CN100389252C - 微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置及方法 - Google Patents

Abstract

一种微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置包括PWM变流器、IGBT驱动板、控制单元以及供电单元。其中控制单元分别与IGBT驱动板、被控对象以及供电单元相连，IGBT驱动板与PWM变流器相连，PWM变流器与被控对象相连。本发明采用电压空间矢量控制方法，即六个IGBT开关构成的三个桥臂有8种状态组合，每种状态对应不同的电压矢量，当电压矢量改变时可使电机旋转一定的角度，从而实现了微型燃气轮机的高速发动机的启动。本发明使微型燃气轮机的高速发动机的启动不超过2min，频率波动率≤0.5%。

Description

微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置及方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置及方法，适用于在高频同步机的启动中推广。

背景技术

当发动机60000转/分超高速运转，且与燃气轮机同轴相连时，负载很大，传统的启动方法转矩脉动大，不易启动。微型燃气轮机的高速发动机的启动要避免失步现象，应用传统的启动方法对转速的检测要求非常高，而60000转/分的超高转速的检测是十分困难的。另外微型燃气轮机的高速发动机是空气轴承，对动态平衡要求非常严格，启动要平滑，应用传统的启动方法有振动，不能满足上述要求。

目前交流电动机变频驱动采用空间矢量脉宽调制PWM控制策略，从电机的角度考虑采用逆变器空间电压矢量的切换以获得近似圆形磁场，电压利用率高，产生的谐波少，转矩脉动小，对转速的检测要求小，从而获得更为满意的交流电动机驱动性能。但该控制方法还没有应用于微型燃气轮机的高速发动机中。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，本发明提供一种微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置及方法。

本发明装置包括PWM变流器、IGBT驱动板、控制单元以及供电单元，如图1所示。其中控制单元分别与IGBT驱动板、被控对象以及供电单元相连，IGBT驱动板与PWM变流器相连，PWM变流器与被控对象相连。

本发明装置中PWM变流器由六个IGBT、六个续流二极管、三个无感电容以及三个滤波电容构成，直流母线正负极间，即PN间接的每两个IGBT和二极管构成一个桥臂，由一个双IGBT模块实现，在模块上接入无感电容，三个桥臂之间为并联关系，三个滤波电容串联后再与三桥臂并联，无感电容以吸收器件关断时的浪涌电压，滤波电容实现滤波，如图2所示。

本发明装置中IGBT驱动板采用德国西门康公司的SKHI23_17型驱动板。

本发明装置中控制单元以DSP处理器为核心，分别与RAM、EPROM、EEPROM、时钟电路、电压转换电路、通信处理电路以及A/D采样电路相连，如图3所示。从检测元件接收到电压电流检测信号，通过A/D采样电路进行滤波后为DSP处理器传送外部中断信号；上位机与DSP处理器与通信处理电路进行SCI串口通信；在DSP处理器外接有RAM、EPROM、EEPROM作为存储，DSP处理器通过数据地址总线存取RAM中的系统控制中所需要使用的大型数据表、临时数据变量、控制变量，EPROM中的程序源代码，和EEPROM中的控制参数、故障信息、、断电再启动的现场保护信息。电压转换电路为DSP处理器提供适配的电压，外部时钟电路为DSP处理器提供时钟信号。

供电单元采用±24V直流电源。

本发明采用电压空间矢量控制方法，即六个IGBT开关构成的三个桥臂有8种状态组合，每种状态对应不同的电压矢量，当电压矢量改变时可使电机旋转一定的角度，从而实现了微型燃气轮机的高速发动机的启动。

普通三相PWM变流器的拓朴结构如图4所示，当直流电动势e_L＝0时，直流侧负载只有纯电阻，此时PWM变流器只能运行于整流模式；当e_L≥v_dc时，PWM变流器既可运行于整流模式，又可运行于有源逆变模式，运行于有源逆变模式时，PWM变流器将e_L所发电能向交流侧输送，有时也称这种模式为再生发电模式；当e_L＜v_dc时，PWM变流器仍然是运行于整流模式，v_dc为模型电路直流侧电压。

首先定义单极性二值逻辑开关函数为：

当s_a＝1时，v_aN＝v_dc；当s_a＝0时，v_aN＝0。从而，有v_aN＝v_dcs_a。v_aN为a相相电压。运用基尔霍夫电压定律建立三相PWM变流器a相回路方程为，

$L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_a=e_a-(v_{\mathrm{dc}}{s}_a+v_{\mathrm{NO}})---\left(2\right)$

