B是示出从第三实施例的比较电路输出的脉冲电压的波形图；

图9C是示出从第三实施例的比较电路输出的另一脉冲电压的波形图；

图9D是示出流经第三实施例的放电管的电流的波形图；

图10是示出本发明第四实施例的电流配置的图；

图11A是示出从第四实施例的电压控制振荡器中输出的电压的波形图；

图11B是示出从第四实施例的比较电路中输出的脉冲电压的波形图；

图11C是示出从第四实施例的比较电路中输出的另一脉冲电压的波形图；

图11D是示出第四实施例中流经放电管的电路的波形图；

图12是示出本发明第五实施例中的三角波信号和正弦信号的振幅的波形图；

图13是示出从第五实施例中的比较电路输出的脉宽调制脉冲电压的波形图；

图14是示出包含在从第五实施例比较电路输出的脉冲电压中的频率分量fs和频率分量fc的有效值、以及整体有效值的图表；

图15是示出第五实施例反相电路的输出电压的波形图；

图16是示出第五实施例谐振负载电路的等效电路配置的图表；

图17是示出当来自电源的每一频率功率被提供给如图16所示的等效电路时、在每个电阻器(电阻)R上产生的输出电压特性改变了其有效值的图表；

图18是示出当在第五实施例中的Vs＝Vc以及Vs>Vc的条件下正弦信号的振幅改变时、供给放电管的最后输出的图表；

图19是解释本发明第六实施例谐振负载电路的偏角的图像；

图20是示出在第六实施例的电感元件Lr中产生的功率VA和偏角之间的关系；

图21是示出当谐振负载电路的阻抗偏角被设置为0°时、本发明第七实施例的电感元件Lr中产生的功率VA的图表；

图22是示出第七实施例反相电路的输出电压的波形图；

图23是一图表，示出当脉冲电压的频率fc改变时，本发明第八实施例中的谐振负载电路的电感元件Lr的损耗、开关元件的损耗以及总的损耗；以及

图24是示出根据本发明第九实施例的光源的透视图。

具体实施方式

参照附图对本发明实施例进行描述。

(第一实施例)

如图1所示，DC电源1被连接到高频反相电路2。高频反相电路2具有如下的电路配置。具体地，包含有一对MOSFET 3和4的串联电路被连接到DC电源1。MOSFET4的漏极端通过串联连接的第一电容器5和电感器6被连接到放电管7的灯丝电极7a的一端。MOSFET4的源极端被连接到放电管7的另一灯丝电极7b的一端。第二电容器8被连接以提供(carry)经过灯丝电极7a和7b的另一端的预热电流。

前述电感器6、放电管7以及第二电容器8形成了一个包含LC串联谐振电路的谐振负载电路。第一电容器5是用于截止直流的电容器。MOSFET 3和4分别与作为寄生二极管的二极管9和10并联连接。

MOSFET 3和4的栅极被分别连接到驱动电路11和12。驱动电路11和12是根据来自形成控制电路的CPU13的信号而被驱动和控制的。驱动电路11包括一对MOSFET14和15；另一方面，MOSFET12包括一对MOSFET16和17。这些驱动电路11和12将来自CPU13的信号放大以对MOSFET3和4的栅极提供开关信号。

CPU13具有一内置计时器，并基于存储在存储器18中的序列程序和数据来控制对提供给驱动电路11和12的信号的计时。换言之，当进行开始操作时，CPU13执行如图2所示的操作。具体地，CPU13对放电管7预热一段预定的时间，并随后施加起始高电压一段预定的时间。在放电管被点亮之后，CPU13执行维持照明的控制。

CPU13在预热时间段内将操作频率设置为高基准频率，并基于基准频率，对驱动电路11和12输出信号。基于基准频率，驱动电路11和12分别交替地切换和驱动MOSFET3和4。

当预定时间内的预热完成时，时间段转移至启动电压施加时间段。然后，CPU13减小操作频率以将其改变为起始基准频率。在该情形中，操作频率并非在诸如毫秒量级的短时间内迅速减少，而是逐步减少以转移至起始基准频率。例如，逐步减少操作频率的变化时间段被设为大约10毫秒。在起始时间段，起始高电压被施加给放电管7。

当在预定时间消逝之后放电管7开始照亮时，时间段转移至照明维持控制时间段。然后，操作频率进一步减少以变为照明基准频率。在该情形中，操作频率并非在诸如纳秒量级的短时间内迅速减少，而是逐步减少以转移至照明基准频率。

