CN101863413A - 永磁同步自动扶梯节能控制系统 - Google Patents

Abstract

一种永磁同步自动扶梯节能控制系统，主回路为：三相电源的各相分别依次经过电感和电阻后连接两组星形连接的脉冲宽度调制控制器每组脉冲宽度调制控制器的中心点分别为正、负电极输出端，正电极和负电极输出端跨接电容；控制电路为：分别从三相电源的各相采样取出各相电压和电流信号经整形与隔离电路连接微处理器；从正、负电极输出端输出电压经隔离电路连接微处理器；微处理器的三相脉冲宽度调制输出经驱动器与隔离器分别连接每个脉冲宽度调制控制器；微处理器连接故障保护电路、键盘及显示和通信接口电路。最大特点是节能。使自动扶梯平均节约能源40％以上。平均能耗为单速运行时的50％。同时降低了机械磨损，延长了零配件和整机的使用寿命。

Description

永磁同步自动扶梯节能控制系统

技术领域：

本发明属于电梯控制及节能控制领域，特别涉及一种永磁同步自动扶梯节能控制系统。

技术背景：

在经济高速发展的今天，大型商场、地铁站、公交中转站越来越多，而这些大型商业公共场所中，扶梯是必不可少的运输工具，作为一种运送旅客的交通工具，不仅成功地缩小了目标间的距离，而且使超短途(如楼层、月台间等)的大流量人员运输成为可能。因此，经济学家说：“自动扶梯的出现使人们有了逛大型商场的欲望”。交通学家说：“是自动扶梯和自动人行道的应用使我们可以把车站、机场建的尽可能大”。自动扶梯的应用已经改变了我们的生活，并已经成为现代物质文明的一个重要标志。但与此同时扶梯的高能耗也极大增加了终端客户的运营成本，在能源日益紧张的今天给整个社会带来了不良效应。如何合理利用扶梯，尽量节省其消耗的电能便成为我们研究的一个热点方向。

作为扶梯运行的核心部件——驱动主机，目前仍普遍采用异步电机+蜗轮蜗杆减速的技术，其所应用的电机最高效率为80％，平均效率仅为76％，而蜗轮蜗杆减速特点为：结构简单，运行平稳，噪音适中，其仅以一组蜗轮副进行大减速比传动来提升电机的转矩，成本也较低，但此类技术有着以下严重不足：效率低(国内普遍采用的两头蜗轮副的传动效率仅在62～68％之间)、能耗高、齿面易磨损(降低整机使用寿命，增加维保量)。两种技术复合而成的驱动主机总效率仅为51％左右，既造成能源的巨大浪费，又制约了扶梯品质的提升。

自动扶梯作为城市重要交通设备之一，还有着运转率极高(统计表明自动扶梯每天运行平均达10～16小时)、运行过程空载率较高的特征(空载时驱动主机电机的电流与负载时相差不大)，为了降低扶梯的能耗，部分厂商采用了加装变频调速控制系统的技术，此类应用的确实现了扶梯节能的目的，但绝大部分都利用了制动电阻将位势负载反馈回来的能量以热能的形式消耗掉，节能效果有限，不能从根本上解决扶梯节能的问题。

目前，国内常规自动扶梯由于技术和资金的原因，大多采用电源供电，直接启动的工作方式，总结起来普通自动扶梯存在以下不足：

1)耗能大：由于采用直接启动的方式，普通自动扶梯一般每天运转10多个小时，不管有无乘客搭乘.始终保持高速运转，耗费大量电能，尤其是一些地铁、机场和中大型商场周期性很明显。

2)机械磨损大、使用寿命短：由于以恒定速度每天运转10多个小时，使扶梯部件产生不必要的磨损及疲劳损伤，如扶手带、梳齿板、梯级、电机和减速箱等部件磨损严重。一般这种自动扶梯寿命在10年左右，超过此年限后主要部件磨损相当严重，需要更换才能使用。

3)故障率较高、导致使用成本高：由于普通自动扶梯始终保持高速运转，使大量易损件更换次数频繁，需要大量经费；磨损加大且发热量高，也导致自动扶梯故障率增加，进一步造成用户使用成本上升，同时也增加扶梯的维修量而影响正常使用。

本发明正是为了解决现有普通自动扶梯存在的耗能大、机械磨损大、使用寿命较短、故障率较高等技术缺陷，通过对现有自动扶梯结构的详细分析、现有节能方式的分析和总结，提出了“永磁同步自动扶梯节能控制系统”这一发明。

发明内容：

本发明的目的在于提供一种永磁同步自动扶梯节能控制系统，达到有效解决传统自动扶梯耗能大、机械磨损大、使用寿命短、故障率较高、使用成本高等缺点。

本发明的具体内容：

一种永磁同步自动扶梯节能控制系统，其特征在于：

1)其永磁同步自动扶梯节能控制整流装置电路：

其供电主回路为：三相电源的各相(Ua、Ub、Uc)分别依次经过电感(La、Lb、Lc)和电阻(Ra、Rb、Rc)后连接两组星形连接的脉冲宽度调制控制器(PWM1H、PWM2H、PWM3H；PWM1L、PWM2L、PWM3L)每组脉冲宽度调制控制器的中心点分别为正电极和负电极的输出端，正电极输出端和负电极输出端之间跨接电容(Co)；

