CN100447699C

CN100447699C - 低压降电压调节器

Info

Publication number: CN100447699C
Application number: CNB038041170A
Authority: CN
Inventors: 卢多维克·奥迪亚特; 热拉尔德·米亚勒
Original assignee: Freescale Semiconductor Inc
Current assignee: SK Hynix Inc
Priority date: 2002-02-18
Filing date: 2003-02-12
Publication date: 2008-12-31
Anticipated expiration: 2023-02-12
Also published as: WO2003069420A2; CN1633630A; KR20040086404A; US7253595B2; WO2003069420A3; AU2003212240A8; KR100981034B1; EP1336912A1; AU2003212240A1; JP4236586B2; US20050225306A1; JP2005518010A

Abstract

一种低压降电压调节器，其具有流通设备(M<sub>P</sub>)、误差放大器(M1-M51)和双调节环，该双调节环包括DC反馈环(R1，R2)和包括高通滤波器(Cf)的AC反馈环(Rf，Cf)。组合这两个环生成了超低频内极点，使得调节器充分稳定且独立于输出旁路电容器的值。这提供了下述优点：允许使用很低的旁路电容器；允许扩展PSRR频率特性；允许增加调节器的效率(减少高负载上的功率消耗)。

Description

低压降电压调节器

技术领域

本发明涉及电压调节器，尤其涉及低压降(LDO)电压调节器。

背景技术

低压降电压调节器是一种调节器电路，其提供规定且稳定的DC电压(它的输入输出电压差典型的是低的)。电路的工作是基于反馈放大的误差信号，该信号被用于控制驱动负载的流通(pass)设备(比如功率晶体管)的输出电流。压降电压是在没有得到调节时的输入/输出差分电压的值。

调节器的低压降特性使得它适用于(胜于其它类型的调节器，比如dc-dc变换器和开关调节器)许多应用，比如汽车、便携式的和工业应用。在汽车工业中，低压降电压在汽车的电池电压可能低于6V的冷车发动(cold-crank)的情况下是必需的。在移动电池操作的产品(比如蜂窝电话、寻呼机、照相记录仪和膝上型电脑)中，对于LDO电压调节器的增加的需求也是明显的，其中LDO电压调节器典型的需要根据电压降小的低压条件来调节。

典型的已知LDO电压调节器是用差分晶体管对、中间级晶体管和耦合到大的(外部)旁路电容器的流通设备。这些元件构成提供电压调节的DC调节环。

根据该应用，调节器的关键元件通常是它的旁路电容器。确实，为确保所有工作条件下的稳定性，使用了高值的电容。这在PCB则需要大区域，在其上建立调节器电路，并具有较高的成本。

然而，已知的LDO电压调节器具有缺点，它难于(i)有效的每100mA输出电流把旁路电容器减少大约1μF，和(ii)有效的增加PSRR频率特性而不过高增加功率消耗。

因此，需要一种低压降电压调节器，其中可以减轻上述的缺点。

发明内容

根据本发明，提供了一种低压降电压调节器，其包括：流通装置，其用于可控地根据对其施加的输入电压而通过电流，以产生受控的输出电压；包括DC第一反馈环和AC第二反馈环的反馈装置，包括误差放大器装置，其用于把反馈信号与预定的电压相比较和用于根据该比较产生信号来控制所述流通装置；其中所述DC第一反馈环包括第一误差放大器装置，耦合到调节器输出，用于提供表示所述输出电压的反馈信号；并且所述AC第二反馈环包括第二误差放大器装置，耦合到调节器输出，其布置为跨整个所述DC第一反馈环与所述DC第一反馈环平行，用于结合所述DC第一反馈环进行操作。

至少在一个优选形式中，本发明允许使用整体低于1μF的电容器，允许成本被显著地减少，和确保良好的稳定性(即使不使用外部输出电容器-为调节器的瞬态响应不是临界需求的应用提供了最经济高效的解决方案)。此外，由于低电容器具有低的串联电阻，使得容易设计LDO。在优选形式中，本发明实现这样的性能，而不增加LDO电压调节器的整体功率消耗。