式中L为交流侧电感(电机定子电感)，R为交流侧电阻(电机定子等效电阻)，e_a为a相交流电动势，i_a为a相相电流。

同样，可得b相和c相的方程如下，v_NO为电机星形连接绕组中点的电压值。

$L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_b=e_b-(v_{\mathrm{dc}}{s}_b+v_{\mathrm{NO}})---\left(3\right)$

$L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_c=e_c-(v_{\mathrm{dc}}{s}_c+v_{\mathrm{NO}})---\left(4\right)$

式中e_b为b相交流电动势，i_b为b相相电流，e_c为c相交流电动势，i_c为c相相电流。

考虑三相对称系统，则有：

e_a+e_b+e_c＝0  i_a+i_b+i_c＝0    (5)

联立式(2)-(5)得：

$v_{\mathrm{NO}}=-\frac{v_{\mathrm{dc}}}{3}\underset{k=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{s}_K---\left(6\right)$

在图1中，任何瞬间总有三个开关管导通，其开关模式共有8种，直流侧电流i_dc可描述为：

i_dc＝i_as_as_bs_c+i_bs_bs_as_c+i_cs_cs_bs_a+(i_a+i_b)s_as_bs_c+(i_a+i_c)s_as_cs_b

+(i_b+i_c)s_bs_cs_a+(i_a+i_b+i_c)s_as_bs_c    (7)

＝i_as_a+i_bs_b+i_cs_c

另外，对直流侧电容正极节点应用基尔霍夫电流定律，R_L为负载电阻，e_L为负载电动势。

$C\frac{{\mathrm{dv}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_a{s}_a+i_b{s}_b+i_c{s}_c-\frac{v_{\mathrm{dc}}-e_L}{R_L}---\left(8\right)$

C为负载侧电容。

联立式(2)-(8)，并引入状态变量X＝[i_a，i_b，i_c，i_dc]^T，则采用单极性二值逻辑开关函数描述的PWM变流器一般数学模型的状态变量表达式为：

ZX＝AX+BE    (9)

式中

$A=\left[\begin{array}{cccc}-R& 0& 0& -(s_a-\frac{1}{3}\underset{a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{s}_K)\\ 0& -R& 0& -(s_b-\frac{1}{3}\underset{a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{s}_K)\\ 0& 0& -R& -(s_c-\frac{1}{3}\underset{a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{s}_K)\\ 0& 0& 0& -1/R_L\end{array}\right]---\left(10\right)$

$Z=\left[\begin{array}{cccc}L& 0& 0& 0\\ 0& L& 0& 0\\ 0& 0& L& 0\\ 0& 0& 0& C\end{array}\right]---\left(11\right)$

$B=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& \frac{1}{R_L}\end{array}\right]---\left(12\right)$

E＝[i_a，i_b，i_c，e_L]^T    (13)

由式(2)-式(6)可以得到

$v_{a0}=[s_a-\frac{1}{3}(s_a+s_b+s_c)]v_{\mathrm{dc}}---\left(14\right)$

$v_{b0}=[s_b-\frac{1}{3}(s_a+s_b+s_c)]v_{\mathrm{dc}}---\left(15\right)$

$v_{c0}=[s_c-\frac{1}{3}(s_a+s_b+s_c)]v_{\mathrm{dc}}---\left(16\right)$

式中s_a、s_b、s_c——三相单极性二值逻辑开关函数。

将2³＝8种开关函数组合代入式(14)-式(16)，可得到相应的三相PWM变流器交流侧电压值，如表1所示：

表1不同开关组合时的电压值

由表1知，不同开关组合时三相PWM变流器的交流侧电压在复平面上可以表示为一条模等于2v_dc/3的空间电压矢量，由于三相PWM变流器开关状态的有限组合，其空间电压矢量只有8种，如图5所示。

(0 0 0)和

(1 1 1)的模等于零，故称为零矢量，在图中没有表示。

任一开关组合对应一条空间矢量，该开关组合时的v_a0、v_b0、v_c0就是该空间矢量在三条轴(a，b，c)上的投影。

上述分析表明，复平面上三相PWM变流器的空间电压矢量

可定义为

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{V}}_k=\frac{2}{3}{v}_{\mathrm{dc}}{e}^{j(k-1)\mathrm{\π}/3}\\ {\stackrel{\·}{V}}_0={\stackrel{\·}{V}}_7=0\end{array}(k=1,...,6)\right.---\left(17\right)$