在维持放电管7照明的控制时间段中，CPU13执行如下控制。具体地，当放电管7由来自于高频反相电路2中的高频电压所点亮时，即照明周期(1/照明频率)被设为T。一个照明周期T被分成n，即十(10)部分以对每个部分产生用于驱动MOSFET3和4的开和关的脉冲电压。脉冲电压的导通状态宽度是根据对应于照明周期T的正弦电压的波形变化而变化的。换言之，对导通状态宽度的脉宽调制以如下方式进行。即，导通状态宽度根据每个部分电压值的峰值、平均值或有效值的绝对值，变化为中→大→中→小→中→大…。CPU13将脉宽调制信号供给驱动电路11。这样，驱动电路11将如图3所示的驱动信号供给MOSFET3以驱动其开和关。此外，CPU13将与供给驱动电路11的信号反相的信号供给驱动电路12。驱动电路12将驱动信号供给MOSFET4以驱动其开和关。

在照明维持控制时间段中，CPU13按照前述计时中驱动反相电路2的成对MOSFET3和4的开和关。这样如图4所示的脉冲电压在反相电路2的MOSFET4上产生。该脉冲电压波形被供给包括前述第一电容器5、电感器6、放电管7和第二电容器8的谐振负载电路。在谐振负载电路中，谐波分量被电感器6和电容器8的滤波效应所去除。结果，施加给放电管7的电压波形大致为如图5所示的正弦电压波形。因此，正弦电流流经放电管7。

在放电管7被点亮之后的照明维持控制时间段中，照明周期T被分成十部分以对每个部分产生用于驱动MOSFET 3和4的开和关的脉冲电压。脉冲电压的导通状态宽度是根据对应于照明周期T的正弦电压的波形变化而变化的。换言之，脉宽调制如此进行，从而导通状态宽度变化为中→大→中→小→中→大…。这样，正弦波形电流从反相电路2被提供给放电管7；因此，无功功率减少。这样有助于提高功率转换效率。

在操作频率被设为高基准频率之后，放电管7被预热一段预定的时间。因此，操作频率减小至起始基准频率以施加启动电压。在该情形中，在转移至起始基准频率期间，操作频率是逐步减小的。因此，在操作频率转移时，对电路的应力(stress)很小，并且不会出现电流元件在起始就被破坏。当放电管7在起始被点亮时，基准频率减小。同样在该情形中，操作频率逐步减小，并转移至照明维持时间段的基准频率。因此，可使电路的应力很小。

(第二实施例)

相同的标号用作指代相同或对应于前述第一实施例的组件；因此，省略其细节。

根据第二实施例，如图6所描述的，用硬件电路替代CPU以对反相电路2的MOSFET3和4执行开/关控制。具体地，硬件电路具有正弦电压源(生成器)21、三角波信号源22和比较电路23。正弦电压源21生成具有频率fL的正弦电压。三角波信号源22生成具有是从正弦电压源21中生成的正弦电压频率fL的整数倍频率的三角波信号。比较电路23将来自正弦电压源21中的正弦电压与来自三角波信号源22中的三角波信号相比较。如果正弦电压高于三角波信号电压，则比较电路输出一高电平信号，但如果低于，则输出低电平信号。比较电路23的输出信号在供给驱动电路11的同时也通过反相(inversion)电路24供给驱动电路12。从正弦电压源21中生成的正弦电压的频率fL对应于照明周期，即，放电管7的照明周期。

前述配置中，如图7A所示的正弦电压是从正弦电压源21中生成的。在该情形中，比较电路23输出如图7B所示的脉冲电压，其中照明周期的一周期被分成十部分，并对每个分开的部分进行脉宽调制。脉冲电压在供给驱动电路11的同时也通过反相电路24供给驱动电路12。

每个部分的脉冲电压根据每个部分正弦电压的平均值，变为高或低电平。平均值越小，输出低电平的时间段会越长。换言之，平均值越大，输出高电平的时间段会越长。

在如上所述的方式中，脉宽调制是根据每个部分的正弦电压的平均值而进行的。

驱动电路11使用具有与图7B相同波形的驱动信号来驱动MOSFET 3的开和关。换言之，驱动电路12使用具有与图7B波形反相的波形的信号来驱动MOSFET4的开和关。

这样，在照明维持控制时间段中，如图4所示的脉冲电压产生在如前述第一实施例的反相电路2的MOSFET 4上。脉冲电压的谐波分量被电感器6和电容器8的滤波效应所去除。因此，大致具有如图5所示正弦波形的电压被施加到放电管7。结果，近似(substantially)正弦电流流经放电管7。从而，无功功率减小，以提高第二实施例中的功率转换效率。

(第三实施例)

