CN100434681C - 控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种控制装置，在根据利用了基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中一种的调制算法的控制算法，来对控制对象的输出进行控制的情况下，即使对调制算法的输入值的绝对值超过值1的状态长时间持续，也能够提高控制精度。控制进气凸轮(5)的凸轮相位(Cain)的控制装置(1)具有ECU(2)。ECU(2)根据式(1)～(10)计算用于控制凸轮相位(Cain)的限制值偏差(r2)，利用基于Δ∑调制算法的式(11)～(13)的算法来调制该限制值偏差(r2)，由此把调制输出(u”)作为预定值±R(R＞|r2|)而算出，在此基础上计算对电磁式凸轮相位可变机构(30)的控制输入(Vcain)(步骤5、6)。

Description

控制装置

技术领域

本发明涉及利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的控制算法计算对控制对象的控制输入，来对控制对象的输出进行控制的控制装置。

背景技术

作为这种控制装置，本申请人已经提出了专利文献1中所记载的控制装置。该控制装置控制内燃机的空燃比，具有氧气浓度传感器、状态预测器和DSM控制器。在该控制装置中，由状态预测器计算氧气浓度传感器的输出与预定值之间的偏差的预测值PREV02，将该预测值PREV02输入到DSM控制器中，从而计算目标空燃比KCMD，依据该目标空燃比KCMD计算燃料喷射量，由此控制内燃机的空燃比。

该DSM控制器通过应用了Δ∑调制算法的控制算法，根据预测值PREV02计算目标空燃比KCMD，其控制算法具体地可表述为下式(a)～(g)。

r(k)＝-1·G·PREV02(k)            ……(a)

r1(k)＝sat(r(k))                  ……(b)

δ(k)＝r1(k)-u”(k-1)             ……(c)

σ(k)＝σ(k-1)+δ(k)              ……(d)

u”(k)＝sgn(σ(k))                ……(e)

u(k)＝F·u”(k)                   ……(f)

KCMD(k)＝FLAFBASE+FLAFADP+u(k)    ……(g)

这里，r(k)表示参照输入，u”(k)表示调制输出，G、F表示增益。另外，sat(r(k))是饱和函数，其值为：当r(k)＜-1时sat(r(k))＝-1，当-1≤r(k)≤1时sat(r(k))＝r(k)，当r(k)＞1时sat(r(k))＝1。并且，sgn(σ(k))是符号函数，其值为：当σ(k)≥0时sgn(σ(k))＝1，当σ(k)＜0时sgn(σ(k))＝-1。

如上所述，在该控制算法中，根据饱和函数sat(r(k))，参照输入r(k)被限制为其绝对值小于等于值1，并且根据这样被限制的限制值r1(k)，利用Δ∑调制算法(c)～(e)，计算调制输出u”(k)。其理由如下。即，在参照输入r(k)被应用于Δ∑调制算法、而未如上所述地被限制的情况下，当参照输入r(k)的绝对值大于值1时，偏差δ(k)的积分值σ(k)的绝对值增大，从而即使随着参照输入r(k)的符号(正负)的反转使偏差δ(k)的符号反转，在增大了的积分值σ(k)的绝对值减小之前的期间，调制输出u”(k)的符号也不反转而维持原状。即在参照输入r(k)的符号反转和调制输出u”(k)的符号反转之间产生无用时间，导致控制性的降低，所以要避免。

专利文献1：日本特开2004-70820号公报

如上述现有的控制装置那样，在使用符号由于Δ∑调制算法的特性而频繁地反转的调制输出u”(k)、计算对控制对象的控制输入的情况下，调制输出u”(k)反转成值1的频度和反转成值-1的频度越接近一半的比例，则控制精度越高。换言之，反转频度越小且保持为值1和值-1中的一方的时间越长，则控制精度越低。上述控制装置中，因为用于控制空燃比的参照输入r(k)被设定成使其绝对值为值1(与理论空燃比相当的当量比)附近的值，所以不太会发生调制输出u”(k)的反转频度小、且其被较长地保持为值1和值-1中的一方的值的状态。然而，根据控制对象的特性，有时被输入到Δ∑调制算法中的输入值仅表现为正值或负值中的一方，这种情况下，调制输出u”(k)被保持为值1或值-1中的一方的时间变长。另外，根据控制对象的特性，有时被输入到Δ∑调制算法中的参照输入r(k)的绝对值超过值1的状态长时间持续，在使用上述现有的控制装置来控制这种控制对象的情况下，限制值r1(k)被长时间保持为值1或值-1，因而偏差δ(k)和积分值σ(k)被长时间保持为相同值。在这些情况下，失去作为Δ∑调制算法的特征的调制输出u”(k)的切换动作(反转动作)，调制输出u”(k)的反转频度变小，同时被保持为值1和值-1中的一方的值的时间变长。结果，可能导致控制精度的降低。在使用Δ调制算法或∑Δ调制算法取代Δ∑调制算法的情况下也同样发生该问题。

发明内容

本发明就是为了解决上述问题而提出的，其第一目的在于提供一种控制装置，在利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的调制算法的控制算法来对控制对象的输出进行控制的情况下，即使对控制算法的输入值的绝对值超过值1的状态长时间持续，也能够提高控制精度。

本发明的第二目的是提供一种控制装置，在利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的控制算法来对控制对象进行控制的情况下，即使对控制算法的输入值仅表现为正值或负值中的一方，也能够提高控制精度。

为了达成上述第一目的，在本发明的第一方式中提供了一种控制装置，该控制装置利用对控制对象的控制输入，来控制该控制对象的输出，其特征在于，具有：控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述控制对象的输出的控制值；以及控制输入计算单元，其利用基于Δ∑调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值来计算对所述控制对象的所述控制输入，其中，该控制输入计算单元把计算所述控制值与所述调制值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值以使该调制值的绝对值成为大于值1的预定值。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法计算用于对控制对象的输出进行控制的控制值，利用基于Δ∑调制算法的预定调制算法来调制这样计算出的控制值，由此计算调制值，并且根据这样计算的调制值计算对控制对象的控制输入。该情况下，计算控制值与调制值之间的偏差的差分运算被包含在预定的调制算法中，并计算调制值使其绝对值成为大于值1的预定值，所以即使由于控制对象的特性、控制值的绝对值超过值1的状态长时间持续，通过适当地设定该预定值，也能够避免差分运算中的控制值与调制值之间的偏差长时间保持为相同值。由此，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度(并且，本说明书中的“控制值的计算”、“调制值的计算”、“偏差的计算”、“积分值的计算”和“控制输入的计算”等的“计算”不限于利用程序进行运算，包括利用电路生成表示它们的电信号)。

为了达成上述第一目的，在本发明的第二方式中提供了一种控制装置，该控制装置利用对控制对象的控制输入，来控制该控制对象的输出，其特征在于，具有：控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述控制对象的输出的控制值；控制输入计算单元，其利用基于∑Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述控制对象的所述控制输入，其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的第1积分运算、计算所述控制值的积分值的第2积分运算、和计算该控制值的积分值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的预定值。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法计算用于对控制对象的输出进行控制的控制值，利用基于∑Δ调制算法的预定调制算法来调制这样算出的控制值，由此计算调制值，根据这样算出的调制值，算出对控制对象的控制输入。该情况下，分别计算调制值和控制值的积分值的第1和第2积分运算、以及计算控制值的积分值与调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在预定的调制算法中，并算出调制值使得其绝对值成为比值1大的预定值，所以即使由于控制对象的特性、控制值的绝对值超过值1的状态长时间持续，通过适当地设定该预定值，也能够避免差分运算中的控制值的积分值与调制值的积分值之间的偏差长时间保持为相同值。由此，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度。

为了达成上述第一目的，在本发明的第三方式中提供了一种控制装置，该控制装置利用对控制对象的控制输入，来控制该控制对象的输出，其特征在于，具有：控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述控制对象的输出的控制值；控制输入计算单元，其利用基于Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述控制对象的所述控制输入，其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的积分运算、和计算所述控制值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的预定值。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法计算用于对控制对象的输出进行控制的控制值，利用基于Δ调制算法的预定调制算法来调制这样算出的控制值，由此计算调制值，并且根据这样算出的调制值，算出对控制对象的控制输入。该情况下，计算调制值的积分值的积分运算、以及计算控制值和调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在预定的调制算法中，并算出调制值使得其绝对值成为比值1大的预定值，所以即使由于控制对象的特性、控制值的绝对值超过值1的状态长时间持续，通过适当地设定该预定值，也能够避免差分运算中的控制值和调制值的积分值之间的偏差长时间保持为相同值。由此，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度。