将上式写成开关函数的形式如下

${\stackrel{\·}{V}}_j=\frac{2}{3}{v}_{\mathrm{dc}}(s_a+s_b{e}^{j2\mathrm{\π}/3}+s_c{e}^{-j2\mathrm{\π}/3})---\left(18\right)$

对于任意给定的三相基波电压瞬时值v_a0、v_b0、v_c0，若三相为平衡系统，即v_a0+v_b0+v_c0＝0，则可在复平面内定义电压空间矢量

$\stackrel{\·}{V}=\frac{2}{3}(v_{a0}+v_{b0}{e}^{j2\mathrm{\π}/3}+v_{c0}{e}^{-j2\mathrm{\π}/3})---\left(19\right)$

式(19)表明：如果是v_a0、v_b0、v_c0角频率为ω的三相对称正弦波电压.那么矢量

就代表一条空间矢量，该矢量的模等于相电压的峰值，并且以角频率ω按逆时针方向匀速旋转。空间矢量

在三相坐标轴(a，b，c)上的投影就是对称的三相正弦量。

实际上，在对称的三相PWM变流器拓扑结构中

$\stackrel{\·}{V}=\frac{2}{3}(v_{a0}+v_{b0}{e}^{j2\mathrm{\π}/3}+v_{c0}{e}^{-j2\mathrm{\π}/3})$

$=\frac{2}{3}[(v_{\mathrm{aN}}-v_{N0})+(v_{\mathrm{bN}}-v_{N0})e^{j2\mathrm{\π}/3}+(v_{\mathrm{cN}}-v_{N0})e^{-j2\mathrm{\π}/3}\mathrm{})]$

$=\frac{2}{3}(v_{\mathrm{aN}}+v_{\mathrm{bN}}{e}^{j2\mathrm{\π}/3}+{v_{\mathrm{cN}}e}^{-j2\mathrm{\π}/3}\mathrm{})$

v_aN为a相相电压，v_bN为b相相电压，v_cN为c相相电压。

可知三相PWM变流器的空间电压矢量控制与相电压参考点(图4中0点和N点)的选择无关。

如图6所示，任一给定的空间电压矢量

均可由三相PWM变流器的8条空间电压矢量合成，其中2条零矢量，6条非零矢量，对称均匀地分布在复平面上。6条模等于2V_dc/3的空间电压矢量将复平面均分成六个扇形区域I～VI，对于任一扇形区域中的电压矢量

均可由该扇形区两边的空间电压矢量来合成。如果

在复平面上匀速旋转，就对应得到了三相对称的正弦量。实际上，由于开关频率和矢量组合的限制，

的合成矢量只能以某一步进的速度跳跃旋转，从而使矢量端点的运动轨迹为一多边形(准圆形)轨迹。PWM开关频率越高，多边形轨迹就越接近圆。

图6中，若

在I区时，则

可以由

和

合成(在其他扇区的情况可类推)，依据平行四边形法则，有

$\frac{T_1}{T_S}{\stackrel{\·}{V}}_1+\frac{T_2}{T_S}{\stackrel{\·}{V}}_2={\stackrel{\·}{V}}^{*}--\left(20\right)$

式中：T₁、T₂——矢量

在一个开关周期中的持续时间；

T_s——PWM开关周期。

若零矢量

的持续时间为T₀，则

T₁+T₂+T₀＝T_s    (21)

设

与

间的夹角为θ，则可由正弦定理算得

$\frac{\left|V^{*}\right|}{\sin \frac{2\mathrm{\π}}{3}}=\frac{\left|\frac{T_2}{T_s}{V}_2\right|}{\sin \mathrm{\θ}}=\frac{\left|\frac{T_1}{T_s}{V}_1\right|}{\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})}---\left(22\right)$

根据三相PWM变流器的空间电压的模为2v_dc/3，可知，|V₁|＝|V₂|＝2v_dc/3，代入式(21)(22)并联立求解，得

$\left\{\begin{array}{c}{T}_1={\mathrm{mT}}_s\sin (\frac{\mathrm{\π}}{3}-\mathrm{\θ})\\ T_2={\mathrm{mT}}_s\sin \mathrm{\θ}\\ T_0=T_s-T_1-T_2\end{array}\right.---\left(23\right)$

式中：m——SVPWM调制系数， $m=\frac{\sqrt{3}}{v_{\mathrm{dc}}}\left|V^{*}\right|,$ 其中v_dc为直流侧电压；