相同的标号用作指代相同或对应于前述第一实施例的组件；因此，省略其细节。根据第三实施例，检测放电管电流以执行反馈控制。

参见图8，放电管7的另一灯丝电极7b与形成放电管电流检测装置的变压器25相连。具体地，灯丝电极7b的每一端分别与第一和第二线圈25a和25b的一端相连。第一线圈25a的另一端被连接到MOSFET4的源极端。第二线圈25b的另一端被连接到电容器8。

还提供有与前述线圈25a和25b磁性耦合的第三线圈25c。包括有二极管电桥的全波整流电路26的输入端连接于(across)线圈25c。

包括电阻器27和电容器31的并联电路连接于全波整流电路26的输出端。产生经过于端的输出电压通过电阻器32被施加到误差放大器28的反相输入端(-)。误差放大器28的非反相输入端(+)被提供以基准电压Vref。

从误差放大器28的输出被供给乘法器29。乘法器29被提供以来自正弦电压源21的正弦电压。乘法器29将来自正弦电压源21的正弦电压和来自误差放大器28中的输出相乘，以改变正弦电压的振幅，并且，将其供给比较电路23。比较电路23将来自乘法器29的正弦电压和来自三角信号源22的三角信号相比较。

前述配置中，变压器25检测流经放电管7的放电管电流。具体地，当放电管电流通过第一线圈25a流动时，在第三线圈25c中的电压减小。在该情形中，通过电容器8流动的电流的影响被第一和第二线圈25a和25b之间的关联所去除。因此，仅在第三线圈25c中感应放电管电流的电压。

在第三线圈25c中感应的电压根据放电管电流的方向而转换极性。因此，电压变成交流电压，并因此，被施加在全波整流电路26的输入端上。然后，全波整流电路26的输出端输出全波整流电压。全波整流电压经包括电阻器27和电容器31的并联电路平滑处理，并然后作为DC电压。该DC电压被输入到误差放大器28的反相输入端(-)。

当放电管电流在放电管7中处于稳定状态时，输入到误差放大器28的反相输入端(-)的DC电压大致等于基准电压Vref。在该情形中，误差放大器28的输出变为大致等于Vref的一个值。因此乘法器29具有如在图9A的波形V10所示的电压波形，它大致等于将来自正弦电压源21的正弦电压波形乘以Vref而得出的电压。比较电路23将来自乘法器29中的正弦电压波形与来自三角信号源22中的三角信号相比较。然后，如果来自乘法器29中的正弦电压高于来自三角信号源22中的三角波信号电压，则比较电路23输出一高电平信号。另一方面，如果来自乘法器29中的正弦电压低于来自三角信号源22中的三角波信号电压，则比较电路23输出一低电平信号。因此，从比较电路23中输出的脉冲电压如图9B所示。因此，在该情形下，具有如在图9D中的波形20V所示波形的电压被施加到放电管7。

在该状态中，当放电管7的放电管电流增加时，全波整流电路26的输出变大。因此，输入到误差放大器28的反相输入端(-)的电压变得大于基准电压Vref。结果，误差放大器28的输出变得小于基准电压Vref。因此，乘法器29具有一波形，其振幅小于将来自正弦电压源21中的正弦电压波形乘以Vref而得出的电压波形，参见如图9A所示的波形V11。即，来自乘法器29的电压波形的振幅变小了。

由于该原因，从比较电路23输出的脉冲电压被控制，从而低电平时间段在部分t1中变长，而在部分t2中变短。如图9C所描述。结果，流经放电管7的电流具有如在图9D的波形V21所示小振幅的波形。因此，阻止了放电管电流的增加。

当放电管7的放电管电流减小时，全波整流电路26的输出变得很小，并且输入到误差放大器28的反相输入端(-)的电压变得小于基准电压Vref。结果，误差放大器28的输出变得大于基准电压Vref。因此，来自乘法器29中的电压波形的振幅反而(conversely)变得很大。从比较电路23输出的脉冲电压被控制，从而低电平时间段在部分t1中变短，而在部分t2中变长。结果，流经放电管7的电流的振幅变得很大；因此，阻止了放电管电流的减小。

从而，通过前述反馈控制，流经放电管7的电流保持恒定。此外，通过前述的反馈控制获得了限流效应。因此，即使使用了具有小电容的电感器6，整体上也可获得足够的限流效应。结果，放电管被稳定地保持在照明状态。当然，在第三实施例中，使用类似前述实施例的简单控制可提高功率转换效率。

(第四实施例)

根据第四实施例，检测放电管电流以执行反馈控制，类似第三实施例。相同的标号用作指代相同或对应于前述第一实施例的组件；因此，省略其细节。

如图10所示，电压控制振荡器(VCO)30用作替代图8所示的前述正弦电压源21和乘法器29。其它的配置与图8相同。误差放大器28的输出被施加在电压控制振荡器30上，并且电压控制振荡器30的输出被施加在比较电路23上。

