CN100394347C - 具有改进纹波控制的调光电路 - Google Patents

Abstract

公开了一种调光电路装置，包括用于控制将电流传输到负载的三端双向可控硅开关操作的第二控制电路和用于控制控制负载电压上升速率的IGBT功率半导体开关的操作的第一控制电路。第一控制电路还控制第二控制电路的操作。

Description

具有改进纹波控制的调光电路

技术领域

本发明涉及用于控制提供给负载的功率的电路装置，尤其涉及用于控制例如灯的亮度或风扇速度的调光电路。

背景技术

调光电路用于控制从例如电力源的电源提供给如灯或电动马达等负载的功率。这种电路经常使用称为相控调光的技术。这使得提供给负载的功率可以通过改变在给定的周期内连接负载到电源的开关导通的时间量来控制。

例如，如果由电源提供的电压可以用正弦波表示，那么如果连接负载到电源的开关在任何时间都是开启的，则会给负载提供最大功率。以这种方式，电源的全部能量都传输到负载。如果开关在每个周期(正和负周期)有一部分是断开的，则相对比例的正弦波将有效地从负载隔离，从而降低提供给负载的平均能量。例如，如果在每个周期开关都是一半开启，一半断开，则只有一半的功率将传输到负载。由于这些类型的电路经常与电阻负载而不是电感负载一起使用，因此重复开启和断开电源的影响将不会很明显，因为电阻负载对它有固有的惯性。例如在灯的情况下，整体效果将是平滑的调光行为产生对灯的亮度控制。本领域技术人员会很好地理解这种技术。

用统称为电源纹波注入的技术来作为简单的能进行开-关控制电源供电设备的方法，比如家用热水加热器。几百或更高赫兹的低频正弦波形式的信号叠加在电源供应本身的交流电压波形上，通常具有大约十伏r.m.s.的大小。在注入的纹波频率与电源供应频率之间没有固定的相位关系，即一拍的频率构成就会产生结果。

在许多调光电路设计中，电源纹波注入的存在导致不期望的灯的亮度的闪烁。这种影响主要是由于对应于纹波信号频率与电源频率之间节拍的调光导通角的变化。

典型的调光设计利用电源零相交检测来控制电路同步，因此会受到由纹波信号造成的导通角定时变化的影响。更精细的设计会结合必要的滤波元件来减弱这种纹波感应的变化。

因此本发明的一个目的是提供减少调光电路中电源纹波注入影响的有效装置。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种用于控制相控调光电路中开关元件点火角的电压驱动定时电路，其中该电路包括：将电源电压对时间积分的积分器；可变DC控制电压源，其提供可变DC控制电压并与积分器的输出串联连接；电压比较器，将积分器的输出和可变DC控制电压的和与参考电压进行比较来产生开关元件的控制信号，由此实现定时功能，使得借助于通过对电源电压进行时间积分而对电源零交叉进行平均来调节点火角。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于降低相控调光电路中电源纹波影响的电源纹波注入过滤器，包括根据本发明第一方面的电压驱动定时电路。

根据本发明的第三方面，提供了包括根据本发明第二方面的电源纹波注入过滤器的相控调光电路。

根据本发明的第四方面，提供了一种控制相控调光电路点火角的方法，该方法包括：将电源电压对时间进行积分；提供可变DC控制电压；将时间积分后的电源电压和可变DC控制电压的和与参考电压进行比较，以产生开关元件的控制信号，由此实现定时功能，从而借助于通过对电源电压进行时间积分来对电源零交叉进行平均来调节点火角。

附图说明

图1示出了本发明调光电路的第一种实施方式；

图2示出了图1三端双向可控硅开关控制电路部分的可选装置；

图3示出了可用作图1和2电压开关控制电路可选方式的电流开关控制电路；

图4示出了图1电路的简化方框图；及

图5示出了图1阻抗负载不平衡检测器部分的可选装置；

图6示出了图1电路的系统方框图，提供了电源纹波电压注入抗扰性；及

图7示出了叠加在图6方框上的图1的相关组件。

具体实施方式

图1示出了2线、前沿相控的灯调光/风扇速度控制器的优选电路设计。图1所示的设计特别有效，因为它是电磁兼容的(EMI兼容)。这指的是由电路产生的电磁干扰(EMI)的量。由于电路的高频开关而由调光电路产生的辐射量很大程度地被控制，并且这种电路一定不能超过EMI规定的电平。