其控制电路为：分别从三相电源的各相(Ua、Ub、Uc)采样取出三相电源的各相电压(Ua、Ub、Uc)信号和电流(ia、ib、ic)信号，各相电压(Ua、Ub、Uc)信号和电流(ia、ib、ic)信号经整形与隔离电路连接微处理器；分别从正电极输出端和负电极输出端之间采样出输出电压(Udc)，输出电压(Udc)经采样隔离电路连接微处理器；微处理器的三相脉冲宽度调制PWM输出经驱动器与隔离器分别连接每个脉冲宽度调制控制器(PWM1H、PWM2H、PWM3H；PWM1L、PWM2L、PWM3L)；微处理器连接故障保护电路、键盘及显示电路和通信接口电路。

2)采用永磁同步自动扶梯逆变装置的控制方式：利用模糊直接转矩控制，由电压型PWM整流装置连接的三相电机，三相电流值经传感器直接采集而来，三相电压值由采集的直流母线电压和开关状态表查表计算得到，再分别经坐标变换得到两相电压和两相电流值，然后采用U-I模型观测出定子磁链，进一步得到电磁转矩值；其模糊直接转矩控制的交流永磁同步电机调速系统的原理结构：即是基于DSMV技术的交流永磁同步电机模糊直接转矩控制结构：

三相电流值经传感器直接采集而来，三相电压值由采集的直流母线电压和开关状态表查表计算得到，再分别经坐标变换得到两相电压和两相电流值，然后采用U-I模型观测出定子磁链，进一步得到电磁转矩值；计算公式如下：

定子磁链观测公式为：

φ_qs＝∫(u_qs-R₁i_qs)dt                (32)

φ_ds＝∫(u_ds-R₁i_ds)dt                (33)

电磁转矩的观测公式为：

T_e＝p(i_qsφ_ds-i_dsφ_qs)               (34)

式中：φ_ds、φ_qs分别为d、q坐标系中定子磁链的分量；

u_ds、u_qs分别为d、q坐标系中定子电压分量；

i_ds、i_qs分别为d、q坐标系中定子电流分量；

T_e为电磁转矩；

R₁为定子电阻；

p为电机极对数；

得到定子磁链观测值和电磁转矩的观测值后，分别用他们的参考值减去这两个观测值得到两个误差值E_Te，E_ψs，然后再用d、q坐标系中的磁链分量得到磁通的空间位置角θ，这三个量作为下一步模糊控制器的输入量，经模糊控制器输出逆变器的开关状态，最终来控制电机，从而构成闭环控制；

1)电压空间矢量调制技术原理

三相电压型逆变器各对桥臂的状态可用1或0表示：1表示上桥臂导通，下桥臂关断；0表示下桥臂导通，上桥臂关断；则三相逆变器的开关模式共有八种，即000，100，110，010，011，001，101，111；在100状态下，逆变器输出的三相电压用空间矢量表示时，其值为：

$u_1=\frac{2}{3}(\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}-\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}}{3}}-\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{3}})=\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{DC}}---\left(35\right)$

式中：U_DC/2为相对于逆变器中点的相电压；

同样可求出其他各个状态下的电压空间矢量，八种状态下的电压空间矢量分别u₁，u₂，u₃，u₄，u₅，u₆，u₇，u₈；

S_n(n＝1，2，3，4，5，6)为磁链角的空间位置区域，u₇和u₈为零矢量，其余六个电压矢量，长度相等，空间位置互差60°；

在采用空间矢量调制时，每个扇区以电压空间矢量为边界，在每个扇区内任意一个电压矢量均可以由两个有效电压矢量和一个零矢量合成；

如在第一扇区中为一合成电压空间矢量它与基本电压空间矢量u₁的夹角θ可以是介于0°和60°之间的任意角；t₀、t₁、t₂为每一个采样周期分成的三个时间段，各个时间段所作用的基本电压空间矢量为u₇、u₁、u₂，则u_s这个电压空间矢量可以由这三个基本空间电压矢量来合成，它们满足式(35)：

u_sT＝u₀t₀+u₁t₁+u₂t₂                        (36)