当在放电管7中的放电管电流处在稳定状态中时，输入到误差放大器28的反相输入端(-)的DC电压大致上等于基准电压Vref。在该情形中，误差放大器28的输出变为大致等于Vref的一个值。因此，电压控制振荡器30输出具有如在图11A的波形V30所示的基准频率fL的正弦电压。

在该情形中，从比较电路23输出的脉冲电压在图11B中示出。因此，具有如图11D的波形V40所示波形的电流流经放电管7。

在该情形中，当放电管7的放电管电流增加，全波整流电路26的输出变得很大。因此，输入到误差放大器28的反相输入端(-)的电压变得大于基准电压Vref。结果，误差放大器28的输出小于基准电压Vref。因此，电压控制振荡器30将输出正弦电压的频率增加得比基准频率fL要多，参见图11A的波形V31。

在比较电路23中从电压控制振荡器30中输出的正弦电压与来自三角信号源22的三角信号相比较。如果电压控制振荡器30中输出的正弦电压高于来自三角信号源22的三角信号，则比较电路23输出高电平信号。另一方面，如果电压控制振荡器30中输出的正弦电压低于来自三角信号源22的三角信号，则比较电路23输出低电平信号。因此，当从电压控制振荡器30输出的正弦电压的频率变得很高时，从比较电路23输出的脉冲电压发生图11C所示的变化。结果，施加到放电管7的电压具有如在图11D的波形V41所示的高频率；因此，阻止了放电管电流的增加。

相反地，当放电管7的放电管电流减小时，全波整流电路26的输出变得很小，并且输入到误差放大器28的反相输入端(-)的电压变得小于基准电压Vref。结果，误差放大器28的输出变得大于基准电压Vref。这样，可使从电压控制振荡器30输出的正弦电压的频率低于基准频率fL。

从电压控制振荡器30输出的正弦电压的频率变得很低，并且因此，从比较电路23输出的脉冲电压根据前述的频率变化而变化。因此，施加到放电管7的电压的频率变得很低；结果，阻止了放电管电流的减小。

从而，通过前述反馈控制，流经放电管7的放电管电流保持恒定。此外，通过前述反馈控制，还可获得限流效应。因此，即使使用了具有小电容的电感器6，整体上也可获得足够的限流效应。结果，放电管被稳定地保持在照明状态。当然，在第三实施例中，使用类似前述实施例的简单控制可提高功率转换效率。

(第五实施例)

第五实施例有关如下设置。例如，在第二实施例，即图6中，放电管7的照明频率被设为fs，且从比较电路23输出的脉冲电压的频率被设为fc(>fs)。在使用额定负载的谐振负载电路的输出电压频率特征中，频率分量fs和频率分量fc的输出电压Vs和Vc被设为具有关系Vs>Vc。

做出了前述的设置，从而改变了来自正弦电压源21的正弦电压。这样，就有可能改变施加在负载，即放电管7上的输出电压，并且充分保护了输出电压的控制边界(margin)。

例如，如图12所示，来自三角波信号源22的三角波信号S1的振幅被设为1。来自正弦电压源21的正弦信号S2的振幅被设为0.8。放电管7的照明频率被设为50KHz，从比较电路23输出的脉冲电压的频率被设为1MHz。在该情形中，如果正弦信号S2的电压大于三角波信号S1的电压，则比较电路输出输出“1”。另一方面，如果正弦信号S2的电压小于三角波信号S1的电压，则比较电路输出输出“0”。从比较电路23输出的脉宽调制脉冲电压的波形如图13所示。

当三角波信号S1的振幅被设为“1”时，图14是示出有效值的一图表。在该情形中，图14对正弦信号S2的振幅示出包含在从比较电路23输出的脉冲电压波形中的频率fs和fc分量的有效值。在图14的图表中，曲线g1代表频率fs分量的有效值，曲线g2代表频率fc分量的有效值。曲线g3代表前述频率fs和fc分量的有效值的相加值。

从图14中可看出：例如，当正弦信号S2的振幅是0.6时，频率fs分量的有效值大约为0.4，同时频率fc分量的有效值大约为0.7。当正弦信号S2的振幅是0.8时，频率fs和fc分量两者的有效值均大约为0.6。当正弦信号S2的振幅是1.0时，频率fs分量的有效值大约为0.7，同时频率fc分量的有效值大约为0.4。此外，当正弦信号S2的振幅是0.4或者更高时，可以看到频率fs和fc分量的有效值的总和大致稳定在1.13。