图1的电路设计通过在每个主半周期有效控制负载电压的上升速率来控制由电路产生的EMI水平。IGBT形式的功率半导体用于这种功能。IGBT及关联的驱动控制电路连接到一个二极管桥的DC侧，从而允许控制电源电压的极性。

功率三端双向可控硅开关用来在IGBT一旦执行了需要的慢速开关功能时，处理负载电流。由于它有低于IGBT/网桥导通电压的开启状态电压，因此将功率耗散减小到了最低程度。

图1的IGBT电路可以划分成以下几块：

——低压DC功率栅栏

——主电压零相交检测器

——上电驱动抑制

——控制定时

——IGBT栅极驱动

用于IGBT控制电路的功率是在IGBT操作开始之前的每半个周期内，即当电源电压出现在调光器上时通过负载从电源得到的。整体电流消耗足够长，从而允许使用由R1、R2、R4和R5提供的相对低耗散的电阻链。平滑电容器C9存储了在每半个周期开始提供的足够的电荷，以便为剩余时间提供具有相对低的纹波电压的电路电流。过多源电流被电压调节稳压二极管DZ1分流，其结果是15伏的名义上的直流电源栅栏。这种装置提供了关于上述的低电压直流电源栅栏块。

电源电压零相交检测器在负载电流开始之后每半个周期复位控制定时电路(下面更详细地描述)。当电源电压在接下来的半个周期重新出现在电路上时，允许定时再次开始。对于电阻性负载，这将对应于电源电压零相交。但是，对于感应负载，这对应于比电源电压零相交晚出现的负载电流零相交。

射极连接到DC栅栏的晶体管Q2的基极是由上述电源电压降低电阻链驱动的。不论什么时候当通过调光电路的电压低于DC栅栏电压时，集电极都将“同步”拉高。相反，当电源电压在调光电路上存在时，晶体管Q2的基极-射极连接点被反向偏置，从而防止集电极拉高。在这个时候源电流通过基极-射极分流二极管D4传送给DC栅栏。

受控定时电容C7的复位是由放电晶体管Q12执行的，Q12通过从Q2“同步”输出的限制电阻R21来驱动。晶体管Q12有基极-射极旁路电阻R22和电容器C6，从而降低断开状态的泄漏，并增强抗EFT能力。

上电驱动阻通块的功能是在上电时通过临时旁路控制定时电容C7充电电流来为前几个主半周期抑制调光电路的操作。这是使软启动机制正确工作所必需的，其中软启动机制依赖于已建立的参考功能的DC电压。有效连接到DC栅栏的小电容C1在上电时栅栏上升的过程中通过二极管D3提供的电流来驱动放电晶体管Q12。一旦C1在上电后变得完全充电，阻塞二极管D3就将C1与Q12驱动电路隔离开。此后，除了在断电时提供放电路径，电阻R8还用来使C1维持在满充电状态。

控制定时块用于向电源电压纹波注入提供带免疫的调光电路。

控制定时块在图1中详细示出。现在首先参考示出图1电路通用功能块的图6描述控制定时块的功能。电源电压输入到由电阻R6、R7和定时电容器C7提供的积分器100(见图1和7)。积分器100关于时间对电源电压积分。在这种装置中，积分器的输出与可变DC控制电压源110串联。该可变电压源是由电容器C13、电阻R36、晶体管Q15及通过电阻R28和可变电阻VR1B获得其偏置信号的晶体管Q3提供的。可变电阻VR1B提供从0伏到由齐纳二极管DZ4提供的电压参考的可变电压源。这些组件可以在图1和示出构成控制电压源110的装置的图7中看到。

积分器100的输出连接到简单地由晶体管Q4和二极管D5构成的比较器120的正端子。晶体管Q4是由前面指出的参考电压驱动的。积分器100的输出直接馈送到二极管D5，二极管D5又将其馈送到晶体管Q4的发射极。如从图6可以看到的，比较器120的负端子连接到参考电压V_DC(ref)。

电压V_DC(ref)的量基本上等于由控制电压源110提供的最大控制电压电平(减去相关二极管的压降，如本领域技术人员将显而易见的)。

从图6可以看到比较积分器输出电压与DC控制电压之和与固定参考电压的比较器功能。当电源电压与DC控制电压的时间积分之和超过DC参考电压时，从比较器120出现正输出。

然后比较器120的输出用于驱动开关元件140。在图1所示的电路优选实施方式中，比较器120的输出馈送到单稳态闭锁电路130，然后闭锁电路130使开关元件140导通。因为当元件导通时电源电压变小，因此这是被利用的。闭锁电路确保门驱动信号的连续。在优选实施方式中，开关元件是IGBT。如图1和图7所示，单稳态闭锁电路130是由晶体管Q5、Q16和Q17提供的。