T₁、T₂——矢量

在一个开关周期中的持续时间；T_s——PWM开关周期；

T₀——零矢量

的持续时间；θ——

与

间的夹角。

零矢量是选择

还是

主要的考虑是应使开卖状态变化尽可能少，以降低开关损耗。在一个开关周期中，零矢量的插入时间等于T₀+T₇，如果其中插入

的时间为T₀＝k(T₀+T₇)，则插入

的时间就应该是T₇＝(1-k)(T₀+T₇)，其中0≤k≤1。

在实际应用中，为了减少谐波，矢量合成时是把每条矢量的作用时间平均分成两段，依次由

来合成，并且在两段

产生作用之间依开关次数最少的原则插入零矢量，并使其作用时间为T₇＝T₀。

由图8的PWM开关函数波形分析，一个开关周期中PWM变流器的上桥臂功率开关管共开关4次，且波形对称，因而其PWM谐波分量仍主要分布在开关频率的整数倍频率附近，谐波幅值比直接合成的方法有所降低。

本发明控制微型燃气轮机的高速发动机启动过程按以下步骤执行，如图10所示：

步骤一、开始；

步骤二、初始化；

步骤三、自检；

步骤四、参数设置；

步骤五、判断是否有启动命令，是，进入步骤六，否则重新执行步骤五；

步骤六、软启动开始；

步骤七、电机升速；

步骤八、判断电机频率是否达到500HZ，是，进入步骤九，否则进入步骤七；

步骤九、电机恒速转动；

步骤十、判断是否有停机命令，是，进入步骤十一，否则进入步骤九；

步骤十一、电机降速；

步骤十二、是否停机转速，是，进入步骤十三，否则进入步骤十一；

步骤十三、停机封脉冲后返回步骤五。

其中初始化包括设置中断，设置DSP处理器的工作特性，初始化时间管理器，A/D转换，SCI通讯，设置RAM工作空间；

自检包括检查硬件初始状态、通讯情况；

参数设置是通过串口修改EPROM里的参数，设置的参数包括电机额定电压、电机额定频率、电机启动电压、电机启动频率、自定的加速时间、自定的转折频率、各转折频率相对应的时间、自定的转折频率相应的转折电压。

本发明通过变频使电机升速降速，电机升速及降速过程完全一致，按以下步骤执行，如图9所示：

步骤1、开始；

步骤2、对AD采样进行处理；

步骤3、判断是否有错误，是，进入步骤10，否则进入步骤4；

步骤4、定时上传采样值；

步骤5、判断计时器T1是否有中断，是，进入步骤六，否则进入步骤2；

步骤6、清除中断发生标志；

步骤7、根据当前频率从SVPWM表格读参数；

步骤8、计算占空比；

步骤9、根据加速曲线改变频率，进入步骤11；

步骤10、停机；

步骤11、返回。

其中SVPWM表格包括改变载波比的临界频率建成表FUPtab和计算定时器周期用到的中间数据建成表CRtab。从表格FUPtab中读取改变载波比的临界频率，判断当前频率属于那个频率段，从表格CRtab中读取该频率段计算PWM周期用到的中间数据40×10⁶/Ntab，(Ntab为复平面一周内插入的空间向量的数目)。

计算占空比则是跟据当前频率f由直线方程计算出对应空间电压矢量

的幅值|V^*|，通常情况下选择如图11(a)所示的VF曲线，曲线方程：

$V=\frac{V_m-V_1}{f_m}f+V_1;$

为使启动时间缩短，选择如图11(b)所示的VF曲线，曲线方程：

$\left\{\begin{array}{cc}V=\frac{V_2-V_1}{f_2}f+V_1& f\≤f_2;\\ V=\frac{V_m-V_2}{f_m-f_2}(f-f_2)+V_2& f>f_2;\end{array}\right.$

式中：f_m——电机额定频率；f₂——自定的转折频率；V_m——电机额定电压；V1——根据启动转矩计算出的补偿电压；V2——自定的转折频率相应的转折电压。

曲线类型的选择由用户的具体需求而定。接着由下式：

$\frac{\frac{1}{f^{*}\mathrm{Ntab}}}{T_s}=\frac{1}{40*{10}^6}$

计算PWM周期 $T_s=\frac{1}{f}\·\frac{40*{10}^6}{\mathrm{Ntab}},$

式中

是从表格CRtab中读取的；

再由θ＝∫2πftdt计算

与

间的夹角，

为扇区起始向量。

最后根据式(23)计算扇区起始终止矢量 在一个开关周期中的持续时间T₁、T₂，即求出占空比

和

改变电机频率是根据加速曲线，通常情况下选择如图12(a)的加速曲线，曲线方程为：

$f=\frac{f_m-f_0}{t_m}t+f_0;$

电机启动转矩很大时，为使其容易启动，选择如图12(b)的加速曲线，曲线方程为：

$\left\{\begin{array}{cc}f=\frac{f_1-f_0}{t_1^2}{t}^2+f_0& t\≤t_1\\ f=\frac{f_m-f_1}{t_m-t_1}(t-t_1)+f_1& t>t_1\end{array}\right.;$