优选的是在上述第一～第三方式的控制装置中，所述预定值被设定成其绝对值比所述控制值的绝对值大的值。

根据该优选方式的结构，可以确实地避免差分运算中的控制值与调制值之间的偏差、控制值的积分值与调制值的积分值之间的偏差、或控制值与调制值的积分值之间的偏差被长时间保持为相同值，由此可以进一步提高控制精度。

为了达成上述第一目的，在本发明的第四方式中提供了一种控制装置，其控制分别用于使内燃机的进气门和排气门开闭的进气凸轮和排气凸轮中的至少一方相对于曲轴的凸轮相位，其特征在于，具有：电磁式凸轮相位可变机构，其具有电磁铁，利用该电磁铁的电磁力变更所述凸轮相位；控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述凸轮相位的控制值；以及控制输入计算单元，其利用基于Δ∑调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述电磁式凸轮相位可变机构的控制输入，其中，该控制输入计算单元把计算所述控制值与所述调制值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的预定值。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法计算用于控制凸轮相位的控制值，利用基于Δ∑调制算法的预定调制算法来调制这样计算的控制值，由此计算调制值，并且根据这样计算的调制值计算对电磁式凸轮相位可变机构的控制输入。这种用于控制凸轮相位的控制值有时会被设定成其绝对值超过值1的状态长时间持续的值，即使在该情况下，根据该控制装置，计算控制值与调制值之间的偏差的差分运算包含在预定的调制算法中，并计算调制值使其绝对值成为大于值1的预定值，所以通过适当地设定该预定值，能够避免差分运算中的控制值与调制值之间的偏差被长时间保持为相同值。由此，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度。

并且，因为使用电磁式凸轮相位可变机构作为变更凸轮相位的机构，所以与使用油压驱动式的凸轮相位可变机构的情况不同，无需等待油压的上升即可从起动时开始适当地控制凸轮相位，也不会受油温的影响。除此之外，与油压驱动式的凸轮相位可变机构相比，能进一步减少无用时间，确保更高的响应性。结果，能进一步提高控制精度。

为了达成上述第一目的，在本发明的第五方式中提供了一种控制装置，其控制分别用于使内燃机的进气门和排气门开闭的进气凸轮和排气凸轮中的至少一方相对于曲轴的凸轮相位，其特征在于，具有：电磁式凸轮相位可变机构，其具有电磁铁，利用该电磁铁的电磁力变更所述凸轮相位；控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述凸轮相位的控制值；以及控制输入计算单元，其利用基于∑Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述电磁式凸轮相位可变机构的控制输入，其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的第1积分运算、计算所述控制值的积分值的第2积分运算、和计算该控制值的积分值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的预定值。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法计算用于控制凸轮相位的控制值，利用基于∑Δ调制算法的预定调制算法来调制这样计算的控制值，由此计算调制值，并且根据这样计算的调制值计算对电磁式凸轮相位可变机构的控制输入。如前面所述，这种用于控制凸轮相位的控制值有时会被设定成绝对值超过值1的状态长时间持续的值，即使在该情况下，根据该控制装置，把分别计算调制值和控制值的积分值的第1和第2积分运算、计算控制值的积分值与调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在预定的调制算法中，并计算调制值使其绝对值成为大于值1的预定值，所以通过适当地设定该预定值，能够避免差分运算中的控制值的积分值与调制值的积分值之间的偏差被长时间保持为相同值。由此，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度。

并且，因为使用电磁式凸轮相位可变机构作为变更凸轮相位的机构，所以如上所述，与使用油压驱动式的凸轮相位可变机构的情况不同，无需等待油压的上升即可从起动时开始适当地控制凸轮相位，也不会受油温的影响。除此之外，与油压驱动式的凸轮相位可变机构相比，能进一步减少无用时间，确保更高的响应性。结果，能进一步提高控制精度。

为了达成上述第一目的，在本发明的第六方式中提供了一种控制装置，其控制分别用于使内燃机的进气门和排气门开闭的进气凸轮和排气凸轮中的至少一方相对于曲轴的凸轮相位，其特征在于，具有：电磁式凸轮相位可变机构，其具有电磁铁，利用该电磁铁的电磁力变更所述凸轮相位；控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述凸轮相位的控制值；以及控制输入计算单元，其利用基于Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述电磁式凸轮相位可变机构的控制输入，其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的积分运算、和计算所述控制值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的预定值。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法计算用于控制凸轮相位的控制值，利用基于Δ调制算法的预定调制算法来调制这样计算的控制值，由此计算调制值，并且根据这样计算的调制值计算对电磁式凸轮相位可变机构的控制输入。如前面所述，这种用于控制凸轮相位的控制值有时会被设定成绝对值超过值1的状态长时间持续的值，即使在该情况下，根据该控制装置，把计算调制值的积分值的积分运算、和计算控制值与调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在预定的调制算法中，并计算调制值使其绝对值成为大于值1的预定值，所以通过适当地设定该预定值，能够避免差分运算中的控制值与调制值的积分值之间的偏差被长时间保持为相同值。由此，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度。

并且，因为使用电磁式凸轮相位可变机构作为变更凸轮相位的机构，所以如前面所述，与使用油压驱动式的凸轮相位可变机构的情况不同，无需等待油压的上升即可从起动时开始适当地控制凸轮相位，也不会受油温的影响。除此之外，与油压驱动式的凸轮相位可变机构相比，能进一步减少无用时间，确保更高的响应性。结果，能进一步提高控制精度。

优选的是在上述第四～第六方式的控制装置中，所述预定值被设定成绝对值比所述控制值的绝对值大的值。

根据该优选方式的结构，可获得与上述优选方式的作用效果相同的作用效果。

为了达成上述第二目的，在本发明的第七方式中提供了一种控制装置，其利用对控制对象的控制输入，控制该控制对象的输出使其成为目标值，其特征在于，具有：检测所述控制对象的输出的输出检测单元；设定所述目标值的目标值设定单元；控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算控制值，该控制值用于控制所述检测出的控制对象的输出以使其成为所述设定的目标值；偏差计算单元，其计算该算出的控制值与第1预定值之间的偏差；以及控制输入计算单元，其利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的算法来调制该算出的偏差，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值，计算对所述控制对象的所述控制输入。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法算出用于控制检测出的控制对象的输出以使其成为设定的目标值的控制值，并且利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的算法来调制所算出的控制值和第1预定值之间的偏差，由此计算调制值，并且根据这样算出的调制值，计算对控制对象的控制输入。这样，因为利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的算法来调制控制值与第1预定值之间的偏差，由此计算调制值，所以例如即使在由于控制对象的特性、仅作为正值或负值而算出控制值的情况下，通过适当地设定第1预定值，也能够作为在正值和负值之间变化的值而算出偏差。这样，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度。

优选的是所述控制输入计算单元把对所述控制对象的所述控制输入作为所述调制值和第2预定值的总和而算出。

如上述第七方式的控制装置那样，当调制值具有在其最大值和最小值之间频繁地反转的特性时，有时根据这样的调制值计算出的控制输入表现出在正值和负值之间频繁地反转的特性。当控制输入这样地在正值和负值之间反转时，根据控制对象的特性，有时会导致控制性和控制效率(能量效率)的降低，在这种情况下，从控制性和控制效率的观点来看，优选的是对控制输入进行控制使其仅在正值侧的预定范围内或仅在负值侧的预定范围内变化。对此，根据该优选方式的结构，因为作为调制值和第2预定值的总和而计算出对控制对象的控制输入，所以通过适当地设定该第2预定值，可以作为仅在正值侧的预定范围内或仅在负值侧的预定范围内变化的值而计算出控制输入，从而控制性和控制效率均可得以提高。