这种装置使调光器的点火角能参考由于积分功能的平均电源电压零交叉，而且可以通过DC控制电压源110的调节按比例控制。

这使得可以有效地参考调光器的点火角来对电源零交叉进行平均，而不需要象现有技术设备需要的那样实际确定平均电源零交叉。

在比较器120的输出初始化IGBT的导通后，积分器100在每半周都复位。

这种装置对由电源纹波控制信号造成的调光器点火角变化提供显著的抗扰性。当调光器控制电感性负载时，这种电路装置还为相反极性的电源半周提供固有的点火角对称性。

现在参考图1更详细地描述电路的工作。

在每个电源半周期的开始，定时电容器C7都通过电流限制电阻R6和R7从电源/负载充电。源自电阻R39由稳压二极管DZ4决定的参考电压用于终止定时过程的充电阀值水平。就象由串联二极管D5和晶体管Q4确定的，在C7正极的电压必须一直达到高于该参考水平大约两个二极管压降的水平，以便初始化IGBT操作。在预定义的阈值电压，为了操作IGBT驱动控制过程，定时电容器充电电流被转移到晶体管Q4。

控制点火角的调节是由连接到定时电容器负极的可变控制电压源来实现的。这个控制电压是利用主调光控制电压计VR1B从稳压二极管DZ4参考电压得到的。由于有零初始化电容器电压的情况，所以由R28和C13构成的RC滤波器在上电时提供软启动特征。过滤控制电压的缓冲是由级联晶体管Q3和Q15提供的，以便提供低阻抗电源电压。电阻R36用来旁路晶体管Q15的基极-射极，从而降低泄漏的影响。

在最大控制电压(对于最大调光导通角)，所需的定时电容器充电电压是其最低值。所需的最小定时电容器充电电压等于一个正向电压二极管的压降，正如由二极管D5所确定的，包括一个通过电阻R11的小电压。这个水平独立于稳压二极管DZ4参考电压的绝对值。因此，最大导通角固有地是有限的，很大程度上独立于组件参数，从而确保足够的电流总是可以提供给DC栅栏。包括电阻R11是为了进一步限制最大调光导通角。

PTC1与VR1B串联放置(在参考电压侧)，以便在由于产品过载造成调光器温度过高的情况下，提供导通角自动减小。Trimpot VR2与VR1B串联放置(电路公共侧)，从而允许通过升高最小控制电压对最小导通角进行调节。

IGBT栅极驱动控制电路是由晶体管Q16、Q17和Q5提供的。该电路行为是不能再次触发的单稳态，并向IGBT提供受控的栅极驱动电流，来获得期望的慢转换结果。连接到DC栅栏的晶体管Q5在开启时通过定时电阻R38来充当源IGBT栅极电流的开关。连接到普通电路的晶体管Q17在断开时充当对IGBT栅极电荷快速放电的开关。

输入晶体管Q16的基极驱动电流来自从控制定时电路来的Q4。基极-射极被电阻R27和电容器C4旁路，从而降低断开状态的泄漏并增强EFT免疫。当晶体管Q16未驱动时，晶体管Q17通过电阻R3、RC、R35和R48被充分偏压，使得集电极将IGBT栅极维持在放电(断开)状态。在这种条件下，晶体管Q5未充分偏压到可以工作。当晶体管Q16被驱动时，电阻R35提供足够的偏压来操作晶体管Q5，Q5通过RC网络R37和C8为晶体管Q16提供临时的再生的基极驱动。这导致单稳态行为(大约300微秒输出周期)。在这种有效条件下，偏压从晶体管Q17除去。

IGBT串联栅极电流限制电阻R38与并联栅极电容器栅极C14的结合在IGBT开启时为EMC控制提供必需的慢开启特征。在情况IRG4BC20S下，所选值特别适合于使用的IGBT。

三端双向可控硅开关控制电路在图1中示为二极管网桥AC侧的电路块。这个电路的主要功能是以每半个周期为基础，一旦IGBT完成了慢速开关EMC发射减少操作，就触发三端双向可控硅开关Q23。一个基本对称的电路用于在1、3象限提供三端双向可控硅开关栅极驱动脉冲(栅极驱动极性在电源极性之后)。