其中：T＝t₀+t₁+t₂

T为系统的采样时间；

t₀、t₁、t₂分别为u₇、u₁、u₂作用的时间；

因为u₇＝0，所以

由三角关系式可得出：

式中：u_s为电压矢量长度

u₁为矢量u₁的长度，

由此可以得出u₁、u₂作用的时间：

$t_2=\sqrt{3}\frac{u}{U_{\mathrm{DC}}}T\sin \mathrm{\θ}---\left(38\right)$

由以上两式在扇区内就可以合成所需长度和角度的电压空间矢量；由这个原理可以在一个采样周期内在每个扇区内调制出更多的等效电压矢量用于逆变器开关状态表的选择；

2)在模糊直接转矩控制系统中运用空间矢量调制技术：

利用模糊控制技术对传统直接转矩控制的开关状态表进行优化，提高系统在起动和给定转矩跃变时的响应速度；但由于数字系统的采样和数值运算所造成的时间延迟，稳态的转矩和磁链脉动会大大超过各自的容差，从而影响对速度的控制精度；在一个采样周期中，影响转矩和磁链变化量的因素为采样周期T和空间电压矢量u_s的幅值和方向；减小采样周期和提高处理器的运算速度可以减小转矩和磁链的脉动；改变电压空间矢量幅值和方向也可获得同样的效果，但传统的电压型逆变器输出的电压空间矢量只有八个，可选性太小，受电压空间矢量调制技术启发，在不增加系统采样频率的情况下，可以在每个扇区调制出不同幅值和幅角的等效电压矢量，利用式(37)和(38)时间计算即可求得在同一采样周期内，相应基本电压空间矢量各自的作用时间，这样就可求得所需的合成电压空间矢量，从而大大增加了可选的电压空间矢量的数量，这恰好满足模糊控制的需要；针对模糊控制器输入的模糊控制量的情况，来选择合适的电压空间矢量，从而实现在每个采样周期内对转矩和磁链的变化量的控制；这就可以在不提高系统采样频率的情况下明显减小转矩和磁链脉动的幅度；在合成电压空间矢量数量的选取上，根据不同的转速来合理配置，从而使转矩和电流脉动变小，但电压矢量过多会增加开关表的复杂性；

为此，本系统采用了一种利用模糊逻辑控制器从大量的离散空间电压矢量中来选择最合适的电压矢量的算法，该算法同时将模糊控制技术，离散空间矢量调制DVSM技术与传统DTC算法相结合；

3)离散空间矢量调制D(SMV)技术

传统的DTC一个采样周期只输出一个电压矢量，若把一个采样周期分为多个时间段，每时间段输出不同的电压矢量，从而可以合成许多新的电压矢量；电压矢量越多，转矩和电流脉动越小，然而电压矢量增多需要定义非常复杂的开关表；一个好的方案应该在脉动补偿和复杂的电压选择策略之间折中；将一采样周期分为三个时间段导致转矩和电流波动的明显减小，且不需要太复杂的开关表；三时间段离散电压调制可合成的电压矢量共37个，其中非零电压矢量共36个

零矢量1个

如图所示；每个合成的空间电压矢量由三个基本电压矢量合成；同传统的DTC算法一样，把qd坐标平面分成6个扇区；假设定子磁链处于扇区1内，有5个基本电压矢量供选择以补偿磁链和转矩的误差，这样可得到19个合成的电压矢量，每个交点表示一个合成电压矢量的终点；例如：“223”表示由基本空间电压矢量

和

合成，“322”表示由

和两个零矢量合成，每个基本电压空间矢量占用三分之一的控制输出周期时间；由于同一电压矢量在低速和高速时对转矩变化的影响是不同的；因此，在不同的速度范围使用不同的电压矢量；另外，在同一个扇区，在高速时，不同的扇区位置使用的电压矢量也是不同的；因此在下图把第1扇区分成1+和1-两个部分；

表3合成的空间电压矢量与基本电压矢量的对应表

另外该算法中，在选择电压矢量时考虑了转速的因素，因此要转速进行分区：

时，表示转子在低速范围；当时，表示转子在中速范围；当

时，表示转子在高速范围(其中n表示转子转速，n₀表示同步转速)

4)基于离散空间矢量调制技术的模糊直接转矩控制算法的基本原理

基于离散空间矢量调制技术中最主要的工作就是设计一个模糊逻辑控制器，它的作用就是根据定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置，在37个合成的空间电压矢量中选择一最佳电压矢量；其中定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置用磁链角表示，

(1)模糊子集的选取

该模糊逻辑控制器有4个模糊输入变量和1个输出控制量；

第一个输入变量为磁链偏差对ε_λ进行模糊化，则变为模糊输入变量E_λ，

它包含两个模糊子集{N、P}，其隶属函数；

第二个输入变量为转矩偏差

对ε_T进行模糊化，变为模糊输入变量E_T，它包含五个模糊子集{NL、NS、Z、PS、PL}，其隶属函数；

第三个输入变量为转子转速n，(这里仅仅考虑一个转速方向，比如逆时针方向)先把n转化成角速度ω_r，再除以电机的同步角速度ω_b，即ω_r/ω_b(它是一个标么值)，对ω_r/ω_b进行模糊化，变为模糊输入变量E_ω，它包含三个模糊子集{Z、Ps、PL}，其隶属函数；

第四个模糊输入变量为定子磁链角θ_s

它被均分成为角度为30°的12个区间，即：

即θ_s的论域为{θ₁，θ₂，…，θ₁₂}；其隶属函数；

该模糊逻辑控制器唯一的输出控制量为37个合成的空间电压矢量；即它是一个离散清晰的数字量输出，可用独点模糊集n表示，其论域为{0，1，2…，36}；

(2)模糊控制规则的建立

建立模糊控制规则时，应该考虑转速的因素，特别在高速区，因此通常在高速区制定规则来选择电压矢量时，定义两个开关表对应与每个扇区的两个半区，如图9中的1+和1-两个半区，这样做是为了充分利用电压矢量；假定定子磁链逆时针旋转且处于第1扇区，若E_T为PS时，4个矢量(“333”、“332”、“223”、“222”)可供选择，“333”、“332”使磁链减小，“223”、“222”使磁链增加；若减小磁链，在1+区时优选“333”，在1-区时优选“332”；但是在中低速区，由于所选择的电压矢量数目不多，所以不这样选择；其它扇区的规则用类似方法制定；

