CN100465851C - 一种带隙基准参考源 - Google Patents

Abstract

本发明属于集成电路技术领域，具体为一种针对模拟电路应用的低温度系数、低噪声的新型带隙基准参考源。电误差放大器、PMOS控制管、PMOS输出管、控制电阻、输出电阻和带隙电流产生电路组成。该带隙基准参考源可以产生稳定的电压和电流，并且它的核心控制部分只采用一个PMOS管，而不是传统的两个PMOS管，因而避免了控制管的失配而造成的误差，同时与传统结构相比，在输出管与控制管1∶1镜像的情况下，产生同样的参考电压可以采用一半阻值的输出电阻，因而降低了输出端的电阻热噪声。另外，由于是零温度系数电流而非电压用于产生参考值，因此该带隙基准源能够在低电压下工作。仿真结果表明该带隙基准源能产生低温度系数的参考电压和参考电流。

Description

一种带隙基准参考源

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，具体涉及一种给模拟电路提供低温度系数参考电压和参考电流的新型带隙基准参考源(Bandgap Reference)。

背景技术

带隙基准参考源通常是模拟和混合信号处理系统中重要的组成模块，它们用来提供高稳定度的参考电平和参考电压，对于系统的性能起着至关重要的作用。随着半导体技术的发展，人们越来越多地将带隙基准源集成到整个系统中，而不是做为分立电路或单一芯片工作。而在深亚微米工艺中，电路元器件的失配以及电路的噪声都是高性能模拟电路设计的阻碍因素。因此，带隙基准源的设计中，如何降低失配和噪声的影响成为人们需要解决的问题。

传统的带隙基准参考源常常使用误差放大器控制两个PMOS管的电流，然后采用输出镜像管和输出电阻来生成需要的参考电流和参考电压。因此，受控管的失配会产生误差，不仅是参考电平的绝对误差，还会产生温度系数的漂移，使得产生的参考不够稳定。另外，当输出镜像管与受控管是1:1的镜像关系时——这是人们比较倾向于采取的比例，输出管的电流就与单个受控管的电流相等，也就是受控总电流的一半，因此，产生一定的参考电压需要更大的输出电阻，从而输出端口产生了更大的电阻热噪声。

随着便携式设备的发展，延长电池使用寿命也成为人们追求的一个目标。因此，低功耗设计是现在的集成电路设计中主流研究方向之一。在低功耗设计中，降低电源电压是一个常常采用的手段，也是随着半导体器件尺寸缩小所需要采取的一种技术。在片上系统中，不仅数字电路的电源电压降低，模拟电路也需要降低工作电压。因此，带隙基准源如何保持低电压工作也是设计中的一个难点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种可降低失配和噪声影响，并可保持低电压工作的高性能带隙基准参考源。

本发明提出的新型带隙基准参考源，其电路如图1所示。它由误差放大器A、PMOS控制管M1、PMOS输出管M2、控制电阻、输出电阻以及带隙电流产生电路组成；其中，控制管M1与输出管M2的栅极接在一起，并与误差放大器A的输出端连接，它们的源极和衬底都接在电源VDD上，输出管M2的漏极接在输出电阻R6的一端；控制电阻R4和R5的公共端与控制管M1漏极连接，另一端分别接在误差放大器A的正、负输入端VB和VA；控制管M1的电流通过两个控制电阻R4和R5输送给带隙电流产生电路；带隙电流产生电路由3个电阻R1、R2、R3以及2个三极管Q1和Q2构成，其中，电阻R1和R2有一公共端，都接地；另一端分别接误差放大器A的负输入端VA、正输入端VB，电阻R3一端接在误差放大器A的正输入端VB，另一端接在三极管Q2的发射极上；三极管Q1和Q2都接成二极管连接方式，即它们的基极和集电极接在一起，并接地。

本发明中，输出管M2和控制管M1构成镜像电源流，其电流本身构成低温度系数的带隙电流源，且该电流通过不同的输出电阻组合能够产生不同的低温度系统的输出参考电压。

本发明中，可通过调整控制电阻R4和R5的阻值，使本参考源能够工作在不同的电源电压下。降低阻值，则在低电源电压下也能够正常工作；提高阻值，则提高了误差放大器A的控制能力，使得误差放大器A的正负输入端电压差更接近于零。