为使启动时间缩短，选择如图12(c)的加速曲线，曲线方程为：

$\left\{\begin{array}{cc}f=\frac{f_1-f_0}{t_1^2}{t}^2+f_0& t\&le;t_1\\ f=\frac{f_2-f_1}{t_2-t_1}(t-t_1)+f_1& t_1<t\&le;t_2\\ f=\frac{f_3-f_2}{{(t_3-t_2)}^2}{(t-t_2)}^2+f_2& t_2<t\&le;t_3\\ f=\frac{f_m-f_3}{t_m-t_3}(t-t_3)+f_3& t_3<t\&le;t_m\end{array}\right.;$

式中：t_m——自定的加速时间；f₀——电机起始频率(一般为4～5Hz)；f₁、f₂、f₃——自定的转折频率；t₁、t₂、t₃——各转折频率相对应的时间。曲线类型的选择由用户的具体需而定。

电机升速及降速过程中对AD采样进行处理即为数字滤波处理。本发明采取平均值滤波和巴特沃斯滤波的方法，平均值滤波占用的时间少，内存小，通过快速过采样的方法可以弥补平均值滤波在较高频率下灵敏度低的结果，可以获得较好的效果。平均值滤波公式如下：

$Y=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{x}_i$

式中：Y——表示数字滤波的输出；x_i——表示第i次采样值；N——表示采样的次数。

母线电压采用截至频率为800Hz的一阶巴特沃斯滤波滤波。公式如下：

Y＝Y₀×A+B×(U₁+U₂)

式中：Y——表示k时刻数字滤波的输出；Y₀——表示k-1时刻数字滤波的输出；

U₁——表示k-1时刻采样值；U₂——表示k时刻采样值；A、B——表示系数。

A相电流和B相电流采用截至频率为1200Hz的二阶巴特沃斯滤波滤波。公式如下：

Y＝Y₀×A₁-Y₁×A₂+B(U₁+2U₂+U₃)

式中：Y——表示k时刻数字滤波的输出；Y₀——表示k-2时刻数字滤波的输出；

Y₁——表示k-1时刻数字滤波的输出；U₁——表示k-2时刻采样值；

U₂——表示k-1时刻采样值；U₃——表示k时刻采样值；

A₁、A₂、B——表示系数。

A/D采样处理过程按以下步骤执行，如图13：

步骤1、开始；

步骤2、判断是否发生过AD中断，是，进入步骤3，否则进入步骤7；

步骤3、清除AD中断发生标志；

步骤4、对采样结果进行滤波处理，得到滤波值；

步骤5、采样缓冲区数据执行一个周期延时；

步骤6、将滤波值转换为真实值；

步骤七7、返回。

滤波值转换为真实值的过程如下：滤波值x为十位的，即有1024个值0～1023，真实值y线性对应这1024个值，即 $y=y_{\min }+\frac{y_{\max }-y_{\min }}{1023},$ 式中y_min为真实最小电压，y_max为真实最大电压。