为了达成上述第2目的，在本发明的第八方式中提供了一种控制装置，其控制分别用于使内燃机的进气门和排气门开闭的进气凸轮和排气凸轮中的至少一方相对于曲轴的凸轮相位，使其成为目标凸轮相位，其特征在于，具有：电磁式凸轮相位可变机构，其具有电磁铁，利用该电磁铁的电磁力在预定范围内变更所述凸轮相位，并且在未作用该电磁力时将所述凸轮相位保持为规定该预定范围的一个界限值；检测所述凸轮相位的凸轮相位检测单元；设定所述目标凸轮相位的目标凸轮相位设定单元；控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算控制值，该控制值用于控制所述检测出的凸轮相位以使其成为所述设定的目标凸轮相位；偏差计算单元，其计算该算出的控制值与第1预定值之间的偏差；以及控制输入计算单元，其利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的调制算法来调制该算出的偏差，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述电磁式凸轮相位可变机构的控制输入。

根据该控制装置的结构，根据预定的控制算法来算出用于控制检测出的凸轮相位以使其成为所设定的目标凸轮相位的控制值，并且利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中的一种的算法来调制所算出的控制值与第1预定值之间的偏差，由此计算调制值，并且根据这样算出的调制值，计算对电磁式凸轮相位可变机构的控制输入。该情况下，因为电磁式凸轮相位可变机构构成为利用电磁铁的电磁力在预定范围内变更凸轮相位，并且在未作用电磁力时把凸轮相位保持为规定预定范围的一个界限值，所以用于控制凸轮相位使其成为目标凸轮相位的控制值只要是可产生电磁力的值即可，可以作为正值侧和负值侧双方的值而算出。然而，当对电磁铁的施加电压的符号反转时，发生磁通方向反转的状态，结果，方向不同的磁通之间互相干扰，从而发生电磁力抵销的状态，为了避免该情况，必须仅作为正值侧或负值侧的值而算出控制值。

这样，即使在仅作为正值侧或负值侧的值而算出控制值的情况下，如上所述，因为通过利用基于Δ调制算法、Δ∑调制算法和∑Δ调制算法中一种的算法来调制控制值与第1预定值之间的偏差，由此计算调制值，所以通过适当地设定第1预定值，也能够作为在正值和负值之间变化的值而算出偏差。这样，可以作为最大值和最小值之间的反转频繁发生、并且向最大值侧的反转频度和向最小值侧的反转频度接近于一半比例的值而计算出调制值，结果，可以提高控制精度。并且，因为使用电磁式凸轮相位可变机构作为变更凸轮相位的机构，所以与使用油压驱动式的凸轮相位可变机构的情况不同，无需等待油压的上升即可从起动时开始适当地控制凸轮相位，也不会受油温的影响。除此之外，与油压驱动式的凸轮相位可变机构相比，能进一步减少无用时间，确保更高的响应性。结果，能进一步提高控制精度。

优选的是所述控制输入计算单元把对所述电磁式凸轮相位可变机构的所述控制输入作为所述调制值和第2预定值的总和而算出。

如上述第八方式的控制装置那样，当调制值具有在其最大值和最小值之间频繁地反转的特性时，有时根据这种调制值计算出的控制输入在正值和负值之间频繁地反转。当这样控制输入在正值和负值之间频繁地反转时，如前面所述，发生在电磁铁中磁通方向频繁地反转的状态，因而方向不同的磁通之间相互干扰，发生电磁力抵销的状态，结果导致电力效率和控制性的降低。对此，根据该优选方式的结构，因为作为调制值和第2预定值的总和而算出对电磁式凸轮相位可变机构的控制输入，所以通过适当地设定该第2预定值，可以作为仅在预定的正值侧的范围内或仅在负值侧的范围内变化的值而算出控制输入。由此能够避免上述的磁通方向的反转，电力效率和控制性均可得以提高。

附图说明

图1是示出本发明的第一实施方式的控制装置和应用该控制装置的内燃机的概略结构的图。

图2是示意性地示出电磁式凸轮相位可变机构的概略结构的剖面图。

图3是表示从沿着图2的A-A线的方向观察行星齿轮装置的示意图。

图4是表示从沿着图2的B-B线的方向观察电磁制动器的示意图。

图5是表示电磁式凸轮相位可变机构的动作特性的特性曲线。

图6是表示电磁式凸轮相位可变机构的电磁铁的动作特性的特性曲线。

图7是表示第一实施方式的控制装置的结构的方框图。

图8是表示二自由度滑动模式控制器的控制算法的图。

图9是表示DSM控制器的结构的方框图。

图10是表示DSM控制器的控制算法的图。

图11是表示比较例的控制器的结构的方框图。

图12是表示比较例的控制器的控制算法的图。

图13是表示在比较例的控制器中，当参照输入r的绝对值比值1小时的动作例的时序图。

图14是表示在比较例的控制器中，当参照输入r的绝对值大于等于值1时的动作例的时序图。

图15是表示使用比较例的控制器来控制电磁式凸轮相位可变机构时的动作例的时序图。

图16是表示在DSM控制器中，为了比较，取代限制值偏差r2而把限制值r1输入到Δ∑调制算法中的情况下的动作例的时序图。

图17是表示DSM控制器的动作例的时序图。

图18是表示利用第一实施方式的控制装置来控制电磁式凸轮相位可变机构时的动作例的时序图。

图19是凸轮相位控制处理的流程图。

图20是表示目标凸轮相位的映射值Cain_cmd_map的计算中使用的映射图的一例的图。

图21是表示本发明的第二实施方式的控制装置的结构的方框图。

图22是表示SDM控制器的控制算法的图。

图23是表示本发明的第三实施方式的控制装置的结构的方框图。

图24是表示DM控制器的控制算法的图。

图25是表示本发明的第四实施方式的控制装置的结构的方框图。

具体实施方式

以下，一边参照附图，一边说明本发明的第一实施方式的控制装置。本实施方式的控制装置对内燃机的进气凸轮相对于曲轴的实际相位(以下称为“凸轮相位”)Cain进行控制，其控制对象相当于通过输入后述的控制输入Vcain而输出凸轮相位Cain(控制对象的输出)的系统。如图1所述，该控制装置1具有变更凸轮相位Cain的电磁式凸轮相位可变机构30和用于控制电磁式凸轮相位可变机构30的ECU 2，该ECU 2如后面所述，执行凸轮相位控制处理。

内燃机(以下称为“发动机”)3是4冲程DOHC型汽油发动机，具有进气凸轮轴4和排气凸轮轴7。进气凸轮轴4具有对进气门6进行开闭驱动的进气凸轮5，排气凸轮轴7具有对排气门9进行开闭驱动的排气凸轮8。

在该进气凸轮轴4上，同轴地配置有链轮4a，被设置成可自由旋转。该链齿4a经由未图示的正时皮带连结到曲轴10上，并且经由上述电磁式凸轮相位可变机构30的后述的行星齿轮装置31连结到进气凸轮轴4上。根据以上的结构，曲轴10每转2周，进气凸轮轴4转1周。另外，排气凸轮轴7也具有与其一体的链轮(未图示)，经由该链轮和未图示的正时皮带连结到曲轴10上，由此，曲轴10每转2周，排气凸轮轴7转1周。

电磁式凸轮相位可变机构30在预定范围(后述的最滞后值Cainrt和最超前值Cainad之间的范围)内无级地变更进气凸轮轴4即进气凸轮5相对于曲轴10的凸轮相位Cain，如图2～图4所示，具有行星齿轮装置31和电磁制动器32。

该行星齿轮装置31在进气凸轮轴4和链轮4a之间传递旋转，具有齿圈31a、3个行星轮31b、太阳轮31c和行星架31d。该齿圈31a连结到电磁制动器32的后述的外壳33上，与其同轴并且一体地旋转。另外，太阳轮31c被安装在进气凸轮轴4的末端部上以与其同轴且一体地旋转。

另一方面，行星架31d形成为大致三角形，在它的三个角部分别突出设置有轴31e。行星架31d经由这些轴31e连结到链轮4a上，从而构成为与链轮4a同轴且一体地旋转。

另外，各行星轮31b被可自由旋转地支撑在行星架31d的各轴31e上，配置在太阳轮31c和齿圈31a之间，总是与它们相啮合。

并且，所述的电磁制动器32具有外壳33、芯34、电磁铁35和回位弹簧36。外壳33形成为中空，在其内部芯34被设置成可相对地自由转动。芯34具有圆形的基部34a、从基部呈放射状延伸的2条臂34b、34b。芯34的基部34a被安装在行星架31d上，从而芯34与行星架31d同轴且一体地旋转。