本发明中，带隙电流产生电路中，电阻R1和R2的阻值相等，但与电阻R3的阻值不相等。

为了消除传统带隙基准参考源电路中的控制管失配带来的误差，本发明采用单一PMOS控制管M1，由该控制管给两个控制电阻R4和R5提供两路电流。电阻R4与R5阻值大小相等。误差放大器A连接成负反馈方式，使得VA和VB两点的电压相等，因此流过控制电阻R4和R5的电流也相等，都是IR4。电阻R1和R2大小相等，因此它们流过的电流也相等。从而，双极型晶体管Q1流过的电流与Q2或电阻R3流过的电流也相等。电阻R1或R2的电流IR2等于Q1的发射极—基极电压VEB1除以它们的阻值。由于VEB1具有负温度系数，因此电流IR2也具有负温度系数；电阻R3的电流IR3等于R3两端的电压，即Q1与Q2的发射极—基极电压之差dVEB，除以电阻R3阻值。由于dVEB具有正温度系数，因此，只要适当调整电阻比值和晶体管饱和电流比值，电流IR2与IR3的和即电流IR4或IR5就可以具有零温度系数。控制管M1的电流等于IR4与IR5之和，也相应地具有零温度系数，输出管M2的电流以及输出电压也是如此。

从以上分析中可以看出，由于控制电流仅仅由控制管M1提供，因此消除了传统结构中的两个PMOS管失配而带来的误差，这种误差可能会导致整个带隙基准源的温度系数大的漂移。本发明中，仅一个控制管M1，输出管M2与控制管M1匹配，在实际制造过程中，输出管M2与控制管M1的失配也会造成输出电压和电流的误差，但是不会产生温度系数的漂移。

从以上分析中还可以看出，本发明中当输出管M2与控制管M1采取1:1的尺寸比例时，输出管M2的电流IM2等于控制管M1的电流IM1，都是两个控制电阻的支路电流IR4与IR5之和。与传统结构相比，输出电流增大了一倍，这样，产生相同大小的输出电压，就可以采用一半阻值的输出电阻R6，因此输出电压会具有更小的电阻热噪声。

本发明采用单个PMOS控制管提供两路控制电流，从而避免了晶体管的失配带来的误差，并且，当输出管与控制管镜像时，输出电流等于两路控制电流的总和，因此，产生一定的参考输出电压所需要的输出电阻阻值降低一半，使得输出电阻热噪声降低，有利于高精度模拟和混合信号处理系统的应用，另外，采用零温度系数电流而非电压产生输出参考，使得它在低电压下也能够工作。

附图说明

图1为本发明的电原理图

具体实施方式

新型带隙基准参考源的电原理图见图1所示，做出如下两点假设：

1.误差放大器A增益足够大并且输入无失调，因此负反馈使得VA和VB点电压相等。

2.输出管M2和控制管M1的失配以及电阻失配均可以忽略不计。

图1中，双极型晶体管的电流与其发射极—基极电压之间关系为：

$I_Q=I_S(e^{{\mathrm{qV}}_{\mathrm{EB}}/\mathrm{kT}}-1)\≈I_S{e}^{{\mathrm{qV}}_{\mathrm{EB}}/\mathrm{kT}}---\left(1\right)$

其中，I_S为晶体管饱和电流，q为电子电荷量，V_EB为晶体管的发射极—基极电压，k为波尔兹曼常数，T是绝对温度。因此，从公式(1)可以推导出晶体管的发射极—基极电压为：

$V_{\mathrm{EB}}=\frac{\mathrm{kT}}{q}\ln \frac{I_Q}{I_S}=V_T\ln \frac{I_Q}{I_S}---\left(2\right)$

由于R4与R5阻值相等，VA与VB电压相等，因此R4和R5电流相等；另外，R1和R2阻值相等，从而它们的电流也相等；因此，晶体管Q1与Q2的电流I_Q1与I_Q2相等，它们的发射极—基极电压之差为：