附图说明

现在将参考附图结合实例描述一种合并了本发明的低压降调节器，在附图中：

图1显示了典型的传统低压降电压调节器的电路图；

图2显示了图1的LDO电压调节器的简单实施方式的电路图；

图3显示了图2的LDO电压调节器的开环AC-模型的电路图；

图4示例的显示了在变化负载的状况下的图2的LDO电压调节器的稳定性；

图5方框图显示了结合本发明的LDO电压调节器的电路图；

图6显示了图5的LDO电压调节器的开环AC模型的电路图；和

图7显示了类似于图4的图5的LDO电压调节器的开环性能。

具体实施方式

图1描述了典型的已知低压降调节器。它被分成3个主要部分：流通设备(MOS晶体管M_P-具有互导G_M(P)和电阻R_dsp)、误差放大器(A(p))和反馈电阻器(R₁，R₂)。流通设备M_P被当成电流源，其通过误差放大器(A(p))驱动以通过来自输入电压V₁的电流I₁。通过电阻器R₁和R₂分压输出电压V₀并与参考电压V_REF相比较。流通设备M_P中的电流根据得出的差别来控制。旁路电容器C_L(具有串联电阻E_SR)被连接到输出，并通过R_L表示负载的输出电阻。通过下式给出输出电压：

V_{O} = V_{REF} (1 + \frac{R_{1}}{R_{2}}) - - - (1)

为了获得低压降电压，PMOS流通设备对于功率管理应用设备来说是最方便的晶体管。

多数的低压降调节器设计使用与极点跟踪组合的调节结构。即使改变拓扑以提高给定的技术规范要求，极点跟踪是最普通的和最有效的设计技术。实际中，为了防止由于输出电流的改变而导致的不稳定性，使用局部反馈以执行输出极点和中间级的极点之间的跟踪。图2示意性地显示了图1的LDO电压调节器的实施方式，典型的用于无线应用。在图2的电路中，MOS晶体管差分对M₁-M₄构成放大器的第一级并驱动中间级M₅、M₆和M₅₁。放大器具有由产生电流I_T的MOS晶体管M₁₁和M₁₂构成的输入级，并通过产生偏置电流I_BIAS的电流源进行偏置。

使用M_P和M₆之间的镜像电流实现极点跟踪。通过在中间级中馈送流通设备的部分电流，该级的阻抗和极点跟踪输出阻抗/极点。然而，尽管使用极点跟踪方案，根据负载电流I_LOAD中的变化较容易稳定图2的调节器，但本发明的发明人认识到始终没有解决有关E_SR变化的稳定性问题，这是由于没有装置来感测该串联电阻的值。

调节器的绝对稳定性是一种绝对的规范，它是在设计调节器过程中的许多权衡的根源。在详细考虑调节器的稳定性之前，必须计算开环频率响应。

图3显示了图2的低压降调节器的AC模型。在图3的模型中，

图2的低压降调节器被如下模型化：

●通过增益放大器-g_m1、电阻器R₀₁和电容器C₀₁构成差分级(晶体管M₁-M₄)；

●通过增益放大器-g_m2、电阻器R₀₂和电容C_gs构成中间级(晶体管M₅，M₆，M₅₁)；

●通过电容C_gs和电阻器R_dsp构成流通设备M_P，通过电压V_gs驱动电流源来控制电压；

●通过电阻器E_SR和电容器C_L和电阻器R_L构成负载部分；和

●通过电阻器R₁和R₂构成反馈环。

该模型的开环增益是：

其中N_OLG(S)＝-R₂g_m1r₀₁g_m2r_o2g_mpR_S(1+E_SRC_Ls)

D_OLG(S)＝(R₁+R₂)(1+R₀₁C₀₁S)(1+R₀₂C_gss)(1+(E_SR+R_S)C_Ls)和

R_S＝(R₁+R₂)//R_L//R_dsp，‘//’表示‘并联’。

模型的开环DC增益是：

A_{OL} (DC) = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} g_{m 1} r_{01} g_{m 2} r_{o 2} g_{mp} R_{s} - - - (3)