来自比较电路23的脉冲电压被施加在驱动电路11上以转换和驱动反相电路2的MOSFET 3。此外，使用反相电路24脉冲电压被反相，并且被施加给驱动电路12以转换和驱动反相电路2的MOSFET 4。这样，如图15所示的脉宽调制输出电压从反相电路2中生成。该输出电压被施加给包括第一电容器5、电感器6、放电管7、以及第二电容器8的谐振负载电路。在该情形中，根据谐振负载电路的频率特性，输出被施加给负载，即放电管7。

具体地，对于包括在从反相电路2输出的脉宽调制输出电压中的每个频率分量，获得了对应于谐振负载电路增益的输出。因此，结合这些输出的输出作为最后输出被施加给放电管7。

为了获得具有近似正弦波形的施加给放电管7的最后输出，下面的是必需的。具体地，必需利用谐振负载电路的频率特性来削弱包括频率fc分量的谐波分量。

此外，从图14的图表可看出，如果频率fs分量的有效值很大，频率fc分量的有效值将变得很小。例如，当正弦信号S2的振幅是0.6时，频率fs分量的有效值大约为0.4，同时频率fc分量的有效值大约为0.7。在该情形中，如果每个频率功率从电源AC被施加到如图16所示的谐振负载电路的等效电路，则获得了如下的特性。具体地，如图17中实线所示的特性是作为在电阻器R上产生的输出电压而获得的。

在图16的等效电路中，Lr代表电感器元件，Cf代表电容器元件以及R代表在放电管7的额定操作中的等效负载电阻。

谐振负载电路的谐振频率(1/2π√Lr·Cf)被设为大于频率fs而低于频率fc。

在图17的图表中，实线曲线g11示出AC的有效值大约为0.4的情形。实线曲线g11示出AC的有效值大约为0.7的情形。这对应于正弦信号S2的振幅被设为0.6的情形。

参见图14的图表，当正弦信号S2的振幅被设为0.6时，频率fs分量的有效值大约为0.4，同时频率fc分量的有效值大约为0.7。前述有效值的总和基本上恒定。此外，当正弦信号S2的振幅从0.8变为1.0时，频率fs分量的有效值变得很大，同时频率fc分量的有效值变得很小。但是，前述有效值的总和基本上恒定，即不变。

这意味着当使用来自比较电路23的脉冲电压来驱动反相电路2时，与上面相同的频率特性存在于从反相电路2中输出的脉宽调制输出电压中。具体地，当正弦信号S2的振幅从0.6变为1.0时，频率fs和fc分量的每个有效值在来自反相电路2的输出电压中是可变的。但是，这些值的总和基本是恒定的。

在图17，对下列输出电压Vs和Vc1的关系进行研究。前述Vs是当AC的有效值大致为0.4时，频率fs中的输出电压。前述Vc是当AC1的有效值大致为0.7时，频率fc中的输出电压。结果，如果Lr和Cr被设置，使得输出电压Vs和Vc1变得大致相同，则即使正弦信号的振幅从0.4变为1.0，输出电压的有效值也并非几乎不变。

换言之，如下内容存在于关系中，从而频率fs和fc的前述输出电压变得大致相等。具体地，可见即使正弦信号S2的振幅从0.2变为1.0，施加给放电管7的最后输出基本不变，如图18的图表中的曲线g3所示。

因此，本发明者提出一项建议，在频率fs的输出电压Vs和频率fc的输出电压Vc之间存在有差异。从如图17所示的特性，电感器元件Lr以及电容器元件Cf改变，或者频率fc改变，并且，因而关系式Vs>Vc被设置。已经做出有关前述设置的实验。

前述电感器元件Lr和电容器元件Cf被设置，从而在频率fc附近的输出电压大大减小。之后，对出现在(appearing across)电阻器R上的输出电压特性进行测量。当AC的有效值大约为0.4时，获得如图17的图表中的虚线曲线g21所示的特性。此外，当AC的有效值大约为0.7时，获得如图17的图表中的虚线曲线g22所示的特性。从前述的特性中，在当AC大约为0.4时频率fs的输出电压Vs以及当AC大约为0.7时频率fc的输出电压Vc2之间存在有关系式Vs>Vc2。

在如上所述的条件下，正弦信号S2的振幅从0.2变为1.0。结果，可见施加给放电管7的最后输出进行如图18的图表中曲线g4所示的改变。具体地，放电管7的频率被设为fs，并且从比较电路23输出的脉冲电压的频率被设为fc(>fs)。在使用放电管7的额定操作中的等效负载电阻的谐振负载电路的输出电压频率特性可进行如下设置。即，做出设置，从而在频率fs分量的输出电压Vs和频率fc分量的输出电压Vc之间获得有关系式Vs>Vc。这样，来自正弦电压源21的正弦电压的振幅改变，以改变施加给放电管7的输出电压。此外，输出电压的控制边界得到了足够的保护。