该模糊逻辑控制器的控制规则可由E_λ，E_T，E_ω，θ_s和n描述，共360条规则，如算法开关表所示；其中第i条规则表示为：

R_i：if E_λ is A_i，E_T is B_i，E_ω is C_i and θ_s is D_i，then n is N_i

其中：A_i，B_i，C_i，D_i和N_i表示各个模糊子集；

算法开关表

表4定子磁链在扇区1时开关表

表5定子磁链在扇区2时开关表

表6定子磁链在扇区3时开关表

表7定子磁链在扇区4时开关表

表8定子磁链在扇区5时开关表

表9定子磁链在扇区6时开关表

(3)模糊推理及模糊决策

本项目模糊推理采用了Mamdani操作算子；则，第i条控制规则的输出采用最小化原则：

${{\mathrm{\μ}}_{N_i}}^{\′}=\min ({\mathrm{\μ}}_{A_i}\left(E_{\mathrm{\λ}}\right),{\mathrm{\μ}}_{B_i}\left(E_T\right),{\mathrm{\μ}}_{C_i}\left(E_{\mathrm{\ω}}\right),{\mathrm{\μ}}_{D_i}\left({\mathrm{\θ}}_s\right),{\mathrm{\μ}}_{N_i}\left(n\right))---\left(40\right)$

其中：μ_A，μ_B，μ_C，μ_D和μ_N分别为各个模糊变量E_λ，E_T，E_ω，θ_s典μ_N的隶属函数；

360条规则得到了360个输出，再经过最大化原则得到第i条规则最终的输出变量隶属度函数：

${\mathrm{\μ}}_N\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{360}{\max }}\left({{\mathrm{\μ}}_{N_i}}^{\′}\left(n\right)\right)---\left(41\right)$

这里所得到的输出量仍是一个模糊集，需要进行解模糊化；本项目采取“重心法”来去模糊化，得到精确的控制变量输出；由此，就可以得到所期望的合成空间电压矢量；

综上所述，根据定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置(用磁链角表示)，运用模糊逻辑控制器在37个合成的空间电压矢量中选择一个最佳电压矢量；再结合DSMV技术得到逆变器的三相控制信号，直接对逆变器的开关状态进行最佳控制；整个算法基本结构是基于DSMV技术的交流永磁同步电机模糊直接转矩控制结构；

5)一种新型死区补偿算法

在PWM逆变器中加入死区时间通常是为了避免直流源的短路；尽管死区时间是很短的时间，它也会对逆变器的输出电压有很大的影响，比如波形的扰动、压降、转矩的脉动、甚至会使控制效果严重退化；为了改善逆变装置的输出，本课题使用了一种新型的基于最小电压损耗的在线延时补偿算法；该算法可以省掉开关器件没有必要的开通和关断，而且该算法不需要任何额外的硬件电路和离线的实验测量；

带一阶低通滤波器的死区补偿电压的数学模型可表示为式(42)，该补偿算法；

${\hat{h}}_{\mathrm{sf}}\left(k\right)=\frac{2-{\mathrm{aT}}_s}{2+\mathrm{aT}}{\hat{h}}_{\mathrm{sf}}(k-1)+\frac{{\mathrm{aT}}_s}{2+{\mathrm{aT}}_s}({\hat{h}}_s\left(k\right)+{\hat{h}}_s(k-1))---\left(42\right)$

其中：

分别为当前时刻和前一时刻的输出；

T_s为采样周期；

^a为滤波器的截至频率；

其中采用一种新型的“自动重新启动”的运行模式：

1)正常运行和备用运行二种运行模式；

(1)运行模式

在运行模式下，可根据客流情况，自动变换调整运行模式，达到节能和减少磨损的效果；运行方式如下：

停止模式：由慢反射传感器检测到有乘客进入时，使扶梯慢速启动，对射传感器检测到有乘客进入时，扶梯以正常额定值，快速完成运客功能；

慢速模式：处于运行状态后或反向进入后的工作模式，一般运行状态后，要经过一段可以设定的时间，进入慢速，然后在经过一段可以设定的时间进入停梯，这两个阶段均是通过无级等待速度过渡技术实现；该运行模式可起到减少电梯运行切换的次数和在反向进入时提示不能进入的作用；无级等待速度过渡运行曲线；

其中t₁为快速运行至慢速运行所设定的时间；设定的时间可由用户自行设定；t₂为慢速等待时间；t₂为慢速等待时间可由用户自行设定，t₃为慢速至停梯所用时间，t₃为慢速至停梯所用时间可由用户自行设定；该运行方式可以减小传统双速停车对机械部分的冲击，延长设备使用寿命，减少启动时产生的损耗，针对不同现场客流量及启动频率的大小，用户对t₁-t₃合理调节，可以显著的达到节能效果；