本发明具有以下优点：

1、燃机启动到空载转速(输出额定频率电压)历时不超过2min；

2、当接到停机指令后，功率输出自动停止，通过自动投入刹车电阻，由运行状态在20s转速降至10000r/min以下；

3、频率波动率≤0.5％。

附图说明

图1为本发明装置结构示意图；

图2为本发明装置中三相PWM变流器电路原理图；

图3为本发明装置中控制单元结构框图；

图4为普通三相PWM变流器的拓朴结构图；

图5为三相PWM变流器空间电压矢量分布图；

图6为三相PWM变流器空间电压矢量分区及合成图；

图6为实际应用中三相PWM变流器空间矢量的合成图；

图8为三相PWM变流器开关函数波形图；

图9为本发明的控制微型燃气轮机的高速发动机启动过程流程图；

图10为本发明控制方法中电机升速及降速过程流程图；

图11为本发明控制方法中计算占空比时采用的VF曲线图，

(a)为普通情况下选择的VF曲线1，

(b)为使电机启动时间缩短时选择的VF曲线2；

图12为本发明控制方法中改变电机频率时采用的加速曲线图；

(a)为通常情况下选择的直线形加速曲线，

(b)为电机启动转矩很大时选择的S形加速曲线，

(c)为使电机启动时间缩短时选择的两段S形加速曲线；

图13为本发明控制方法中AD采样处理过程流程图；

图14为本发明的具体实施方式中DSP处理器及其外围电路原理图；

图15为本发明的具体实施方式中电压转换芯片IC2(164245)的连接图；

图16为本发明的具体实施方式中电压转换芯片IC3(164245)的连接图；

图17为本发明的具体实施方式中专用串行通讯芯片IC15(MAX232)的电路连接图；

图18为本发明的具体实施方式中专用CAN通讯芯片IC14(PCA82C250)的电路连接图；

图19为本发明的具体实施方式中RAM存储器IC5(CY7C1021)的连接图；

图20为本发明的具体实施方式中RAM存储器IC6(CY7C1021)的连接图；

图21为本发明的具体实施方式中EPROM存储器IC7(M27C1024)的连接图；

图22为本发明的具体实施方式中EPROM存储器IC8(M27C1024)的连接图；

图23为本发明的具体实施方式中EEPROM存储器IC9(M28C64)的连接图；

图24为本发明的具体实施方式中EEPROM存储器IC10(M28C64)的连接图；

图25为本发明的具体实施方式中A/D采样电路原理图，

(a)为A相电压A/D采样电路原理图，

(b)为A相电流A/D采样电路原理图，

(c)为B相电流A/D采样电路原理图，

(d)为直流母线电压的A/D采样电路原理图；

图26为本发明的具体实施方式中PWM输出光耦隔离电路原理图。

具体实施方式

本发明装置包括PWM变流器、IGBT驱动板、控制单元以及供电单元，如图1所示。控制单元分别与IGBT驱动板、被控对象以及供电单元相连，IGBT驱动板与PWM变流器相连，PWM变流器与被控对象相连。

本发明装置中PWM变流器由六个IGBT、六个续流二极管、三个无感电容以及三个滤波电容构成，PN间接的每两个IGBT和二极管构成一个桥臂，由一个双IGBT模块实现，在模块上接入无感电容，三个桥臂之间为并联关系，三个滤波电容串联后再与三桥臂并联，无感电容以吸收器件关断时的浪涌电压，滤波电容实现滤波，如图2所示。其中开关器件为全控型的IGBT，采用德国西门康(semikron)公司的400GB173D型号的两单元IGBT。这种型号的IGBT最高耐压可以达到1700V，最大允许电流400A，完全满足了系统的要求，并且留有余量，可以保证实验过程中发生意外时也能够通过保护措施保护开关管不致损坏。

IGBT驱动板采用德国西门康(semikron)公司的SKHI23_17型号的驱动板。IGBT驱动板卡上有隔离变压器，可以实现数字电路和驱动用模拟电路的隔离。但是从产品的可靠性和安全性的方面考虑出发，应该加上光耦隔离措施，以便确定的将非数字信号隔离在控制板卡的核心电路之外。

控制单元以DSP处理器为核心，分别与RAM、EPROM、EEPROM、时钟电路、电压转换电路、通信处理电路以及A/D采样电路相连。DSP处理器采用了美国TI公司的TMS320LF2407A型的DSP，该芯片不仅运行速度高达40MIPS(每秒执行40M条指令)，并且提供了和电机控制相关的多种外设。电压转换电路采用TI公司的164245型3V、5V专用转换芯片。通讯处理电路采用了专用串行通讯芯片MAX232以及专用CAN通讯芯片PCA82C250。RAM在系统中主要用于存放在系统控制中所需要使用的大型数据表、临时数据变量、控制变量等，选用CY7C1021-10ZC。EPROM主要用于存放程序源代码，选取ST公司的M27C1024。EEPROM主要是为了存储系统设定控制参数、故障信息、断电再启动的现场保护信息，选用ATMAL公司的M28C64。AD采集电路中采用了LEM公司的霍尔元件实现对电压与电流的检测，以保证对PWM开关波形的准确测量。