由三端双向可控硅开关控制电路执行的其它功能还包括过电流保护和调光过电压保护。这些条件中任一个都会导致立即的三端双向可控硅开关触发。在过电流条件下(例如，白炽涌入电流)，三端双向可控硅开关将电流分流出IGBT。在过电压条件下(例如，电源瞬变)三端双向可控硅开关分流行为将瞬时电位传输到负载。

在IGBT操作开始之前的时间里的每半个周期，即当电源电压出现在调光器上时，三端双向可控硅开关控制电路通过负载从电源得到其功率。平均电流消耗足够长，从而允许使用由R16、R17、R18和R19构成的相对低耗散电阻链。在每个电源半周期中，由电阻链提供的电流用于将电容器C10充电到具有由电源确定极性的电压。在电容器C10上出现的电压对于每种极性都限定到大约20伏，如由分流稳压二极管DZ2和DZ3所定义的。驱动电路的每半个周期极性的操作顺序如下：

——当存在电源电压时，存储电容器C10充电。

——在由于IGBT操作使调光电压降到低于大约20伏后，初始化100微秒延时电路(R24和C3)。

——在时延的最后，从电容器C10通过限制电阻R41给三端双向可控硅开关Q23栅极提供电流。

在正电源半周期中，存储电容器C10通过晶体管Q18的基极-射极连接利用限制电阻R16、R17、R18和R19从电源充电到大约20伏。当调光器终端电压降到低于20伏的阈值时，晶体管Q6通过限流电阻R24为延时电容器C3提供充电电流。当电容器C3上的电压达到大约0.6伏时，晶体管Q13工作，这反过来又会通过限流电阻R10为输出晶体管提供基极电流驱动。通过电阻R12从晶体管Q1集电极到晶体管Q13基极的一些再生反馈加速了开关行为。晶体管Q1的集电极通过控向二极管D7A和栅极电流限流电阻R41来驱动三端双向可控硅开关栅极。二极管D7A的功能是在存储电容器C10充电过程中在负电源半周期时隔离三端双向可控硅开关栅极电路。因为在这个时候输出晶体管Q1的基极-集电极连接点是正向偏置的，因此这是必须的。电容器C3还有另外一个增强晶体管Q13EFT免疫的角色，而电阻R26减少晶体管泄漏。类似的，电阻R9减少会相应影响C3定时周期的输出晶体管Q1的泄漏。

用于负电源半周期的电路的操作与上述相同，但使用了组件的镜像设置。

利用隔离的用于调光水平的PWM控制的应用要求IGBT(Q22)和三端双向可控硅开关(Q23)及关联的驱动电路都永久性地连接到电源。这不同于手动控制的两线模调光应用，其中一个串联的电源中断开关总是用于负载通/断控制。

通常，在调光电路设计中，当调光终端电压由于IGBT操作的结果，降到低于阈值的水平时，三端双向可控硅开关点火操作开始。

对具有永久电源连接的隔离的控制接口调光，这种操作方法需要修改。在这种情况下，有必要禁用三端双向可控硅开关触发，否则它会在每个电源半周期接近结束时被初始化。尽管由于非常低的占优势的三端双向可控硅开关导通角及负载电压使得负载有效地处于断开状态，但由于这种三端双向可控硅开关操作，结果线导通的EMC发射电平将会非常大。

为了解决这种情况，要引入另外的电路，该电路能区分由于调光期间IGBT操作造成的电源电压变化率和由于当IGBT没有通过隔离控制接口激活时标准电源电压波形造成的电源电压变化率。

在调光操作中，三端双向可控硅开关驱动电路通常是禁用的，而且只能在检测由于IGBT操作造成的相对快速的负载终端变化率后激活很短的时间。在负载断开状态条件下，三端双向可控硅开关驱动电路不能被每半个周期结尾附近相对慢的电源电压下降速率使能。

对这种附加电路的某些重要的设计考虑是对电源瞬变的高免疫和电源纹波控制信号的可维护。

图2示出了上述图1三端双向可控硅开关控制电路的修改电路，其中共同的元件相对应地标识。

以下是参考图2的对一个电源半周期极性的电路操作的描述。

钳位晶体管Q300用于通过分流用于三端双向可控硅开关点火延时电容器C3的充电电流来禁用三端双向可控硅开关驱动电路操作。滤波电容器C300通常通过电阻分配元件R300和R301从±20伏充电，这些电阻分配元件带有维持钳位晶体管偏压的极性。