正常运行模式：当扶梯延时运行一段时间；其扶梯延时运行一段时间可根据需要设定；，两端传感器一直没有探测到有乘客进入，则扶梯自动平稳地降速闲置运行；

其扶梯自动平稳地降速速度可根据需要设定)，→进入停梯状态；

反向进入模式：在停梯状态时，传感器检测到反向行人，正常慢速启动提示行人；

如：

当位于扶梯两端的传感器检测到有乘客进入时，扶梯自动平稳地将速度提高到正常额定值0.5米/秒，快速完成运客功能；在此期间如果有乘客陆续进入，则自动复位计时延长运行时间，以保证将所有的乘客运达；

当扶梯延时运行一段时间，其扶梯延时运行一段时间可根据需要设定为30-180秒，两端传感器一直没有探测到有乘客进入，则自动平稳地降速闲置运行，速度可根据需要设定在0.05-0.25米/秒；

如果扶梯闲置时间达到了5分钟之久，则可停止运行进入待客状态，如有乘客进入，则自动恢复运行，这样可达到最佳的节能运行方式；此功能可通过微处理器板上的开关选定；

(2)备用模式

可以通过切换开关选择备用工作方式，即单速运行方式；此功能可作为应急使用，当控制器，或传感器出现故障，或客流量短期增加需要连续快速运行时可保证运客功能。

本永磁同步自动扶梯节能控制系统，具体的控制器结构：由逻辑控制单元分别连接运行模式选择模块、电机运行状态检测模块、故障诊断及维修单元模块、上平台漫反射传感器、上平台对射传感器、下平台漫反射传感器、下平台对射传感器、上平台运行标志模块、下平台运行标志模块及变频装置接口单元模块；变频装置接口单元模块分别连接整流控制单元和逆变控制单元；整流控制单元连接整流单元，整流单元连接电压型PWM整流装置；、逆变控制单元连接逆变电源，逆变电源连接逆变电压型PWM整流装置。

本发明的特点优点：

本永磁同步自动扶梯节能控制系统最大特点即是它的节能效果。

通过采用实时检测技术、实时控制技术、无级等待速度过渡技术和现代的电机控制算法，使自动扶梯能平均节约能源40％以上。

图17是自动扶梯节能控制的最佳控制方案及其逻辑分析图，为了更好的节能，本项目采用两级确认方案。

经实测比较，采用扶梯变频节能控制器的自动扶梯平均能耗为单速运行时的50％。

另外，由于运行的减少和速度的平稳变化，同时也降低了机械磨损，延长了零配件和整机的使用寿命。

附图说明

图1三相PWM整流装置主电路拓扑结构图

图2坐标系与各矢量关系图

图3基于虚拟磁链的三相PWM整流装置直接功率控制系统原理图

图3.1永磁同步自动扶梯节能控制整流装置电路图

图4电压矢量与扇区关系示意图

图5模糊直接转矩控制原理结构图

图6电压空间矢量图

图7电压空间矢量合成原理图

图8三时间段DSVM获得的37个合成空间电压矢量图

图9三时间段DSMV在第1扇区的合成空间电压矢量图

图10磁链偏差E_λ的隶属函数图

图11转矩偏差E_T的隶属函数图

图12转子转速E_ω的隶属函数图

图13定子磁链角θ_s的隶属函数图

图14基于DSMV技术的交流永磁同步电机模糊直接转矩控制结构图

图15死区补偿算法结构框图

图16无级等待速度过渡运行曲线图

图17控制方案及其逻辑分析图

图18扶梯变频节能控制器控制板结构框图

图19自动扶梯传动部分结构图

图20电网侧电压电流曲线图

图21电网侧电流有效值曲线图

图22电网侧功率因数曲线图

图23电网侧总谐波畸变率(THD)曲线

图24负载转矩曲线图

图25发电时网侧电压电流曲线图

图26网侧电流有效值曲线图

图27网侧功率因数曲线图

图28网侧功率曲线图

图29网侧THD曲线图

图30发电时负载转矩曲线图

具体实施方式

一、永磁同步自动扶梯整流装置的控制策略的研究与实现

在工业生产领域中，由于电压型PWM整流装置具有谐波含量小、输出电压平直、功率因数可调、且可实现能量的双向流动的特点，真正实现了“绿色电能变换”，因此，广泛应用于静止无功补偿、有源电力滤波、电气传动、新型UPS等方面。直接功率控制DPC(Direct Power Control)与常规的电压定向控制VOC(Voltage-Oriented-Control)是PWM常用的控制技术。以空间矢量为基础，建立基于虚拟磁链的直接功率控制系统，对于优化三相PWM整流装置控制系统结构、减小装置体积、节约成本、实现主电路与控制电路的隔离、抑制整流装置对电网的谐波干扰、改善功率因数、提高可靠性等具有重要意义。