这样，来自正弦电压源21的正弦电压改变，以对放电管7执行照明控制。此外，可简单地控制输出，以适应于要点亮的放电管7的额定值(rating)。

从图17的图表所示的实线曲线g12中，可见频率fc很大，并且频率fc的输出电压Vc1减小。因此，来自正弦电压源21的正弦电压的振幅改变，以改变施加给放电管7的输出电压。在该情形中，频率fc可以很大，同时不改变电感器元件Lr和电容器元件Cf。

第五实施例用于第二实施例；但是，这不限于第二实施例。第五实施例可用于第一、第三和第四实施例。

(第六实施例)

在第五实施例中，放电管7的频率被设为fs，并且从比较电路23输出的脉冲电压的频率被设为fc(>fs)。在使用放电管7的额定操作中的等效负载电阻的谐振负载电路的输出电压频率特性可做出如下设置。即，做出设置，从而在频率fs分量的输出电压Vs和频率fc分量的输出电压Vc之间获得有关系式Vs>Vc。根据第五实施例，给出如下条件。即，对于放电管7的照明频率fs，使用额定负载的谐振负载电路的阻抗偏角被设置在-20°到40°的范围内。

具体地，对于无限施加给反相电路2的直流电压VDC，存在着用于对放电管7提供预期能量的电感器元件Lr和电容器元件Cf的结合在。由于该原因，很难简单地指定出电感器元件Lr和电容器元件Cf的结合以减少无功功率和电路损耗。

另一方面，在图16的等效电路中，谐振负载电路的阻抗Z用根据电源AC的下列等式来表示。

Re(Z)+j·Im(Z)＝jωLr+1/(1/R)+jωCf

当用矢量来表示前述等式时，该矢量如图19所示。在该情形中，阻抗Z和实部“Re(z)”形成的角度就是偏角。即，给出偏角＝tan^-1(Im(z)/Re(z))。

从图19所示的矢量，偏角可以很小。并且因此，有可能减小虚部。这用作减小无功功率。因此，为了减小无功功率和电路损耗，利用电路阻抗Z的偏角来指定谐振负载电路。

例如，给出如下条件。

直流电压VDC：350V

照明频率fs：20kHz

脉冲电压频率fc：200kHz

在放电管7的额定操作中的等效电阻：300Ω

放电管7的额定电流：0.37A

在前述条件中，偏角依次变为-40°、-20°、0°、20°、40°、和60°。然后，当那时标定功率(plotting power)VA在电感器元件Lr中生成时，可获得如图20所示的结果。

从图20所示的结果中，如果偏角被设置在-20°到40°的范围内，有可能使得在电感器元件Lr中生成的功率VA很小，并且因此，以减小无功功率。具体地，在电感器元件Lr中生成的功率VA在0°到20°的范围内可以做到足够小；因此，可大幅减小无功功率。

相反地，如果偏角变得小于-20°，则在电感器元件Lr中生成的功率VA迅速增加。如果偏角变得超过40°，则在电感器元件Lr中生成的功率VA如同前面的情形一样迅速增加。因此，无功功率在偏角小于-20°的范围、以及大于40°的范围中增加。由于该原因，因为电路损耗变得很大，所以前述范围并非理想的。

从而，偏角被设在-20°到40°的范围内。这样，在电感器元件Lr中产生的功率VA就可以做到很小；因此，在谐振负载电路中可以减小电路损耗。此外，在电感器元件Lr中产生的功率VA可以很小；因此，可以使用很小尺寸的电感器6。

(第七实施例)

在第六实施例中，放电管7的频率被设为fs，并且从比较电路23中输出的脉冲电压的频率被设为fc(>fs)。在使用放电管7的额定操作中的等效负载电阻的谐振负载电路的输出电压频率特性可做出如下设置。即，做出设置，从而在频率fs分量的输出电压Vs和频率fc分量的输出电压Vc之间获得有关系式Vs>Vc。此外，对于放电管7的照明频率fs，使用额定负载的谐振负载电路的阻抗偏角设在-20°到40°的范围内。根据第七实施例，还给出了如下条件。具体地，从DC电源1施加到反相电路2上的直流电源电压VDC被设置，从而有效值VLrms和Virms变得大致彼此相等。前述VLrms是放电管7的照明频率fs分量的有效值，包含在使用额定负载的谐振负载电路中产生的负载电压中。前述Virms是放电管7的照明频率fs分量的有效值，包含在反相电路2中产生的输出电压中。