在IGBT，Q22操作中，结果桥接电压dv/dt产生通过小电源耦合电容器C301的足够电流，从而快速地使滤波电容器放电，以便反向偏置钳位晶体管的基极-射极连接点。由于滤波电容器/偏压电阻的时间恒定，钳位晶体管保持偏置断开足够长时间，以便允许三端双向可控硅开关点火延时电容器的正常充电。

抗电源纹波注入的能力是通过电容器的低通滤波行为和偏压电阻实现的。

没有IGBT操作，电源电压波形关联的相对低的dv/dt就不足以除去滤波电容器上的偏置电压。这样，钳位晶体管继续旁路三端双向可控硅开关点火延时电容器的充电，防止三端双向可控硅开关操作的可能性。

用于电源耦合电容器的串联电阻元件R302在电源电涌/瞬变条件下提供限流保护。

需要反向连接的二极管D300A通过钳位晶体管Q300的集电极-射极连接点，以防止相反的半个周期中该晶体管干扰关联晶体管Q301的正确工作。在相反的半个周期中，Q300的集电极-基极连接点变成正向偏置，并能提供充足的偏置电流来操作相关晶体管Q301。并联二极管D300A通过将集电极电压限制到只有一个正向二极管压降来工作，从而将关联晶体管Q301的基极驱动电压限制到大约零伏。

以上电压驱动三端双向可控硅开关控制电路可以相同地由图3所示电流驱动三端双向可控硅开关控制电路代替。这种电路的主要功能又是以每半个周期为基础，当IGBT一完成慢速开关EMC发射降低操作时，就触发三端双向可控硅开关。该电路基本是对称的，并用于在1、3象限提供三端双向可控硅开关栅极驱动脉冲(栅极驱动极性跟在电源极性后面)。

在工作中，电流感应电阻R32用于为整个三端双向可控硅开关驱动电路导出驱动电位。在达到定义的负载电流阈值后，满足三端双向可控硅开关栅极需求，过多的电流被串联二极管D3和D4旁路。出现的传感电压开始时对由电阻R33和电容器C9构成的延时网络充电。一旦定时电路输出电压达到阈值水平，比较器晶体管Q14就通过电阻R35被驱动。除了晶体管Q14的基极-射极连接点电压，这个水平是由电压分配电阻R34和R37连接点处的电压(源自初始感应电压)确定的。

通过各基极电流限制电阻R26和R28，晶体管Q14的操作导致对晶体管Q24和Q25同时应用基极驱动。参考传感电压的晶体管Q25通过电阻R36进行驱动晶体管Q27。晶体管Q27的操作通过降低晶体管Q14的射极电位减小比较阈值电压。这种正反馈过程是再生性的，从而加速了开关行为。三端双向可控硅开关栅极驱动电流的施加是通过输出晶体管Q24和电流限制电阻R41。需要电阻R27和R38来防止由于泄漏及晶体管Q24、Q25和Q27带来的可能的负面影响。

利用组件的镜像设置，用于电源负半周期的电路操作与上述的相同。

在IGBT过电流条件下，电流传感电阻R40上出现了足够的电压以便在晶体管Q18上偏置。这反过来又通过立即操作三端双向可控硅开关为向上晶体管Q24提供了基极电流驱动以使电流从IGBT电路转移出。在这些条件下，电阻R39将晶体管Q18的基极电流驱动限制到安全水平。这提供了一种内建的电路保护机制。

在调光器过电压电流，三端双向可控硅开关栅极由串联硅崩二极管BZ1和BZ2直接驱动。电容器C10放置在越过三端双向可控硅开关栅极终端，以便增强三端双向可控硅开关抗从电源瞬变触发的dv/dt的能力。

电感器L1限制从IGBT电路到三端双向可控硅开关的负载电流的传输速率，以便控制线导通EMI的发射水平。这种功能所需的自感应量与三端双向可控硅开关开启状态电压和三端双向可控硅开关操作之前通过上述IGBT电路电流的电压之间的差异相关。IGBT电路电流路径中电流传感电阻R32的存在引入了额外的电压差，从而影响所需自感应量。控制线导通EMI发射水平的另一种方式是通过与L1一起工作构成的二阶低通滤波器的旁路电容器C11。