本发明通过对自动扶梯的运行特点、PWM整流装置在α-β、d-q两相坐标系中的数学模型和PWM整流装置DPC策略的详细分析和研究，采用虚拟磁链来估计瞬时无功与有功功率的新型DPC控制策略来实现自动扶梯的能量回馈单元。实现了对磁链信号干扰的良好抑制，实现了有功功率和无功功率的合理调节。使自动扶梯传动系统具有良好的动、静态性能，实验和应用中验证了该控制策略的可行性。

本永磁同步自动扶梯节能控制系统：

如图3.1所示的永磁同步自动扶梯节能控制整流装置电路：

其供电主回路为：三相电源的各相(Ua、Ub、Uc)分别依次经过电感(La、Lb、Lc)和电阻(Ra、Rb、Rc)和电阻(R)后连接两组星形连接的脉冲宽度调制控制器(PWM1H、PWM2H、PWM3H；PWM1L、PWM2L、PWM3L)每组脉冲宽度调制控制器的中心点分别为正电极和负电极的输出端，正电极输出端和负电极输出端分别从之间跨接电容(Co)；

其控制电路为：分别从三相电源的各相(Ua、Ub、Uc)采样取出三相电源的各相电压(Ua、Ub、Uc)信号和电流(ia、ib、ic)信号，各相电压(Ua、Ub、Uc)信号和电流(ia、ib、ic)信号经整形与隔离电路连接微处理器；分别从正电极输出端和负电极输出端之间采样出输出电压(Udc)，输出电压(Udc)经隔离电路连接微处理器；微处理器的三相脉冲宽度调制PWM输出经驱动器与隔离器分别连接每个脉冲宽度调制控制器(PWM1H、PWM2H、PWM3H；PWM1L、PWM2L、PWM3L)；微处理器连接故障保护电路、键盘及显示电路和通信接口电路。

1)控制原理如下：

三相PWM整流装置主电路拓扑结构见图1，为了分析方便，定义单极性逻辑函数S_k为：

$S_k=\left\{\begin{array}{c}1\\ 0\end{array}\right.(k=a,b,c)---\left(1\right)$

其中：1表示整流装置的上桥臂导通，下桥臂关断；0表示整流装置的上桥臂关断，下桥臂导通。

以此为基础，利用基尔霍夫电压和电流定律建立三相PWM整流装置数学模型为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_a=e_a-(u_{\mathrm{dc}}{S}_a-\frac{u_{\mathrm{dc}}}{3}\stackrel{k=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{S}_k)\\ L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_b=e_b-(u_{\mathrm{dc}}{S}_b-\frac{u_{\mathrm{dc}}}{3}\stackrel{k=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{S}_k)\\ K\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{Ri}}_c=e_c-(u_{\mathrm{dc}}{S}_c-\frac{u_{\mathrm{dc}}}{3}\stackrel{k=a,b,c}{\mathrm{\Σ}}{S}_k)\\ C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=i_a{S}_a+i_b{S}_b+i_c{S}_c-\frac{u_{\mathrm{dc}}}{R_L}\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中：e_a、e_b、e_c为三相对称稳态正弦波电动势；i_a、i_b、i_c为三相相电流；u_dc为直流电压；L为网侧滤波电抗器等效电感；R为桥路电阻；C为直流侧电容；R_L为直流侧负载。

2)功率控制的基本理论：

设整流装置三相电路各相电源电压和电流的瞬时值分别为u_a、u_b、u_c和i_a、i_b、i_c。为了便于控制系统的设计，经过3/2变换将三相静止坐标系(a，b，c)变换成两相静止坐标系(α，β)和两相旋转坐标系(d，q)。u_a、u_b、u_c和i_a、i_b、i_c变换为u_α、u_β和i_α、i_β与u_d、u_q和i_d、i_q。3个坐标系的关系如图2所示，其中α轴与a轴重合，β轴超前α轴90°，取d轴与电源电压矢量E方向重合，q轴超前d轴90°。所以d轴分量表示有功分量，q轴分量表示无功分量。初始条件下，d轴与a轴重合，(d，q)坐标系与E一起以角速度ω沿逆时针方向旋转。

虚拟磁链概念是由电压型PWM逆变调速系统中交流永磁同步电机在定子侧可以等效成交流反电动势、定子漏电感和定子电阻所提出的。此时整流装置网侧可以等效为一个虚拟电机，三相电源电压可以认为是由虚拟磁链感应出来的。令

为线电压合成矢量，且与由u_a、u_b、u_c合成的矢量为同一矢量，为虚拟磁链合成矢量，二者之间满足

滞后于三相电压合成矢量的角度为π/2；

为整流装置桥臂输入电压合成矢量，对时间的积分就是

为等效电感和电阻上电压合成矢量，对应积分值为

为线电流合成矢量。各电压和磁链矢量的关系如图2所示。

定义p为三相电路瞬时有功功率，q为无功功率，由瞬时功率理论可知：

p＝u_di_d+u_qi_q，q＝u_qi_d-u_di_q                            (3)

结合虚拟磁链，电压合成矢量U_L可表示为：

$\stackrel{.}{U_L}=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left({\mathrm{\ψ}}_L{e}^{\mathrm{j\ωt}}\right)=\frac{d\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}}{\mathrm{dt}}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+\mathrm{j\ω}\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}$