另一方面，在外壳33的内周面上，相互间隔地设置以最滞后位置和最超前位置的一对挡块33a、33b为一组、共计2组的挡块33a、33b。芯34的各臂34b被配置在一对挡块33a、33b之间，从而芯34构成为可在臂34b与最滞后位置挡块33a抵接并停住的最滞后位置(图4中的实线所示的位置)、和臂34b与最超前位置挡块33b抵接并停住的最超前位置(图4中的双点划线所示的位置)之间，相对于外壳33相对地转动。

另外，回位弹簧36在压缩的状态下，挂在最超前位置挡块33b中的一个、和与其相对的臂34之间，通过该回位弹簧36的作用力，把臂34b推向最滞后位置挡块33a侧。

另一方面，电磁铁35被安装在回位弹簧36相反侧的最超前位置挡块33b上，以平齐的状态安装在该最超前位置挡块33b的与臂34b相对侧的端部上。该电磁铁35与ECU 2电连接，当通过来自ECU 2的控制输入Vcain(电压信号)而被励磁时，利用其电磁力Fsol，在抵抗回位弹簧36的作用力的同时吸引相对的臂34b，并且使其向最超前位置挡块33b侧转动。

对如上所述构成的电磁式凸轮相位可变机构30的动作进行说明。在该电磁式凸轮相位可变机构30中，在电磁制动器32的电磁铁35没有被励磁时，芯34由于回位弹簧36的作用力，被保持在其臂34b与最滞后位置挡块33a抵接的最滞后位置上，从而凸轮相位Cain被保持为最滞后值Cainrt(参照图5)。

在该状态下，当链轮4a沿图4的箭头Y1方向旋转时，行星架31d和齿圈31a一体地旋转，从而使行星轮31b不旋转，而太阳轮31c与行星架31d和齿圈31a一体地旋转。即，链轮4a和进气凸轮轴4一体地旋转。

另外，当在芯34被保持在最滞后位置的状态下，电磁铁35通过来自ECU 2的控制输入Vcain而被励磁时，通过电磁铁35的电磁力Fsol，芯34的臂34b在抵抗回位弹簧36的作用力的同时，被吸引到最超前位置挡块33b侧即最超前位置侧，进行转动直到电磁力Fsol和回位弹簧36的作用力平衡的位置为止。换言之，外壳33相对于芯34沿与箭头Y1相反的方向相对地转动。

由此，齿圈31a相对于行星架31d沿图3的箭头Y2方向相对地转动，伴随着该转动，行星轮31b沿图3的箭头Y3方向转动，从而太阳轮31c沿图3的箭头Y4方向转动。结果，进气凸轮轴4相对于链轮4a沿链轮的旋转方向(即图3的箭头Y2的相反方向)相对地转动，从而凸轮相位Cain超前。

该情况下，外壳33的转动经由齿圈31a、行星轮31b和太阳轮31c，被传递到进气凸轮轴4，所以通过行星齿轮装置31的增速作用，进气凸轮轴4相对于链轮4a转动外壳33的转动角度放大后的角度。即，将进气凸轮5的凸轮相位Cain的超前量设定成将外壳33的转动角度放大后的值。这是因为电磁铁35的电磁力Fsol可以作用的距离是有限的，所以对其进行补偿，使凸轮相位Cain在更大范围内变化。

接着，说明按以上所述而构成的电磁式凸轮相位可变机构30的动作特性。如图5所示，在电磁式凸轮相位可变机构30中，凸轮相位Cain根据对电磁铁35的控制输入Vcain，在最滞后值Cainrt(规定预定范围的一个界限值：0°)和最超前值Cainad(规定预定范围的值，例如55°)之间连续变化，并且具有所谓的迟滞特性，即表示控制输入Vcain增大方向时的凸轮相位Cain的值的实线曲线、与控制输入Vcain减小方向时的凸轮相位Cain的值的虚线曲线相互不同。

这起因于如下原因，即如图6所示，电磁铁35具有在通过控制输入Vcain而被励磁、产生电磁力Fsol时，起动时的电磁力Fsol的上升慢的特性。另外，如该图所示，电磁铁35的电磁力Fsol具有如下特性，即在控制输入Vcain从值0开始向正侧增大的情况下和从值0开始向负侧减小的情况下表现出相同趋势的特性，即表现出以控制输入Vcain的值0为中心线对称的趋势的特性。

在本实施方式中，使用以上的电磁式凸轮相位可变机构30来代替以往的油压驱动式凸轮相位可变机构的理由如下所述。即，以往的油压驱动式凸轮相位可变机构具有如下缺点：通过油压泵等的起动来使油压上升、直到上升至能够控制凸轮相位Cain为止需要较长时间，并且当油温为极低的温度时具有响应性恶化的特性，无用时间长，响应性低。相比于以往的油压驱动式凸轮相位可变机构，本实施方式的电磁式凸轮相位可变机构30具有如下的优点，即从起动时开始即可适当地控制凸轮相位Cain，而无需等待油压的上升，不受油温的影响，并且无用时间更少，能确保更高的响应性。

另一方面，在进气凸轮轴4的与电磁式凸轮相位可变机构30相反侧的端部设置有凸轮角传感器20。该凸轮角传感器20(输出检测单元、凸轮相位检测单元)例如由磁铁转子和MRE拾取器构成，伴随着进气凸轮轴4的旋转，每隔预定的凸轮角(例如1°)向ECU 2输出作为脉冲信号的CAM信号。

在发动机3的进气管12的节气门13的下流侧设置有进气管内绝对压力传感器21和喷射器14。该进气管内绝对压力传感器21例如由半导体压力传感器等构成，检测进气管12内的进气管内绝对压力PBA，把其检测信号输出给ECU 2。

并且，利用来自ECU 2的控制信号控制喷射器14，具体地说，根据控制信号的燃料喷射量Tout和喷射定时来打开，由此向进气管12内喷射燃料。

另外，发动机3上设置有曲柄角传感器22。曲柄角传感器22(输出检测单元、凸轮相位检测单元)伴随着曲轴10的转动，向ECU 2输出均为脉冲信号的CRK信号和TDC信号。

每隔预定的曲柄角(例如30°)输出1个脉冲的CRK信号。ECU 2根据该CRK信号，计算发动机3的转速(以下称为“发动机转速”)NE，并且根据CRK信号和前述的凸轮角传感器20的CAM信号，计算凸轮相位Cain。另外，TDC信号是表示各汽缸的活塞11位于比进气行程开始时的TDC位置靠前一些的预定曲轴角度位置上的信号，每隔预定曲轴角输出一个脉冲。

另一方面，在排气管15的催化装置16的上流侧设置有LAF传感器23。该LAF传感器23是由氧化锆和铂电极等构成的氧气浓度传感器和线性化电路等的检测电路组合而成，在从浓区域到稀区域的大范围的空燃比区域内线性地检测排气气体中的空燃比，向ECU 2输出表示该空燃比Kact的检测信号。ECU 2根据来自该LAF传感器23的检测空燃比Kact，执行空燃比控制。

并且，在ECU 2上连接着油门开度传感器24和点火开关(以下称为“IG/SW”)25。该油门开度传感器24检测未图示的油门踏板的开度(以下称为“油门开度”)AP，把其检测信号输出给ECU 2。通过点火钥匙(未图示)操作接通/断开IG/SW 25，并且向ECU 2输出表示其接通/断开状态的信号。

ECU 2由微计算机构成，该微计算机由I/O接口、CPU、RAM和ROM等构成，根据上述的各种传感器20～24的检测信号和IG/SW 25的接通/断开信号等，判断发动机3的运转状态，并且按下面所述，执行凸轮相位控制处理。

并且，在本实施方式中，由ECU 2构成输出检测单元、目标值设定单元、控制值计算单元、偏差计算单元、控制输入计算单元、凸轮相位检测单元和目标凸轮相位设定单元。

如图7所示，控制装置1具有2自由度滑动模式控制器(以下称为“TDFSLD控制器”)40和DSM控制器50，具体地说，两个控制器40、50由ECU 2构成。

该TDFSLD控制器40(控制值计算单元)用于使凸轮相位Cain收敛于目标凸轮相位Cain_cmd(目标值)，具体地说，利用图8所示的式(1)～(8)的2自由度滑动模式控制算法，根据凸轮相位Cain(k)和目标凸轮相位Cain_cmd(k)，计算参照输入r(k)。并且，根据后面所述的理由，把该参照输入r(k)计算为正值。