例如，在具有如图6所示电路配置的放电管照明装置中给出如下条件。

放电管7的照明频率fs：20kHz

脉冲电压的频率：200kHz

相对于来自三角波信号源22的三角波信号，从正弦电压源21中产生的正弦电压的调制度(modulation degree)为：0.9

放电管7的额定电流：0.37A

放电管电压：113V

在前述条件下，对于来自DC电源1的DC电源电压VDC，谐振负载电路的阻抗偏角设为0°。这里，谐振负载电路包括第一电容器5、电感器6、放电管7以及第二电容器8。此外，将电压VDC用作参数，对相对于每个DC电源电压VDC在电感器元件Lr中产生的能量VA进行测量。获得了图21中所示的结果。

图21中所示的图表表示了一种状态：电源电压VDC设置得越高，在电感器元件Lr中产生的能量VA就变得越低。换言之，这意味着电源电压VDC设置得越高，电感器6的尺寸就可以做到越小。

从谐振负载电路施加到反相电路2的输出电压具有脉宽调制波形。脉宽调制波形包括正弦电压和脉冲电压的每一频率分量。利用振幅为0.9的正弦电压对振幅为1.0的三角波信号进行调制。因此，来自反相电路2的输出电压的调制度为0.9。因此，来自反相电路2的输出电压具有图22中所示的电压波形。

在该情形中，使用如下等式来表示调制信号分量。

$\mathrm{Virms}=\mathrm{VDC}/\left(2\sqrt{2}\right)\·\mathrm{\α}$

其中，前述Virms是放电管7的照明频率fs分量的有效值，包含在反相电路2中产生的输出电压中，并且α是调制度。

Virms的有效值被设为大致等于放电管7的照明频率fs分量的有效值VLrms，它包含在使用额定负载的谐振负载电路中产生的负载电压中。这样，DC电源电压被设为更高。具体地，有效值VLrms等于放电管电压。因此，在前述情形中给出的VLrms＝113V。如上所述，给出α＝0.9；因此，来自前述等式的DC电源电压VDC是355V。该电压值是可设置DC电源电压的上限值。如果DC电源电压VDC被设为高于355V，则不可能设置出所需的电感器元件Lr和电容器元件Cf。

如上所述，DC电源电压VDC被设置得更高，并且因此，在电感器元件Lr中产生的功率VA可以做到很小。因此，在谐振负载电路中可减少电路损耗。此外，在电感器元件Lr中产生的功率VA可以做到很小；因此，所用的电感器6的尺寸可以做到很小。

(第八实施例)

根据第八实施例，在具有如图6所示电路配置的放电管照明装置中给出如下条件。

放电管7的照明频率fs：20kHz

相对于来自三角波信号源22的三角波信号，从正弦电压源21中产生的正弦电压的调制度(modulation degree)为：0.9

当放电管7处在额定照明时，在照明频率中的谐振负载电路的阻抗偏角为：0。

在前述条件下，当对脉冲电压的频率fc以及开关元件3和4的损耗进行测量时，对谐振负载电路的电阻元件Lr进行测量。

结果在图23中示出。参见图23，当脉冲电压频率fc＝40kHZ＝2*照明频率fs时，前述电感器元件Lr以及开关元件3和4的损耗变为最小。当脉冲电压频率fc＝40kHZ＝2*照明频率fs时，前述两个开关元件的损耗的总和变为最小。

电感器元件Lr的最小点存在于脉冲电压频率fc＝500kHz附近。但是，由于脉冲电压频率fc是开关频率，转换损耗会增加。

因此，必需减小前述电感器元件Lr以及开关元件3和4的开关损耗，同时又不会大量增加两个开关元件3和4的开关损耗。为了达到该目的，最好是将脉冲电压频率设置在小于5倍于照明频率fs的范围内。具体地，根据第八实施例，脉冲电压频率fc被设置在30kHz到100kHz的范围内，较佳地，从30kHz到50kHz的范围。

(第九实施例)

第九实施例涉及包括每个实施例中都有描述的放电管照明设备的照明单元。

图24示出光源100。光源100具有如下结构。具体地，光源主体101的插座102附在放电管103上。根据前述实施例的任何放电管照明设备在光源100中置为放电管照明设备104。放电管照明设备104点亮放电管103。

在如上所述的方式中，有可能实现包括前述每个实施例中描述的放电管照明设备的光源。换言之，有可能实现光源，它可以增加功率转换效率。但是，使用了应用反馈控制的放电管照明设备。这样，有可能实现照明单元，即使电感器6做得很小，它也能够稳定维持放电管的照明。