$=\frac{d\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}}{\mathrm{dt}}{|}_d-\mathrm{\ω}\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{Lq}}+}j(\frac{d\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}}{\mathrm{dt}}{|}_q+\mathrm{\ω}\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{Lq}}})---\left(4\right)$

则(3)式在(d，q)坐标系的表达式为：

$p=\frac{d\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}}{\mathrm{dt}}{|}_d{i}_d+\frac{d\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}}{\mathrm{dt}}{|}_q{i}_q+\mathrm{\ω}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{Lq}}{i}_q-{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{Lq}}{i}_d)---\left(5\right)$

$q=\frac{d\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}}{\mathrm{dt}}{|}_q{i}_d+\frac{d\stackrel{.}{{\mathrm{\ψ}}_L}}{\mathrm{dt}}{|}_p{i}_q+\mathrm{\ω}({\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{Lq}}{i}_q+{\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{Lq}}{i}_d)---\left(6\right)$

由于d轴与

重合，因此，ψ_Ld＝0，当三相电网电压平衡对称且正弦化时，

则式(3)可转换为

p＝-ωψ_Lqi_d，q＝ωψ_Lqi_q                           (7)

由此可见，由于ψ_Lq为常数，控制i_d就能实现p的控制，增加i_d时p也增加；控制i_q就能实现对q的控制，增加i_q时q减小。通过控制i_d和i_q来控制p和q，这便是VF-DPC的基本思想。

3)基于虚拟磁链的三相PWM整流装置直接功率控制系统

基于虚拟磁链的三相PWM整流装置直接功率控制系统原理图如图3所示。

为了避免旋转坐标变换，采用(α，β)坐标系下的功率估计，由视在功率

可得：

p＝ω(ψ_Lαi_β-ψ_Lβi_α)，q＝ω(ψ_Lαi_α+ψ_Lβi_β)            (8)

若忽略桥路等效电阻R，ψ_Lα和ψ_Lβ为

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{L\α}}=\∫\left\{\frac{2}{3}{u}_{\mathrm{dc}}\right[S_a-\frac{1}{2}(S_b+S_c)]+{\mathrm{Li}}_{\mathrm{L\α}}\}\mathrm{dt}---\left(9\right)$

${\mathrm{\ψ}}_{\mathrm{L\β}}=\∫[\frac{1}{\sqrt{2}}{u}_{\mathrm{dc}}(S_b-S_c)+{\mathrm{Li}}_{\mathrm{L\β}}]\mathrm{dt}---\left(10\right)$

定义：Δp＝p_ref-p，Δq＝q_ref-q。其中p_ref为有功功率的期望值，q_ref为无功功率的期望值。为了系统运行于单位功率因数，通常将q_ref设为0。S_p＝1表示期望开关动作使p增加，对应Δp＞0，反之S_p＝0对应Δp＜0。同样S_q＝1表示Δq＞0，S_q＝0表示Δq＜0。

由图3可看出，将检测到的瞬时电流i_a、i_b、i_c和直流电压u_dc经计算得到瞬时有功功率p和无功功率q，然后与各自的功率给定值进行比较后，送入滞环比较器输出开关信号S_p、S_q；同时由u_a、u_b、u_c计算此时网侧电压矢量所在扇区，并得到扇区选择信号θ_n，根据S_p、S_q和θ_n在开关表中选择所需的S_a，b，c去控制开关管的动作。

将电压空间分为12个扇区，n是电源电压矢量E所在扇区号，n＝1，2…12，θ_n由公式(n-2)π/6≤θ_n≤(n-1)π/6确定。扇区号n与8个电压矢量V_k(k＝0，…，7)对应的位置关系如图4所示。其中：S_a，b，c＝000和111对应矢量V₀和V₇，S_a，b，c＝100对应V₁，S_a，b，c＝110对应V₂，S_a，b，c＝010对应V₃，S_a，b，c＝011对应V₄，S_a，b，c＝001对应V₅，S_a，b，c＝101对应V₅。

以电源电压矢量在第一扇区为例，理想电流矢量I_r和实际电流矢量I的位置如图4所示，此时I相位落后于I_r且模值小于I_r，因此需要增大p减小q。用矢量方程描述整流装置，并忽略R的影响可得：

$I=I_0+\frac{1}{L}{\∫}_0^t(E-u_r)\mathrm{dt}---\left(11\right)$

其中：I₀为电流矢量初始值。为使I趋近I_r，由式(11)可得实际作用的电压矢量u_r应选择V₆，使I沿着E-u_r方向趋近I_r，此时对应开关函数S_aS_bS_c＝101。I在其它位置可进行同样分析。同时在开关制定的时候还要考虑避免开关的频繁动作，这就要求在选择矢量的时候要尽量从邻近的矢量中选择。最后，由于电流矢量I的模值比电压矢量V_k(k＝1，…，6)的模值小，因此，在上述原则下，当S_p＝1时，不能从控制效果的角度选择最理想的电压矢量，即对I的调节能力会有所下降，具体来说便是适当地引入V₀、V₇来增加功率传输能力。得到开关表如表1所示。