在该图的各式中，带标记(k)的各离散数据表示按预定周期采样的数据，标记k表示各离散数据的采样周期的序号。例如，标记k表示在本次采样定时所采样的值，标记k-1表示在前一次的采样定时所采样的值。这一点对于下面的离散数据(时序数据)也一样。并且，在下面的说明中，可适当省略各离散数据中的标记(k)。

如该图的式(1)所示，在该控制算法中，把参照输入r(k)作为前馈输入rff(k)、趋近律输入rrch(k)、自适应律输入radp(k)和阻尼输入rdamp(k)的总和而算出。

使用切换函数设定参数POLE和目标凸轮相位的滤波值的时序数据Cain_cmd_f(k)、Cain_cmd_f(k-1)、Cain_cmd_f(k-2)，根据式(2)算出该前馈输入rff(k)。把该切换函数设定参数POLE设定成使-1＜POLE＜0的关系成立的值。

对于该目标凸轮相位的滤波值的本次值Cain_cmd_f(k)，使用其前次值Cain_cmd_f(k-1)、目标凸轮相位Cain_cmd(k)和目标值滤波设定参数POLE_f，根据式(8)而算出。把该目标值滤波设定参数POLE_f设定成使-1＜POLE_f＜POLE＜0的关系成立的值。

另外，如式(3)所示，把趋近律输入rrch(k)作为值-1、趋近律反馈增益Krch和切换函数σs(k)的积而算出，使用根据式(7)算出的追随误差e(k)和上述的切换函数设定参数POLE，根据式(6)计算该切换函数σs(k)。

而且，如式(4)所示，把自适应律输入radp(k)作为值-1、自适应律反馈增益Kadp和切换函数的积分值∑σs的积而算出。另外，如式(5)所示，把阻尼输入rdamp(k)作为值-1、阻尼反馈增益Kdamp、凸轮相位的本次值与前次值之间的偏差[Cain(k)-Cain(k-1)]的积而算出。

根据以上的TDFSLD控制器40的控制算法，利用前馈输入rff(k)，可以提高控制的快速响应性，提高凸轮相位Cain向目标凸轮相位Cain_cmd的收敛速度。另外，利用趋近律输入rrch(k)和自适应律输入radp(k)，可以指定凸轮相位Cain向目标凸轮相位Cain_cmd的收敛速度和收敛行为。并且，利用阻尼输入rdamp(k)，可以避免因干扰引起的过冲等的振动行为。

然而，当把根据2自由度滑动模式控制算法而算出的参照输入r(k)直接输入给电磁式凸轮相位可变机构30并对其进行控制时，产生以下的问题。即，因为作为变化速度比较快的值而算出目标凸轮相位Cain_cmd，所以在执行凸轮相位Cain向目标凸轮相位Cain_cmd的追随控制的情况下，要求高追随性(追随精度)。与此相对，如上所述，因为电磁式凸轮相位可变机构30在其动作特性中具有迟滞特性，所以在比最滞后值Cainrt稍微偏向超前侧的范围内对凸轮相位Cain进行控制时，凸轮相位Cain一下就变化到最滞后值Cainrt，无法适当地进行控制。即，很难在最滞后值Cainrt附近，以微小的变化量来控制凸轮相位Cain。与此相同，在比最超前值Cainad稍微偏向滞后侧的范围内对凸轮相位Cain进行控制时，凸轮相位Cain一下就变化到最超前值Cainad，无法适当地进行控制。即，也很难在最超前值Cainad附近以微小的变化量控制凸轮相位Cain。

根据以上的理由，在应用了包括滑动模式控制算法在内的鲁棒控制算法或PID控制算法等的线性控制器中，很难高精度地执行使凸轮相位Cain追随变化速度快的目标凸轮相位Cain_cmd的追随控制。

因此，在本实施方式中，为了高精度地执行使凸轮相位Cain追随目标凸轮相位Cain_cmd的追随控制，在DSM控制器50中，利用基于Δ∑调制算法的控制算法对根据上述2自由度滑动模式控制算法算出的参照输入r(k)进行调制，由此计算对电磁式凸轮相位可变机构30的控制输入Vcain(k)。

以下，说明DSM控制器50(控制值计算单元、控制输入计算单元)。在该DSM控制器50中，如图9所示，当来自TDFSLD控制器40的参照输入r(k)被输入到限制器50a中时，利用该限制器50a生成对参照输入r(k)进行限制处理后的限制值r1(k)，利用差分器50b(偏差计算单元)，作为限制值r1(k)与来自偏移值产生部50c的预定偏移值Vcain_oft(第1和第2预定值)之间的偏差而生成作为控制值的限制值偏差r2(k)。并且，利用差分器50d，作为该限制值偏差r2(k)与由延迟元件50e进行延迟后的调制输出u”(k-1)之间的偏差而生成偏差信号值δ(k)。

接着，利用积分器50f，作为偏差信号值δ(k)和偏差积分值的延迟值σ(k-1)之和的信号而生成偏差积分值σ(k)，接着利用中继要素50g，根据偏差积分值σ(k)，作为预定值+R/-R而生成作为调制值的调制输出u”(k)。然后，利用放大器50h，作为以预定的振幅调节增益F(＝KDSM)对调制输出u”(k)进行增益调节后的值而生成增益调节值u(k)，接着，利用加法器50i，作为增益调节值u(k)和来自上述信号产生器50c的预定偏移值Vcain_oft之和而生成控制输入Vcain(k)。

该DSM控制器50的控制算法表示为图10的式(9)～(15)。在该式(9)中，Lim(r(k))表示利用上述限制器50a对参照输入r(k)进行限制处理后的限制值，具体地说，作为把参照输入r(k)限制在由预定下限值rmin和预定上限值rmax所规定的范围内的值而算出。即，当r(k)＜rmin时Lim(r(k))＝rmin，当rmin≤r(k)≤rmax时Lim(r(k))＝r(k)，当r(k)＞rmax时Lim(r(k))＝rmax。根据后述的理由，这些下限值rmin和上限值rmax均被设定成正的预定值。

另外，在式(13)中，fnl(σ(k))是与上述中继要素50g相当的非线性函数，其值为：当σ(k)≥0时fnl(σ(k))＝R，当σ(k)＜0时fnl(σ(k))＝-R(也可以设定成当σ(k)＝0时fnl(σ(k))＝0)。另外，根据后述的理由，该值R被设定成使R＞|r2(k)|的关系总是成立的比值1大的值。另外，式(14)的KDSM是与上述振幅调节增益F相当的振幅调节增益，被设定成小于等于值1并且如后面所述的值。

本实施方式的DSM控制器50的控制算法按上面所述构成，下面，一边参照图11所示的比较例的控制器60一边说明其理由。该控制器60使用本申请人在日本特愿2002-231614号中所提出的控制算法。对该控制器60和本实施方式的DSM控制器50进行比较，在该控制器60中，仅以下方面与DSM控制器50不同，即利用差分器60b生成限制器60a所生成的参照输入r(k)的限制值r1’(k)与调制输出的延迟值u”(k-1)之间的偏差信号值δ(k)，以及使用量化器60e取代中继要素50g，而在其它方面相同地构成，所以省略其说明。

该控制器60的控制算法表示为图12的式(16)～(21)。在该式(16)中，sat(r(k))是饱和函数，其值为：当r(k)＜-1时sat(r(k))＝-1，当-1≤r(k)≤1时sat(r(k))＝r(k)，当r(k)＞1时sat(r(k))＝1。

并且，在式(19)中，sgn(σ(k))是相当于上述量化器60e的符号函数，其值为：当σ(k)≥0时sgn(σ(k))＝1，当σ(k)＜0时sgn(σ(k))＝-1(也可以设定成当σ(k)＝0时sgn(σ(k))＝0)。