DSP处理器IC1(TMS320LF240)的W/R管脚与电压转换芯片IC4(164245)的RD管脚相连；IC1的PLLF2、PLLF、XTAL1、XTAL2与晶振电路相连；IC1的DS、RD、IS、PS、WE、IOPC2管脚分别与IC4的2A8、2A7、2A5、2A4、2A1、1A6管脚相连，由IC4的2B8、2B7、2B5、2B4、2B1、1B6输出；IC1的SCITXD、SCIRXD管脚分别与IC4的1A2管脚、电压转换芯片IC12(164245)的2A7管脚相连；IC1的CANTX、PDPINTA、CANRX管脚分别与IC12的2A8管脚、IC12的2A4管脚、IC4的1A1管脚相，由IC12的2B8管脚、IC12的2B4管脚、IC4的1B1管脚输出；IC1的PWM1-PWM8管脚与IC12的1A1-1A8管脚相连，由IC12的1B1-1B8管脚输出；IC1的RS与三极管U1的输入端相连；IC1的ADCIN00-ADCIN09管脚与A/D采样电路相连；如图14所示。

IC1的DO-D15管脚分别与电压转换芯片IC2(164245)的1A1-1A8、2A1-2A8管脚相连，由IC2的1B1-1B8、2B1-2B8管脚分别连接到IC5的I/O0-I/O15管脚，如图15所示。

IC1的DO-D15管脚与电压转换芯片IC3的1A1-1A8、2A1-2A8管脚相连，由IC3(164245)的1B1-1B8、2B1-2B8管脚输出到，如图16所示；

IC4的1B2管脚、IC12的2B7管脚分别与专用串行通讯芯片IC15(MAX232)的T1IN、R1OUT管脚相连，由IC15的T1OUT、R1IN管脚输出，如图17所示；

IC12的2B8管脚、IC4的1B1管脚分别与专用CAN通讯芯片IC14(PCA82C250)的TXD、RXD管脚相连，由IC14的CANL、CANH管脚输出，如图18所示；

RAM存储器IC5(CY7C1021)的AO-A14管脚分别与IC3的2B8-2B1、1B8-1B2相连，IC5的A15管脚与IC4的1B4管脚相连，CS管脚与IC11的IO7管脚相连，OE管脚与IC4的2B7相连，WE管脚与IC4的2B1相连，如图19所示。RAM存储器IC6(CY7C1021)的连接方法除CS管脚与IC11的RD管脚相连外其他与IC5完全相同，如图20所示。

EPROM存储器IC7(M27C1024)的AO-A15管脚分别与IC3的2B82B1、1B8-1B1管脚相连，IC7的Q0-Q15管脚分别与IC2的1B1-1B8、2B1-2B8管脚相连；IC7的G管脚与IC4的2B7管脚相连；IC7的E管脚与IC11的IO5管脚相连，如图21所示。EPROM存储器IC8(M27C1024)的连接方法除E管脚与IC11的IO4相连外其他与IC7完全相同，如图22所示。

EEPROM存储器IC9(M28C64)的AO-A12管脚分别与IC3的2B8-2B1、1B8-1B4管脚相连；IC9的DQ0-DQ7管脚分别与IC2的281-2B8管脚相连；IC8的W管脚与IC4的2B1管脚相连；IC9的G管脚与IC4的2B7管脚相连；IC9的E管脚与IC11的IO3管脚相连，如图23所示。IC10的连接方法与IC9完全相同，如图24所示。

本实施方式中AD采样电路有4组，分别检测电机A相电压、电机A相电流，电机B相电流，直流母线电压，相互独立工作。如图25(a)所示，电机A相电压通过IC1的ADCIN02脚。如图25(b)所示，电机A相电流通过IC1的ADCIN01脚。如图25(c)所示，电机B相电流通过IC1的ADCIN04脚。如图25(d)所示，直流母线电压通过IC1的ADCIN12脚为DSP传送外部中断信号。

光耦隔离电路为3组相同的电路，每组将两路PWM信号经过光电耦合后送给驱动板，PWM1、PMW2分别与IC12的1B1、1B2管脚相连，PWM信号经过光电耦合后通过JP1插座与IGBT驱动板的插座相连，产生的ERROR1-ERROR3故障信号经过多级与门产生故障中断信号，由与门IC17B的6管脚与IC12的2B4管脚相连，如图26所示。