${\mathrm{dV}}_{\mathrm{EB}}=V_{\mathrm{EB}1}-V_{\mathrm{EB}2}=V_T\ln \frac{I_{Q1}}{I_{S1}}\frac{I_{S2}}{I_{Q2}}=V_T\ln \frac{I_{S2}}{I_{S1}}---\left(3\right)$

从图1看出，上式所表示的电压差正是电阻R3两端电压V_R3。假设Q1与Q2管的发射极面积之比为1:N，N为一整数，从而它们的饱和电流之比也为1:N。因此，上式成为：

dV_EB＝V_R3＝V_T ln N                         (4)

因此，流过Q2管的电流，即电阻R3的电流为：

$I_{Q2}=I_{R3}=\frac{V_T\ln N}{R3}---\left(5\right)$

另一方面，电阻R2两端的电压为VB点电压，等于VA点电压，也即等于Q1管的发射极—基极电压V_EB1，因此，电阻R2的电流为：

$I_{R2}=\frac{V_{\mathrm{EB}1}}{R_2}---\left(6\right)$

电阻R4的电流等于R2与R3电流之和：

$I_{R4}=I_{R2}+I_{R3}=\frac{V_{\mathrm{EB}1}}{R_2}+\frac{V_T\ln N}{R3}=\frac{1}{R_2}(V_{\mathrm{EB}1}+V_T\frac{R_2}{R3}\ln N)---\left(7\right)$

在室温下，V_EB1的温度系数约为-1.5mV/℃，而V_T的温度系数约为+0.087mV/℃，因此，当 $\frac{R_2}{R3}\ln N\≈17.2$ 时，电阻R4的电流温度系数约为零，产生了零温度系数电流。输出管M2与M1镜像，它们的电流相等，都为电阻R4和R5的电流之和：

$I_{M2}=I_{M1}=I_{R4}+I_{R5}={2I}_{R4}=2\frac{1}{R_{\text{2}}}(V_{\mathrm{EB}1}+V_T\frac{R_2}{R3}\ln N)---\left(8\right)$

因此，输出电压即电阻R6两端电压为：

$V_{\mathrm{BG}}=V_{R6}=2\frac{R6}{R_{\text{2}}}(V_{\mathrm{EB}1}+V_T\frac{R_2}{R3}\ln N)---\left(9\right)$

由上式可看出，产生的带隙基准电压由电阻R6与R2的阻值之比决定，从而可以产生很低的参考电压；并且，系数2说明电阻R6可以取一半的阻值用于产生一定的电压。

仿真结果表明，本发明的带隙基准参考源能够产生低温度系数的参考电压和参考电流，并且可以降低输出端的电阻热噪声。

Claims (4)

1.一种带隙基准参考源，其特征在于它由误差放大器(A)、PMOS控制管(M1)、PMOS输出管(M2)、控制电阻、输出电阻以及带隙电流产生电路组成；其中，PMOS控制管(M1)与PMOS输出管(M2)的栅极接在一起，并与误差放大器(A)的输出端连接，它们的源极和衬底都接在电源VDD上，PMOS输出管(M2)的漏极接在输出电阻R6的一端；控制电阻R4和R5的公共端与PMOS控制管(M1)漏极连接，另一端分别接在误差放大器(A)的正、负输入端VB和VA；PMOS控制管(M1)的电流通过两个控制电阻R4和R5输送给带隙电流产生电路；带隙电流产生电路由3个电阻R1、R2、R3以及2个三极管Q1和Q2构成，其中，电阻R1和R2有一公共端，都接地；另一端分别接误差放大器(A)的负输入端VA、正输入端VB，电阻R3一端接在误差放大器(A)的正输入端VB，另一端接在三极管Q2的发射极上；三极管Q1和Q2都接成二极管连接形式，并接地，即三极管Q1和Q2的射极为二极管阳极，集电极和基极均接地为二极管阴极。

2.根据权利要求1所述的带隙基准参考源，其特征在于所述PMOS控制管(M1)和PMOS输出管(M2)采取1：1的尺寸比例。

3.根据权利要求1所述的带隙基准参考源，其特征在于所述控制电阻R4和R5的阻值相等。

4.根据权利要求1所述的带隙基准参考源，其特征在于所述带隙电流产生电路中的电阻R1和R2的阻值相等，它们与电阻R3的阻值不相等。