在使用该控制器60的情况下，如图13所示，当参照输入r的绝对值比值1小时，调制输出u”在值1和值-1之间频繁地反转。然而，如图14所示，当参照输入r的绝对值大于等于值1时，限制值r1’保持为值1或值-1，从而调制输出u”被保持为值1或值-1的时间变长，失去作为Δ∑调制算法的特征的调制输出u”的切换动作。当返回给差分器60b的调制输出u”的绝对值为值1、而相比之下参照输入r的绝对值大于等于值1的状态持续时，发生该问题。

如图15所示，在本实施方式的TDFSLD控制器40算出的、用于使凸轮相位Cain追随目标凸轮相位Cain_cmd的参照输入r中，有时由于电磁式凸轮相位可变机构30的上述图5的动作特性(特别是增益特性)，其绝对值大大超过值1的状态持续。因此，在该比较例的控制器60中，由于发生限制值r1’长时间保持为值1或值-1的状态，从而发生控制输入Vcain长时间保持为预定的最大值Vcainmaxl或预定的最小值Vcainminl的状态(t1～t2，t3～t4等)。结果，凸轮相位Cain相对于最超前值Cainad或最滞后值Cainrt发生过冲，因而芯34的臂34b冲击最滞后位置挡块33a或最超前位置挡块33b，发生冲击声等。

与此相对，在本实施方式的DSM控制器50中，使用上述的中继要素50g即非线性函数fnl(σ(k))取代量化器60e即符号函数sgn(σ(k))，并且把上述预定值R设定成使R＞|r2|的关系总是成立的值，所以返回给差分器50d的调制输出u”的绝对值总是比限制值偏差r2的绝对值大，从而恰当地确保了调制输出u”的切换行为。

另外，在DSM控制器50中，把作为限制值r1与预定偏移值Vcain_oft之间的偏差的限制值偏差r2输入给差分器50d，并且作为偏移值Vcain_oft与增益调节值u之和而算出控制输入Vcain，其理由如下所述。

即，如上所述，电磁式凸轮相位可变机构30的电磁铁35具有如下特性，即其电磁力Fsol在控制输入Vcain从值0向正侧增大的情况下和从值0向负侧减小的情况下表现出相同趋势。因此，即使在控制输入Vcain为正值或负值时，如果它们的绝对值相同，则产生相同的电磁力Fsol。然而，当控制输入Vcain的符号反转时，方向不同的磁通之间相互干扰，发生电磁力Fsol相抵销的状态，导致电力效率和控制性的降低。为了避免该情况，必须作为正值或负值侧中一方的值而算出控制输入Vcain，所以在本实施方式的TDFSLD控制器40中，计算参照输入r使其总是为正值，与此同时，限制器50a的限制范围也被设定成正值侧的预定范围(rmin～rmax)。

然而，在这样把限制值r1总是作为正值算出的情况下，当把其直接输入到差分器50d中时，如图16所示，调制输出u”在其最大值R和最小值-R之间的反转频度降低，并且被保持为最大值R的时间变长，导致控制精度相应地降低。为了避免该情况，在本实施方式的DSM控制器50中，作为限制值r1与偏移值Vcain_oft之间的偏差而算出输入给差分器50d的限制值偏差r2，并且把限制器50a的上下限值rmin、rmax和偏移值Vcain_oft设定成适当的值，以使该限制值偏差r2表现为正值和负值两方。由此，如图17所示，作为在最大值R和最小值-R之间频繁地反转、并且向最大值R侧的反转频度和向最小值-R的反转频度接近于一半比例的值而算出调制输出u”。结果，可以提高控制精度。

除此之外，为了避免如上所述的控制输入Vcain的符号的反转，把偏移值Vcain_oft和振幅调节增益KDSM设定成适当的值(KDSM≤1)，以使得控制输入Vcain在均为正值的预定最大值Vcainmax(参照图6)和预定最小值Vcainmin(参照图6)之间反复地反转。并且，如图6所示，该最小值Vcainmin被设定成起动时的电磁力Fsol上升缓慢的区域之外的值。

利用以上的控制算法，在DSM控制器50中，根据来自TDFSLD控制器40的参照输入r，计算控制输入Vcain，并且把其输入到电磁式凸轮相位可变机构30中，由此控制凸轮相位Cain。结果，如图18所示，即使在参照输入r急剧地增减时，通过将其限制值r1设定成rmin≤r1≤rmax，也可以把控制输入Vcain设定成在最大值Vcainmax和最小值Vcainmin之间频繁地反转、并且其反转频度接近一半比例。从而，与比较例的控制器60相比可以更高精度地控制凸轮相位Cain，从而如该图所示，不会相对于最超前值Cainad或最滞后值Cainrt发生过冲。结果，可以避免芯34的臂34b对最滞后位置挡块33a或最超前位置挡块33b的冲击，避免冲击声的发生。

以下，参照图19说明由ECU 2执行的凸轮相位Cain的控制处理。如该图所示，在该处理中，首先，在步骤1(图中简称为“S1”。以下相同)，判断电磁式凸轮相位可变机构30是否正常。当其判断结果是“是”、电磁式凸轮相位可变机构30为正常时，进入步骤2，判断发动机是否正在起动。该判断是根据IG/SW 25的接通/断开信号和发动机转速NE进行的。

当该步骤2的判断结果是“否”、发动机3已经起动时，进入步骤3，根据发动机转速NE和要求扭矩TRQ，通过检索图20所示的映射图，计算目标凸轮相位的映射值Cain_cmd_map。该要求扭矩TRQ是根据发动机转速NE和油门开度AP计算的。

在该图中，要求扭矩TRQ的预定值TRQ1～3被设定成使TRQ1＞TRQ2＞TRQ3的关系成立的值。在该映射图中，发动机转速NE越低，或要求扭矩TRQ越小，则目标凸轮相位的映射值Cain_cmd_map越被设定成超前侧的值。这是为了在发动机转速NE低的情况下，或在发动机负荷小的情况下，通过把进气门6和排气门9的气门重叠设定成较大，增大内部EGR量，实现泵气损失的降低。

接着，进入步骤4，把步骤3中算出的映射值Cain_cmd_map设定为目标凸轮相位Cain_cmd，之后进入步骤5，利用上述的式(1)～(8)的控制算法，计算参照输入r。

接着，进入步骤6，利用上述式(9)～(15)的控制算法，算出控制输入Vcain，然后结束本程序。

另一方面，在步骤2的判断结果为“否”、发动机正在起动时，进入步骤7，把目标凸轮相位Cain_cmd设定为预定的起动时用值Cain_cmd_st。接着，执行上述步骤5、6后结束本程序。

另一方面，在步骤1的判断结果为“否”、电磁式凸轮相位可变机构30为故障时，进入步骤8，把控制输入Vcain设定成值0，然后结束本程序。由此，把凸轮相位Cain控制为最滞后值Cainrt。

如上所述，根据本实施方式的控制装置1，通过TDFSLD控制器40，把参照输入r计算为正值，以避免电磁式凸轮相位可变机构30的电磁铁35的磁通方向反转。并且，通过DSM控制器50，把参照输入r的限制值r1计算为正值，利用基于Δ∑调制算法的算法[式(11)～式(13)]调制作为参照输入r的限制值r1与偏移值Vcain_oft之间的偏差的限制值偏差r2，从而作为预定值+R/-R而算出调制输出u”，并且把对该调制输出u”进行了增益调节后的增益调节值u与偏移值Vcain_oft相加，从而计算对电磁式凸轮相位可变机构30的控制输入Vcain。

这样，虽然作为正值而算出限制值r1，但对作为其与偏移值Vcain_oft之间的偏差的限制值偏差r2，利用基于Δ∑调制算法的算法[式(11)～式(13)]进行调制，由此计算调制输出u”，所以通过适当地设定偏移值Vcain_oft，可以作为在最大值R和最小值-R之间的反转频繁地发生、并且向最大值R侧的反转频度和向最小值-R侧的反转频度接近一半比例的值而算出调制输出u”，可以提高控制精度。另外，因为把调制输出u”的绝对值即预定值R设定成比值1大、R＞|r2|的值，所以通过适当地设定预定值R、限制处理的上下限值rmin、rmax和偏移值Vcain_oft，即使在参照输入r被长时间保持为比值1大得多的值的情况下，也可以作为符号反转频繁发生的值而算出限制值偏差r2，可以避免偏差信号值δ长时间保持为相同的值。结果，可以作为在最大值R和最小值-R之间的反转频繁地发生、并且向最大值R侧的反转频度和向最小值-R侧的反转频度接近一半比例的值而算出调制输出u”，可以提高控制精度。