使用上述装置时，微型燃气轮机的高速发动机启动过程按以下步骤执行：

步骤一、开始；

步骤二、初始化；

步骤三、自检；

步骤四、参数设置；

步骤五、判断是否有启动命令，是，进入步骤六，否则重新执行步骤五；

步骤六、软启动开始；

步骤七、电机升速；

步骤八、判断电机频率是否达到500HZ，是，进入步骤九，否则进入步骤七；

步骤九、电机恒速转动；

步骤十、判断是否有停机命令，是，进入步骤十一，否则进入步骤九；

步骤十一、电机降速；

步骤十二、是否停机转速，是，进入步骤十三，否则进入步骤十一；

步骤十三、停机封脉冲后返回步骤五。

其中电机升速过程按以下步骤执行：

步骤1、开始；

步骤2、对AD采样进行处理；

步骤3、判断是否有错误，是，进入步骤10，否则进入步骤4；

步骤4、定时上传采样值；

步骤5、判断计时器T1是否有中断，是，进入步骤6，否则进入步骤2；

步骤6、清除中断发生标志；

步骤7、根据当前频率从SVPWM表格读参数；

步骤8、计算占空比；

步骤9、根据加速曲线改变频率，进入步骤11；

步骤10、停机；

步骤11、返回。

A/D采样处理过程按以下步骤执行：

步骤1、开始；

步骤2、判断是否发生过AD中断，是，进入步骤3，否则进入步骤7；

步骤3、清除AD中断发生标志；

步骤4、对采样结果进行滤波处理，得到滤波值；

步骤5、采样缓冲区数据执行一个周期延时；

步骤6、将滤波值转换为真实值；

步骤7、返回。

Claims (6)

1.一种微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置，其特征在于包括PWM变流器、IGBT驱动板、控制单元以及供电单元，控制单元分别与IGBT驱动板、被控对象以及供电单元相连，IGBT驱动板与PWM变流器相连，PWM变流器与被控对象相连；其中PWM变流器由六个IGBT、六个续流二极管、三个无感电容以及三个滤波电容构成，直流母线正负极间接的每两个IGBT和二极管构成一个桥臂，由一个双IGBT模块实现，在模块上接入无感电容，三个桥臂之间为并联关系，三个滤波电容串联后再与三桥臂并联。

2.根据权利要求1所述的微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置，其特征在于所述的控制单元以DSP处理器为核心，分别与RAM、EPROM、EEPROM、时钟电路、电压转换电路、通信处理电路以及A/D采样电路相连。

3.权利要求1所述的微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置的控制方法，其特征在于采用电压空间矢量控制方法，即六个IGBT开关构成的三个桥臂有8种状态组合，每种状态对应不同的电压矢量，当电压矢量改变时可使电机旋转一定的角度，从而实现了微型燃气轮机的高速发动机的启动。

4.根据权利要求3所述的微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置的控制方法，其特征在于该装置控制微型燃气轮机的高速发动机启动过程按以下步骤执行：

步骤一、开始；

步骤二、初始化；

步骤三、自检；

步骤四、参数设置；

步骤五、判断是否有启动命令，是，进入步骤六，否则重新执行步骤五；

步骤六、软启动开始；

步骤七、电机升速；

步骤八、判断电机频率是否达到500HZ，是，进入步骤九，否则进入步骤七；

步骤九、电机恒速转动；

步骤十、判断是否有停机命令，是，进入步骤十一，否则进入步骤九；

步骤十一、电机降速；

步骤十二、是否停机转速，是，进入步骤十三，否则进入步骤十一；

步骤十三、停机封脉冲后返回步骤五。

5.根据权利要求4所述的微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置的控制方法，其特征在于所述的步骤七电机升速和步骤十一电机降速过程完全一致，按以下步骤执行：

步骤1、开始；

步骤2、对AD采样进行处理；

步骤3、判断是否有错误，是，进入步骤10，否则进入步骤4；

步骤4、定时上传采样值；

步骤5、判断计时器T1是否有中断，是，进入步骤6，否则进入步骤2；

步骤6、清除中断发生标志；

步骤7、根据当前频率从SVPWM表格读参数；

步骤8、计算占空比；

步骤9、根据加速曲线改变频率，进入步骤11；

步骤10、停机；

步骤11、返回。

6.根据权利要求5所述的微型燃气轮机的高速发动机的启动控制装置的控制方法，其特征在于所述电机升速和电机降速过程中AD采样处理过程按以下步骤执行：

步骤1、开始；

步骤2、判断是否发生过AD中断，是，进入步骤3，否则进入步骤7；

步骤3、清除AD中断发生标志；

步骤4、对采样结果进行滤波处理，得到滤波值；

步骤5、采样缓冲区数据执行一个周期延时；

步骤6、将滤波值转换为真实值；

步骤7、返回。

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