该电路的特定优点是直接由IGBT电路而不是象现有系统中那样通过第三方集中控制块控制三端双向可控硅开关控制电路的能力(不管是电压驱动还是电流驱动)。

在电压驱动的驱动电路情况下，这基本上是在操作性的IGBT的控制下，为了确定什么时候应当发生三端双向可控硅开关点火，监视二极管桥接电压。三端双向可控硅开关栅极驱动所需的必要电荷是在IGBT导通开始之前的半个周期里从可用电源电压累积的。三端双向可控硅开关基本上是当二极管桥接电压减少到低于最小设置阈值时点火的。这种最小设置阈值是由稳压二极管DZ2和DZ3确定的，在本例中是20伏的最小阈值(对于正、负周期)。就象本领域技术人员可以理解的，二极管网桥的电压是由晶体管Q6和电阻网络R17、R16、R18及R19传感的。最小电压阈值是由所使用组件(在这种情况下是稳压二极管DZ2和DZ3)确定的，而且通常设置为超过IGBT电路导通电压一个适当的差数。

在电流驱动的驱动电路情况下，这基本上是在操作性的IGBT的控制下，为了确定什么时候应当发生三端双向可控硅开关点火，监视二极管桥接电流。三端双向可控硅开关栅极驱动所需的必要电流是从在半周的IGBT导通产生的负载电流得到的。当二极管桥接电流升到高于最小阈值时，三端双向可控硅开关再次点火，在这种情况下最小阈值由电阻R32设置。

以这种方式，该电路配置比现有技术的设计简单得多，现有设计需要独立的中央控制块来监视IGBT电路的电参数，根据那些传感参数确定三端双向可控硅开关应当何时点火，并向三端双向可控硅开关控制电路提供控制信号。可选地，基于预先设置的定时参数，中央控制块有时向IGBT和三端双向可控硅开关控制电路互相独立地提供控制信号。

这种电路装置的简化方框图在图4中示出，其中元件10表示第一控制电路(IGBT控制)，元件20表示第一开关(IGBT)，元件30表示整流电路(如二极管网桥)，元件40表示第二控制电路(三端双向可控硅开关控制)，它通过整流电路30从第一控制电路10获得控制信号。元件50表示第二开关(三端双向可控硅开关)，它是由第二控制电路控制的，元件60表示负载。

在实际中，电压驱动的三端双向可控硅开关驱动控制电路优于电流驱动的三端双向可控硅开关驱动电路。但是，每种都有优缺点。电压驱动的三端双向可控硅开关驱动电路结果是允许最高整体产品效率的EMC过滤器组件的最小尺寸。但电压驱动电路需要压降元件来从电源导出功率源，因此引入了局部功率耗散问题(只在低导通角设置时，其总的整体耗散低)。此外，当不存在IGBT驱动来实现断开状态条件时(只有无串联手动操作开关的应用需要)，还需要额外的组件来禁用三端双向可控硅开关驱动。

相反，电流驱动电路不需要连接到电源的功率源，因此不会遇到局部功率耗散问题。此外，当没有IGBT驱动来实现断开状态时，三端双向可控硅开关驱动百分之百被禁用(这只对无串联手动操作开关的应用是优点)。但是，电流驱动电路的缺点是电流传感组件的存在需要有更大的EMC过滤器组件，而且可能降低整体效率。

另一个电路块提供了可能由IGBT操作引起的过电流条件的电路保护。在这种条件下，足够的电压在电流传感电阻R42上产生，在晶体管Q14上偏置。这反过来又通过立即操作三端双向可控硅开关为输出晶体管Q1提供了基极电流驱动，从而在二极管网桥的DC侧将电流转移出IGBT电路。在这些条件下，电阻R40将晶体管Q14基极电流驱动限制到安全水平。

在调光器过压发生时，三端双向可控硅开关栅极是通过串联硅崩二极管D1和D2及电流限制电阻R20直接驱动的。电容器C11放置在越过三端双向可控硅开关栅极-MT1终端，以便增强三端双向可控硅开关对从电源瞬变触发的dv/dt的免疫。

在这种调光设计拓朴结构中，不需要结合电感器来实现所需的RF发射水平的限制。但是，可能需要一个相对小的电感器在IGBT过电流条件下为三端双向可控硅开关提供一定程度的di/dt保护。在正常操作时，取决于实际负载电流量，在点火之前出现在三端双向可控硅开关上的电压是少数几伏。这个电压是IGBT饱和电压与二极管网桥正向电压特征的函数。在这么低的工作电压水平，三端双向可控硅开关开关行为比标准高电压三端双向可控硅开关应用中更渐近。这导致电流带着低相关RF发射水平，从IGBT到三端双向可控硅开关的固有平滑传输。但是，电感器L1的添加稍微增加了与IGBT到三端双向可控硅开关电流传输相关的RF发射组件。这对应于不连续的当IGBT电流降到零时的小导入电流波形。