另外，因为把对调制输出u”进行增益调节而得到的增益调节值u与偏移值Vcain_oft相加来计算控制输入Vcain，所以通过该偏移值Vcain_oft的加法运算，可以作为仅在预定的正的最小值Vcainmin和最大值Vcainmax的范围内变化的值而算出控制输入Vcain，由此，可以避免上述的磁通方向的反转。除此之外，把该最小值Vcainmin设定成起动时的电磁力Fsol上升缓慢的区域之外的值。由此，电力效率和控制性均可得以提高。

并且，因为使用电磁式凸轮相位可变机构30作为变更凸轮相位的机构，所以与使用油压驱动式的凸轮相位可变机构的情况不同，无需等待油压的上升即可从起动时开始适当地控制凸轮相位Cain，并且不会受油温的影响。即，与油压驱动式的凸轮相位可变机构相比，能进一步减少无用时间，确保更高的响应性。结果，能进一步提高控制精度。

第一实施方式是为了算出返回给差分器50d的调制输出的延迟值u”(k-1)即调制输出u”，使其绝对值比限制值偏差r2大(即使|u”|＝R＞|r2|成立)，而使用非线性函数fnl即中继要素50g的例子，但用于计算调制输出u”的结构不限于此，只要是把调制输出u”计算为上述那样的值的结构即可。例如，也可以组合使用符号函数sgn和乘法增益，即量化器和放大器来取代非线性函数fnl即中继要素50g，从而把调制输出u”计算为上述那样的值。

另外，在通过TDFSLD控制器40算出的参照输入r的绝对值没有超过值1的情况下，也可以使用量化器(即符号函数sgn)取代DSM控制器50的中继要素50g(即非线性函数fnl)。并且，在把目标凸轮相位Cain_cmd和参照输入r均作为负值算出的情况下，也可以把偏移值Vcain_oft设定为负值，把控制输入Vcain设定成仅在负值侧的预定范围内变化。

并且，第一实施方式是把电磁式凸轮相位可变机构30用于变更进气凸轮5的凸轮相位Cain的例子，但也可以把其用于变更排气凸轮8相对于曲轴10的凸轮相位。另外，用于控制凸轮相位Cain使其成为目标凸轮相位Cain_cmd的控制算法不限于第一实施方式的2自由度滑动模式控制算法，只要是能控制凸轮相位Cain使其成为目标凸轮相位Cain_cmd的算法即可。例如，也可以使用PID控制算法、或反推(back stepping)控制算法等的响应指定型控制算法。

接着，一边参照图21一边说明第二实施方式的控制装置。如该图所示，该第二实施方式的控制装置1A与第一实施方式的控制装置1相比，不同之处仅在于使用SDM控制器70来取代DSM控制器50，其它方面与第一实施方式的控制装置1同样地构成，所以省略说明。该SDM控制器70(控制值计算单元、控制输入计算单元)通过应用了∑Δ调制算法的控制算法，根据来自TDFSLD控制器40的参照输入r(k)计算控制输入Vcain(k)。

即，在该SDM控制器70中，当来自TDFSLD控制器40的参照输入r(k)被输入到限制器70a(控制值计算单元)中时，通过该限制器70a生成限制值r1(k)，接着通过差分器70b(偏差计算单元)，作为限制值r1(k)和来自偏移值产生部70c的预定偏移值Vcain_oft之间的偏差而生成限制值偏差r2(k)。接着，通过积分器70d，作为限制值偏差r2(k)与偏差积分值的延迟值σr(k-1)之和而算出作为控制值的积分值的偏差积分值σr(k)。另一方面，通过积分器70e，作为由延迟元件70f进行了延迟的调制输出u”(k-1)和调制输出积分值的延迟值σu”(k-1)之和而生成作为调制值的积分值的调制输出积分值σu”(k)。并且，通过差分器70g，作为偏差积分值σr(k)与调制输出积分值σu”(k)之间的偏差而生成偏差信号值δ(k)。

接着，通过中继要素70h，根据偏差信号值δ(k)，作为预定值+R/-R而生成调制输出u”(k)。并且，通过放大器70i，作为按预定的振幅调节增益F(＝KDSM)对调制输出u”(k)进行增益调节所得到的值而生成增益调节值u(k)，接着，通过加法器70j，作为增益调节值u(k)与上述偏移值Vcain_oft之和而生成控制输入Vcain(k)。

以上的SDM控制器70的控制算法表述为图22所示的式(22)～(29)。该式(22)的限制值Lim(r(k))的限制宽度被设定成与上述式(9)相同的值。并且，式(27)的非线性函数fnl(δ(k))被设定成当δ(k)≥0时fnl(δ(k))＝R，当δ(k)＜0时fnl(δ(k))＝-R(也可以设定成当δ(k)＝0时fnl(δ(k))＝0)。

并且，根据上述理由，把预定值R设定成使R＞|r2(k)|的关系总是成立的、比值1大的值。并且，式(23)的偏移值Vcain_oft和式(28)的振幅调节增益KDSM也分别被设定成如上所述能够避免控制输入Vcain的符号反转的适当值(KDSM≤1)。

根据上面的SDM控制器70，与上述的DSM控制器50相同，可以作为在预定的正的最大值Vcainmax和最小值Vcainmin之间频繁地反转、并且向最大值Vcainmax侧的反转频度和向最小值Vcainmin侧的反转频度接近于一半比例的值而算出控制输入Vcain(k)。结果，本实施方式的控制装置1A也能够获得和上述第一实施方式的控制装置1相同的作用效果。

接着，一边参照图23一边说明第三实施方式的控制装置1B。该第三实施方式的控制装置1B与第一实施方式的控制装置1相比，不同之处仅在于使用DM控制器80取代DSM控制器50，其它方面与第一实施方式的控制装置1相同地构成，所以省略说明。该DM控制器80(控制值计算单元、控制输入计算单元)通过应用了Δ调制算法的控制算法，根据来自TDFSLD控制器40的参照输入r(k)计算控制输入Vcain(k)。

即，如该图所示，在该DM控制器80中，来自TDFSLD控制器40的参照输入r(k)被输入给限制器80a(控制值计算单元)，通过该限制器80a生成限制值r1(k)，接着，通过差分器80b(偏差计算单元)，作为限制值r1(k)和来自偏移值产生部80c的预定偏移值Vcain_oft之间的偏差而生成限制值偏差r2(k)。另一方面，通过积分器80d，作为由延迟元件80e进行了延迟的调制输出u”(k-1)与调制输出积分值的延迟值σu”(k-1)之和而生成调制输出积分值σu”(k)。并且，通过差分器80f，作为限制值偏差r2(k)与调制输出积分值σu”(k)之间的偏差而生成偏差信号值δ(k)。

接着，通过中继要素80g，根据偏差信号值δ(k)，作为预定值+R/-R而生成调制输出u”(k)。并且，通过放大器80h，作为按预定的振幅调节增益F(＝KDSM)对调制输出u”(k)进行增益调节所得到的值而生成增益调节值u(k)，接着，通过加法器80i，作为增益调节值u(k)与上述偏移值Vcain_oft之和而生成控制输入Vcain(k)。

以上的DM控制器80的控制算法表述为图24的式(30)～(36)。该式(30)的限制值Lim(r(k))被设定成与上述式(22)相同的限制宽度。并且，式(34)的非线性函数fnl(δ(k))也被设定成与上述式(34)相同的值。即被设定成当δ(k)≥0时fnl(δ(k))＝R，当δ(k)＜0时fnl(δ(k))＝-R(也可以设定成当δ(k)＝0时fnl(δ(k))＝0)。

并且，根据前面所述的理由，把预定值R设定成使R＞|r2(k)|的关系总是成立的、比值1大的值。并且，式(31)的偏移值Vcain_oft和式(35)的振幅调节增益KDSM也分别被设定成如上所述能够避免控制输入Vcain的符号反转的适当值(KDSM≤1)。