此外，放电管照明被配置，从而在频率fs和fc分量的输出电压Vs和Vc之间给出关系Vs>Vc。使用具有前述配置的放电管照明设备，因此实现了能够有效保护输出电压的控制边界的照明单元。此外，对于放电管的照明频率，谐振负载电路的阻抗偏角被设为从-10°到40°的范围内。DC电源电压被设置，从而有效值VLrms和Virms大致彼此相等。在该情形中，前述VLrms是放电管的照明频率fs分量的有效值，包含在谐振负载电路中产生的负载电压中。前述Virms是放电管的照明频率fs分量的有效值，包含在反相电路2中产生的输出电压中。这样，减小了电路损耗；并且，有可能实现将电感器尺寸做得很小的照明单元。

工业应用

本发明可应用于可减小无功功率以提高功率转换效率的放电管照明设备，以及照明单元。

Claims (7)

1.一种放电管照明设备，其特征在于，包括：

反相电路，对开关元件执行开/关控制以将直流电源电压转换成高频电压；

谐振负载电路，配备有来自所述反相电路的高频电压，并包括电感器、电容器以及以预定照明频率fs照亮的放电管，并且还被配置成当所述放电管在额定值下运行时，对于照明频率fs的偏角设定在阻抗的-20°到40°的范围内；以及

控制电路，执行如下控制：连续产生脉冲电压，该脉冲电压以短于所述放电管照明周期的周期驱动所述开关元件的开和关；并且根据对应于所述照明周期的正弦电压的波形变化，对所述脉冲电压的导通状态宽度进行脉宽调制；还将近似正弦电流从所述反相电路提供给所述放电管。

2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述DC电源电压被设置成：当所述放电管在额定操作时，包含在所述谐振负载电路中产生的负载电压中的、所述放电管的照明频率fs分量的有效值VLrms变为大致等于包含在所述反相电路中产生的输出电压中的、所述放电管的照明频率fs分量的有效值Virms。

3.一种放电管照明设备，其特征在于，包括：

反相电路，对开关元件执行开/关控制以将直流电源电压转换成高频电压；

谐振负载电路，配备有来自所述反相电路的高频电压，并包括电感器、电容器、和以预定照明频率fs照亮的放电管；以及

控制电路，连续产生以短于所述放电管照明周期的周期驱动所述开关元件开关的脉冲电压，使脉冲电压频率fc设在小于照明频率fs五倍的范围内的，根据对应于所述照明周期的正弦电压的波形变化对所述脉冲电压的导通状态宽度进行脉宽调制，并控制近似正弦电流从所述反相电路提供到所述放电管。

4.一种放电管照明设备，其特征在于，包括：

反相电路，对开关元件执行开/关控制以将直流电源电压转换成高频电压；

谐振负载电路，配备有来自所述反相电路的高频电压，并包括电感器、电容器、和以预定照明频率fs照亮的放电管；以及

控制电路，执行如下控制：连续产生脉冲电压，该脉冲电压以短于所述放电管照明周期的周期驱动所述开关元件的开和关；并且根据对应于所述照明周期的正弦电压的波形变化，对所述脉冲电压的导通状态宽度进行脉宽调制；还将近似正弦电流从所述反相电路提供给所述放电管；

放电管电流检测装置，用于检测流经放电管的放电管电流；以及

反馈控制装置，用于对频率执行可变控制，以使放电管电流变为恒定，该频率使对应于照明周期的正弦电压波形用来根据由所述放电管电流检测装置所检测到的放电管电流量对导通状态宽度进行脉宽调制。

5.如权利要求1、3、4中任意一项所述的设备，其特征在于，所述控制电路进行如下控制：

在对所述放电管进行一段预定时间的预热的同时，对驱动所述开关元件开和关的驱动频率执行可变控制；

施加一段预定时间的启动电压，并在放电管启动之后执行照明维持控制；

至少在从预热基准驱动频率到启动电压施加基准驱动频率的转变中执行逐步改变频率的控制；

在照明维持控制中以短于所述放电管照明周期的周期连续产生驱动所述开关元件开关的脉冲电压；

根据对应于所述照明周期的正弦电压的波形变化，对所述脉冲电压的导通状态宽度进行脉宽调制；以及

将近似于正弦的电流从所述反相电路提供给所述放电管。

6.如权利要求1、3、4中任一项所述的设备，其特征在于，所述控制电路将脉宽调制的调制度设为0.8或者更高。

7.一种光源，其特征在于，包括：

根据权利要求1、3、4中任意一项的放电管照明设备；以及

具有所述放电管照明设备的光源主体。

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