此外，在每个电源半周期的结尾，三端双向可控硅开关自然地换向，由于负载电流波形的不连续，发生RF发射爆发。这种发射的衰减是由放置在调光终端的电容器C15实现的。这个电容器的另一个重要角色是提高整体调光电路对EFT的免疫。

另一个电路块是感应负载不平衡检测器。该电路块的功能是在过多不对称操作的情况下关闭调光控制，不对称操作可能是由于连接到没有负载的熨斗LV照明变压器的结果。如果通过调光终端的对正、负半周的平均电压不同，则调光操作挂起。

回过头来参考图1，由R43、R44、R29和R45、R46、R30构成的两个电阻分配链用于感应分别出现在活动和负载终端的电源电压。当参考网桥公共(负)终端时，这些电压表示通过调光器的电源电压的相对极性。每个链的分配器连接点都连接到电容器C12的对侧，来产生与半周电压差分成比例的差分电压。如果该差分电压超过大约0.6伏的阈值，则两个晶体管Q9和Q10用于产生公共参考信号。由晶体管Q11和Q20及电阻R32和R34构成的栅极锁电路具有由不平衡检测器输出驱动的输入。有线的作为低泄漏的二极管，晶体管Q21将栅极锁输出从晶体管Q11的集电极导向“同步”，即驱动定时控制旁路晶体管Q12。

晶体管Q21充当阻塞二极管，以防止零相交检测器的任何栅极锁操作。需要基极-射极旁路电阻R31和R33来最小化各晶体管的泄漏。类似地，电容器C5和C16用来增强栅极锁电路的EFT免疫。此外，电容器C5还提供拒绝任何来自不平衡检测器输出的高频信号成分。

当操作感应负载时，调光电路合并一个适度敏感的三端双向可控硅开关以帮助完成一个可以接受水平的性能。尤其是在对称地操作很差情况下的负载时，即低值VA，高感应负载，比如排气风扇马达。

在通常调光操作时，IGBT最初是在三端双向可控硅开关点火之后的固定的延时后工作的。在这个预三端双向可控硅开关导通延时阶段，感应负载电流有机会来增加值。因此，这个延时还提高三端双向可控硅开关成功操作这种困难负载的能力。

但是，在非常低的导通角设置，可能没有足够的负载电流用于可靠的三端双向可控硅开关封闭。在这种情况下，结合非线性负载感应，低电平负载DC成分将由调光器保持。在这些条件下，不会由于相对低的rms电流值对负载造成损害。如果负载DC组成电平变得过高，则不平衡检测器的操作将自动关闭调光控制。

通常，由于额外导致的调光功率耗散，电容性输入电子LV变压器不是总适合于前沿相控调光。高电容器充电电流脉冲提高了线导通EMC发射水平，而且可能在电源电压波形上产生重复性高频环形爆发。

图1的调光电路结合了在IGBT导通阶段可应用的过负载电流传感。与这种电容性负载的调光连接导致过电流机制的持续操作，产生更高的EMC发射水平。此外，通常出现在前几百秒微秒的高频及幅值环电流波形可能导致三端双向可控硅开关的变换。如果这种情况占上风，则不平衡的保护器可能造成调光控制关闭。对于连接有最大额定负载的电子变压器，这种条件是不太可能出现的。

用于上述图1感应负载不平衡检测器的可选电路配置现参考图5进行描述，它示出了图1IGBT控制的可选电路装置。

不平衡检测处理的通用操作如下描述。用于表示导通时间的电容器重复地从零充电到由占先的半周导通时间确定的水平。在这个“导通时间检测”电容器上出现的电压用来设置第二电容器上的峰值电压，用来表示峰值导通时间。这个“峰值导通时间”电容器同时利用恒定DC电流接收器放电。因此产生的“峰值导通时间”电容器电压波形包括两部分：(1)其量与半周导通时间成正比的DC成分。(2)锯齿形状存在的AC成分，其量由固定参数，即电容值、DC电流接收器的值及重复频率(2倍电源频率)来确定。

如果在交替极性半周导通时间里存在足够多的差异，则与“峰值导通时间”电容器关联的结果AC电压波形在有一半的重复频率(电源频率)情况下，有两倍的正常幅值。具有DC阻塞属性的简单幅值阈值检测器用于激活栅极锁电路，以便当条件检测为稳态时禁用调光操作。