根据上面的DM控制器80，与上述的DSM控制器50相同，可以作为在预定的正的最大值Vcainmax和最小值Vcainmin之间频繁地反转、并且向最大值Vcainmax侧的反转频度和向最小值Vcainmin侧的反转频度接近于一半比例的值而算出控制输入Vcain(k)。结果，本实施方式的控制装置1B也能够获得和上述第一实施方式的控制装置1相同的作用效果。

接着，一边参照图25一边说明第四实施方式的控制装置。如该图所示，该第四实施方式的控制装置1C用于控制发动机3的空燃比，其控制对象相当于通过输入后述的燃料校正值KAF(控制输入)来输出检测空燃比Kact(控制对象的输出)的系统。控制装置1C具有2自由度滑动模式控制器90、DSM控制器91、基本燃料量计算部92、乘法器93和目标空燃比计算部94。

在该目标空燃比计算部94(目标值设定单元)中，例如通过与发动机转速NE和进气管内绝对压力PBA对应的映射图检索等，来计算目标空燃比Kcmd(当量比换算值)。

另外，在2自由度滑动模式控制器90(控制值计算单元)中，根据由目标空燃比计算部94算出的目标空燃比Kcmd、和来自作为输出检测单元的LAF传感器23的检测空燃比Kact(当量比换算值)，利用2自由度滑动模式控制算法，计算参照输入r(k)。具体地说，该2自由度滑动模式控制器90的控制算法与上述的TDFSLD控制器40的控制算法相同地构成。

并且，在DSM控制器91(控制值计算单元、控制输入计算单元)中，根据来自2自由度滑动模式控制器90的参照输入r(k)，利用基于Δ∑调制算法的控制算法，计算作为控制输入的燃料校正值KAF(k)。作为当量比换算值而算出该燃料校正值KAF(k)。

具体地说，该DSM控制器91的控制算法与上述的DSM控制器50的控制算法相同地构成。即，如图25所示，在DSM控制器91中，当来自2自由度滑动模式控制器90的参照输入r(k)被输入到限制器91a中时，通过该限制器91a(控制值计算单元)生成对参照输入r(k)进行了限制处理得到的限制值r1(k)，通过差分器91b(偏差计算单元)，作为限制值r1(k)和来自偏移值产生部91c的预定偏移值Kcmd_oft之间的偏差而生成限制值偏差r2(k)。并且，通过差分器91d，作为该限制值偏差r2(k)与由延迟元件91e进行了延迟的调制输出u”(k-1)之间的偏差而生成偏差信号值δ(k)。

接着，通过积分器91f，作为偏差信号值δ(k)与偏差积分值的延迟值σ(k-1)之和的信号而生成偏差积分值σ(k)，接着，通过中继要素91g，根据偏差积分值σ(k)，作为预定值+R1/-R1而生成调制输出u”(k)。根据前面所述的理由，把该预定值R1设定成使R1＞|r2|总是成立的、比值1大的值。通过放大器91h，作为按预定的振幅调节增益F对调制输出u”(k)进行增益调节所得到的值而生成增益调节值u(k)，接着，通过加法器91i，作为增益调节值u(k)与来自上述偏移值产生部91c的预定偏移值Kcmd_oft之和而生成燃料校正值KAF(k)。

在以上的控制算法中，根据前面所述的理由，分别把偏移值Kcmd_oft(第1和第2预定值)和振幅调节增益F设定成能够避免控制输入KAF的符号反转的适当值。

另一方面，在基本燃料量计算部92中，通过根据发动机转速NE和进气管内绝对压力PBA来检索未图示的映射图，计算基本燃料量Tibase。然后，通过乘法器93，作为将基本燃料量Tibase与燃料校正值KAF(k)相乘得到的值而算出燃料喷射量Tout。然后，通过把表示该燃料喷射量Tout的控制信号提供给喷射器14，来控制喷射器14的打开时间，控制空燃比。

根据上面的第四实施方式的控制装置1C，通过把目标空燃比Kcmd设定成从稀区域到浓区域的大范围的值(例如当量比0.7～1.2)，即使当检测空燃比Kact在稀薄区域的值与充足区域的值之间变化时，通过适当地设定预定偏移值Kcmd_oft、振幅调节增益F和预定值R1，也可以作为能够在应对这种目标空燃比Kcmd的变动的同时在预定范围内变动、并且使检测空燃比Kact高精度地收敛于目标空燃比Kcmd的值而算出燃料校正值KAF(k)。即，即使在发动机3稀燃运转时，也能够高精度地进行空燃比控制。

并且，以上的各实施方式是将本发明的控制装置应用于控制凸轮相位Cain或控制内燃机3的空燃比的装置的例子，但本发明的控制装置不限于这些，不用说当然也可以广泛应用于控制其它任意控制对象的控制装置。另外，也可以取代实施方式的程序，而利用电路构成各种控制器40、50、70、80、90、91。

如上所述，本发明的控制装置可适用于凸轮相位的控制和内燃机的空燃比的控制等任意控制对象的控制，作为在根据应用了调制算法的控制算法对控制对象的输出进行控制的情况下，即使当对控制算法的输入值仅表现为正值或负值中的一方、或其绝对值超过值1的状态长时间持续时，也能够提高控制精度的控制装置，是很有用的。

Claims (6)

1.一种控制装置，该控制装置利用对控制对象的控制输入来控制该控制对象的输出，其特征在于，具有：

控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述控制对象的输出的控制值；以及

控制输入计算单元，其利用基于Δ∑调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值来计算对所述控制对象的所述控制输入，

其中，该控制输入计算单元把计算所述控制值与所述调制值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为大于值1的、并且比所述控制值的绝对值大的预定值。

2.一种控制装置，该控制装置利用对控制对象的控制输入，来控制该控制对象的输出，其特征在于，具有：

控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述控制对象的输出的控制值；

控制输入计算单元，其利用基于∑Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述控制对象的所述控制输入，

其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的第1积分运算、计算所述控制值的积分值的第2积分运算、和计算该控制值的积分值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的、并且比所述控制值的绝对值大的预定值。

3.一种控制装置，该控制装置利用对控制对象的控制输入，来控制该控制对象的输出，其特征在于，具有：

控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述控制对象的输出的控制值；

控制输入计算单元，其利用基于Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述控制对象的所述控制输入，

其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的积分运算、和计算所述控制值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的、并且比所述控制值的绝对值大的预定值。

4.一种控制装置，其控制分别用于使内燃机的进气门和排气门开闭的进气凸轮和排气凸轮中的至少一方相对于曲轴的凸轮相位，其特征在于，具有：

电磁式凸轮相位可变机构，其具有电磁铁，利用该电磁铁的电磁力变更所述凸轮相位；

控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述凸轮相位的控制值；以及

控制输入计算单元，其利用基于Δ∑调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述电磁式凸轮相位可变机构的控制输入，

其中，该控制输入计算单元把计算所述控制值与所述调制值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的、并且比所述控制值的绝对值大的预定值。

5.一种控制装置，其控制分别用于使内燃机的进气门和排气门开闭的进气凸轮和排气凸轮中的至少一方相对于曲轴的凸轮相位，其特征在于，具有：

电磁式凸轮相位可变机构，其具有电磁铁，利用该电磁铁的电磁力变更所述凸轮相位；

控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述凸轮相位的控制值；以及

控制输入计算单元，其利用基于∑Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述电磁式凸轮相位可变机构的控制输入，

其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的第1积分运算、计算所述控制值的积分值的第2积分运算、和计算该控制值的积分值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的、并且比所述控制值的绝对值大的预定值。

6.一种控制装置，其控制分别用于使内燃机的进气门和排气门开闭的进气凸轮和排气凸轮中的至少一方相对于曲轴的凸轮相位，其特征在于，具有：

电磁式凸轮相位可变机构，其具有电磁铁，利用该电磁铁的电磁力变更所述凸轮相位；

控制值计算单元，其根据预定的控制算法计算用于控制所述凸轮相位的控制值；以及

控制输入计算单元，其利用基于Δ调制算法的预定调制算法来调制该算出的控制值，由此计算调制值，并且根据该算出的调制值计算对所述电磁式凸轮相位可变机构的控制输入，

其中，该控制输入计算单元把计算所述调制值的积分值的积分运算、和计算所述控制值与该调制值的积分值之间的偏差的差分运算包含在所述预定的调制算法中，并且计算所述调制值使得该调制值的绝对值成为比值1大的、并且比所述控制值的绝对值大的预定值。

Images