系统具有3个极点和1个零点。主极点是输出级的极点：

F_{OUT} = \frac{1}{2 π (E_{SR} + R_{S}) C_{L}}

E_SR相对于R_S来说是低的并可以被忽略。能看出该极点是负载的函数，这意味着它随负载电流而改变。该关系式是成正比的并且极点频率直接随着输出电流的增加而增加。

应该注意，通过公式给出输出级的低频增益：

A_输出级(DC)＝g_mpR_s∝g_mpR_s

它也是输出电流的函数，但关系不同于极点的那个关系。G_m随着负载电流的平方根而改变。表示负载电流的R_L直接随着电流而改变。这意味着增益随着负载电流的平方根而降低。最后，当输出电流增加时，输出极点的增加快于开环增益的降低。取决于设计和工作条件，差分级的极点被放置在中间级的之前或之后：

F_{pdiff} = \frac{1}{2 π R_{01} C_{01}}

F_{pint} = \frac{1}{2 π R_{02} C_{gs}}

通过输出电容器的E_SR生成零点：

Z_{ESR} = \frac{1}{2 π E_{SR} C_{L}}

显而易见的是，在一些条件下这样的系统可能是不稳定的。为简化对稳定性的研究，问题被分成2种情况：

●E_SR是常数和输出电流变化，和

●输出电流是常数和E_SR变化。

F_pout是主极点并随输出电流而变化。如果I_LOAD是最小的，则F_pout被置于低频。与此正相反，当I_LOAD是最大的，则F_pout是高频极点。图4绘出了稳定性的问题，当输出电流从它的最小到它的最大值(通过反馈电阻器设置流通设备中电流的最小值)。这些曲线显示，如果在低负载条件下系统是稳定的，当调节器工作在重负载条件下时它是不稳定的。实际上，当从低负载改变到高负载时，开环DC增益A_OL随着流通设备中的电流的平方根而成比例的下降，但输出极点朝着正比于该电流的高频方向推进。这就是频率响应穿过0dB轴时具有-40dB/十倍频的斜率的原因，其导致系统的不稳定性。该分析解释了多数调节器中实现的极点跟踪方案的使用。

极点跟踪的效果被显示在图4中。通过朝着正比于输出电流的高频方向推进F_pint，通过0dB轴时具有-20dB/十倍频的斜率。

可以注意到由于E_SR产生的零点以及差分对和中间级的极点是常数，所以高负载条件下的频率Z_ESR和F_pdiff之间的增益高于低负载条件下的，这解释了在高负载工作下稳定性是更关键的原因。

参考图5，新的改进LDO电压调节器把附加的反馈环增加到传统的结构中(例如图2)。与图2的现有技术的LDO相比，图5的LDO包括附加的MOS晶体管M_2B、M₂₁和M₂₂连同电容器C_F(以及提供参考电压V_REF的电阻器R_F)。图5所示的LDO调节器电路典型的完全充分地以集成电路的形式制造(虚线内的部分)，只有旁路电容器和负载(通过元件E_SR、C_L和R_L表示)是在集成电路的外部。

图5的LDO因此包括通过R₁和R₂和差分对M₁₁和M₁₂形成的反馈环(图2的现有技术的LDO)。此外，图5的LDO包括含有R_F，C_F的附加反馈环和第二差分对M₂₁和M₂₂。由于通过R_F和C_F形成高通滤波器，该附加反馈环在DC上不起作用但处于中间频率中；它帮助调节输出电压和稳定系统。通过使用集成电阻器或具有大长度的耗尽型晶体管实现针对R_F的高值。

下面将详细讨论，组合的这两个反馈环生成使得调节器稳定的超低频内极点，充分的独立于输出旁路电容器的值(或者，对应用具有特殊的应用性，其中调节器的瞬态响应不是临界需求，甚至没有)。此外，由于低电容具有低的串联电阻，使得LDO的设计很容易。此外，应该明白，由于通过C_F提供高通滤波器，附加反馈环对于高频增大了PSRR。