参考所涉及组件的更详细描述如下：在调光周期的负载导通阶段，晶体管Q2集电极可以将电流通过限制电阻R203送至“导通时间检测”电容器C201。在每半个周期的结尾，当调光反转到非导通状态时，二极管D200隔离与主定时电容器C7充电相关的任何电流。

晶体管Q200用于在每半周导通阶段的开始将C201复位到零伏。相关的Q200的脉冲基驱动由电容器C200和电阻R201提供。二极管D201联合电阻R200在准备下一电源半周期的过程中为C200提供必要的放电路径。在C201的充电阶段，电阻R202旁路Q200的基极-射极，从而减少设备的断开状态泄漏。

晶体管Q201配置成发射器跟随器，使得在Q201的基极-射极输入正向偏置的暂时阶段，电容器C202上的电压必须跟在C201峰值电压之后。晶体管Q202联合偏置电阻R204、R205及R206配置成C202的电流接收器。

C202上的锯齿电压波形是通过二极管D202/D203和电容器C203耦合到“阈值检测”晶体管Q203基极的AC。串联二极管D203的功能是提供足够的信号压降，使得Q203不是在对称调光操作条件下被驱动，其中输入信号幅值通常是低的。除了为C203提供反向充电路径外，电阻R207还减少Q203设备断开状态泄漏。二极管D202也构成C203反向充电路径的一部分。

在不对称调光操作条件下，Q203在低负载周期以脉冲模式工作。包括R208和C204的RC网络用于为结果脉冲链提供平均功能。晶体管Q204构成栅极锁电路的一部分，该栅极锁电路是当C204上的电压达到临界水平时被触发的，临界水平由如电压分配电阻R209和R210联合Q204基极-射极阈值电位确定。晶体管Q205联合电阻R211和R212构成栅极锁电路的剩余部分。

在电源上电或在PWM调光控制驱动最初激活时，有必要确保在多个完整的电源周期中栅极锁电路被清空到非栅极锁状态。这种功能是由包括R213和C205的RC网络执行的，它最初将Q205的基极驱动电压保持在低于发射极参考电平的水平。

应当理解以上是参考优选实施方式描述的，而且就象本领域技术人员应当理解的那样，许多变化与修改都是可能的。

Claims (13)

1.一种用于控制相控调光电路中开关元件点火角的电压驱动定时电路，其中该电路包括：

将电源电压对时间积分的积分器；

可变DC控制电压源，其提供可变DC控制电压并与积分器的输出串联连接；

电压比较器，将积分器的输出和可变DC控制电压的和与参考电压进行比较来产生开关元件的控制信号，由此实现定时功能，使得借助于通过对电源电压进行时间积分而对电源零交叉进行平均来调节点火角。

2.如权利要求1所述的电压驱动定时电路，其中积分器的输出连接到比较器的正输入端子，而参考电压连接到比较器的负输入，因此当对时间积分的电源电压与可变DC控制电压之和实质上超过参考电压时，比较器的输出为正，由此确定开关元件的点火角。

3.如权利要求2所述的电压驱动定时电路，其中可变DC控制电压可以调节以改变点火角。

4.如权利要求3所述的电压驱动定时电路，其中在比较器开始开关元件的导通后，积分器在每半周期复位。

5.如权利要求4所述的电压驱动定时电路，其中比较器的输出连接到单稳态闭锁电路的输入，该闭锁电路的输出连接到开关元件的输入，从而向开关元件提供闭锁驱动信号。

6.如权利要求5所述的电压驱动定时电路，其中开关元件是IGBT。

7.如权利要求4所述的电压驱动定时电路，其中积分器包括串联的电阻和定时电容器，其中可变DC控制电压施加到该电容器的负端。

8.如权利要求7所述的电压驱动定时电路，其中调光电路是前沿相控调光电路。

9.用于降低相控调光电路中电源纹波影响的电源纹波注入过滤器，包括如权利要求1至7任何一项所述的电压驱动定时电路。

10.包括如权利要求9所述电源纹波注入过滤器的相控调光电路。

11.一种控制相控调光电路点火角的方法，该方法包括：

将电源电压对时间进行积分；

提供可变DC控制电压；

将时间积分后的电源电压和可变DC控制电压的和与参考电压进行比较，以产生开关元件的控制信号，由此实现定时功能，

从而借助于通过对电源电压进行时间积分来对电源零交叉进行平均来调节点火角。

12.如权利要求11所述的方法，其中该方法还包括在所述和大于参考电压的点设置点火角。

13.如权利要求12所述的方法，该方法还包括通过改变可变DC控制电压来改变点火角。

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