图5的系统具有两个环，它们必须被打开和单独分析。使用诸如图6所示的简化AC-模型，可以发现主环的极点和零点。

如图6所示，图5的LDO被如下模型化：

●通过增益放大器-g_m21和-g_m11、电阻器R₀₁和电容C₀₁构成晶体管M_1-M4、M₂₁、M₂₂、M₁₁和M₁₂的差分级；

●通过增益放大器-g_m2、1电阻器R₀₂和电容器C_gs构成中间级(晶体管M₅、M₆、M₅₁)；

●通过电容C_gs和电阻器R_dsp来构成流通设备M_p，其中通过电压V_gs驱动的电流源来控制电压；

●通过电阻器E_SR和电容C_L以及电阻器R_L构成负载部分；

●通过电阻器R₁和R₂构成主反馈环；和

●通过R_F和C_F构成AC反馈环。

用于主环的DC上的开环增益是：

公式(4)清楚地显示了图5的LDO的DC性能不受附加反馈环的影响。

主环现在具有2个零点，而不是图2典型结构中的1个，和4个极点而不是3个。对于这种新结构，第一极点是：

P_{1} = \frac{1}{2 π A_{2} R_{F} C_{F}}

其中A₂＝g_m21r₀₁g_m2r₀₂g_mpR_s

通过高通滤波器生成低频零点：

Z_{2} = \frac{1}{2 π R_{F} C_{F}}

后面的两个极点P₂和P₃(实数或复数)取决于下述二阶项：

Z_{4} s + \frac{Z_{4}^{2} T_{2}}{T_{2} - Z_{4}} s^{2}

极点和零点的先前位置清楚地显示附加反馈环生成是内部的低频极点，同时降低了输出级对调节器的稳定性的影响。如果A₂足够大，就不再需要极点跟踪方案。最后，改进了全部负载上的功率消耗。

相关于图5的新LDO的低频极点表示了该系统具有很好的相位容限以及高输出电流和很低的输出电容。新极点和零点的位置被显示在图7中，它显示了DC-反馈环的开环增益，不具有(下线)和具有(上线)频率峰值。

对于附加反馈环的开环增益，可以通过下式分析附加反馈环的稳定性：

其中

和

A_{1} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} g_{m 11} r_{01} g_{m 2} r_{02} g_{mp} R_{s}

对于A_OL第二环，极点和零点的位置以及稳定性分析可以根据上式来推导。

应当理解，由于电容器C_F，附加反馈环只提供AC反馈。如前所述，该环作用于中间频率。由于反馈电压直接从调节器的输出中获取，这种新的安排增加了PSRR的带宽。

可以理解，上述的改进的低压降调节器提供了下述优点：

●允许使用很低的旁路电容器(其特别适用于调节器的瞬态响应不是临界需求或者甚至可能没有的应用)。此外，由于低电容器具有低的串联电阻，使得LDO的设计很容易。

●允许扩展PSRR频率特性的带宽。

●允许增加调节器效率(减少高负载的功耗)。

Claims

1.一种低压降电压调节器，其包括：

流通装置(M_P)，其用于可控地根据对其施加的输入电压而通过电流，以产生受控的输出电压；

反馈装置，包括：

包含第一误差放大器装置的DC第一反馈环(R₁，R₂，M₁₁，M₁₂)，其中所述第一误差放大器装置耦合到所述调节器的输出，用于提供表示此处所述输出电压的反馈信号；和

包含第二误差放大器装置的AC第二反馈环(R_F，C_F，M₂₁，M₂₂)，其中所述第二误差放大器装置也耦合到所述调节器的输出，用于把所述反馈信号与预定的电压相比较和用于根据该比较产生信号来控制所述流通装置；

其中所述第二误差放大器装置被布置为跨整个所述DC第一反馈环与所述DC第一反馈环平行，用于结合所述DC第一反馈环进行操作。

2.如权利要求1所述的低压降电压调节器，其中所述AC第二反馈环包括高通滤波器(C_F)。

3.如权利要求1或2所述的低压降电压调节器，其中直接从调节器的输出中获取所述AC第二反馈环的反馈电压。

4.如权利要求1或2所述的低压降电压调节器，其中所述AC第二反馈环包括由集成电阻器形成的高值电阻器(R_F)。

5.如权利要求1或2所述的低压降电压调节器，其中所述AC第二反馈环包括由具有大长度的耗尽型晶体管形成的高值电阻器(R_F)。

6.一种包括权利要求1或2所述的低压降电压调节器的集成电路。