表1传统直接功率控制系统开关表

根据传统开关表，对于p需要增加的情况，若E在奇数扇区，q需要增加时，u_r会选择零矢量；为了改善控制效果，此处可以选择别的电压矢量来进行调节。以E在第一扇区为例，若S_p＝1，S_q＝0，则u_r选择V₆，这样E-u_r在E上同时具有一定长度的u_d和u_q，这样对无功电流进行调节的同时可避免开关动作频繁；而当S_p＝1，S_q＝1时，u_r选择V2。

针对在V_k附近出现无功电流失控的问题，从产生原因来看，便是选择矢量的不合理。实验结果表明，无功电流失控存在于偶数扇区，是因为在奇数扇区无功电流调节能力的弱化在此表现了出来。所以在上述改善开关表的基础上，当E在偶数扇区中，u_r的选择仍然与之保持一致，这样，从在奇数扇区开始无功电流的调节能力就比较均匀，有功电流的调节能力也得到了加强。按照上面的分析，得到改进的直接功率控制系统开关表如表2所示。

表2改进的直接功率控制系统开关表

4)整流装置主电路储能元件参数选择

在主电路拓扑结构、交流电源电压及负载一定的情况下，主电路设计主要是确定网侧滤波电感值、直流侧电压和直流侧电容值。

(1)PWM整流装置中的电感L选择

交流电感的主要作用是滤除交流侧PWM谐波电流，当在整流装置稳定于单位功率因数运行时，瞬时有功功率决定了交流电流。对此，需找出功率与电感的关系。

首先，经T_3s/2r变换，得到整流装置在dq两相同步旋转坐标系中的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}=u_d-{\mathrm{Ri}}_d+{\mathrm{\ωLi}}_q-u_{\mathrm{rd}}\\ L\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}=u_q-{\mathrm{Ri}}_q+{\mathrm{\ωLi}}_d-u_{\mathrm{rq}}\\ C\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=(i_d{S}_d+i_q{S}_q)-\frac{U_{\mathrm{dc}}}{R_L}\end{array}\right.---\left(12\right)$

式中u_rd＝S_d U_dc，u_rq＝S_q U_dc；u_rd，u_rq与S_d，S_q分别为整流装置输入电压矢量、开关函数在d，q轴上的分量u_d u_q与i_d，i_q为交流电源电压矢量、与电流矢量在d，q轴上的分量.

根据式(12)及三相对称系统功率计算

(U_m为电源相电压幅值)可得以p，q为变量的功率控制数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}=115U_m^2-R_p-{\mathrm{\ωL}}_q-p_{\mathrm{rd}}\\ L\frac{\mathrm{dq}}{\mathrm{dt}}=-R_q+{\mathrm{\ωL}}_p+q_{\mathrm{rq}}\end{array}\right.---\left(13\right)$

式中： $p_{\mathrm{rd}}=\sqrt{\frac{3}{2}}{U}_m{u}_{\mathrm{rd}},$ $q_{\mathrm{rd}}=\sqrt{\frac{3}{2}}{U}_m{u}_{\mathrm{rq}}$

根据式(12)，略去了电阻R，考虑到整流装置稳态运行单位功率因数时，q＝0，式(13)可变为：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}115U_m^2-\sqrt{\frac{3}{2}}{U}_m{U}_{\mathrm{dc}}{S}_d\\ L\frac{\mathrm{dq}}{\mathrm{dt}}={\mathrm{\ωL}}_p+\sqrt{\frac{3}{2}}{U}_m{U}_{\mathrm{dc}}{S}_q\end{array}\right.---\left(14\right)$

根据

和

由式(14)得：

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{\mathrm{dq}}{\mathrm{dt}}{|}_{\max }=1.5U_m^2+U_m{U}_{\mathrm{dc}}\\ L\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}{|}_{\min }=1.5U_m^2-U_m{U}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(15\right)$

$\left\{\begin{array}{c}L\frac{\mathrm{dq}}{\mathrm{dt}}{|}_{\max }{=\mathrm{\ωLp}}_{\max }+U_m{U}_{\mathrm{dc}}\\ L\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}{|}_{\min }={\mathrm{\ωLp}}_{\min }-U_m{U}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(16\right)$

根据式(15)得： $L\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}{|}_{\max }+L\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}{|}_{\min }={3U}_m^2---\left(17\right)$

令

(T为开关周期，2Hp为有功功率滞环比较器滞宽)，则有：

${2\mathrm{LH}}_p(f_{\max p}+f_{\min p})={3U}_m^2---\left(18\right)$

$f_{\mathrm{avp}}=\frac{f_{\max p}+f_{\min p}}{2}=\frac{{3U}_m^2}{{4\mathrm{LH}}_n}---\left(19\right)$

式中f_masp，f_minp，f_avp分别为对应于有功功率在2Hp范围内的最高、最低及平均开关频率.

同理，根据式(15)及

(2Hq为无功功率滞环比较器滞宽)可得：

$f_{\mathrm{avp}}=\frac{f_{\max p}+f_{\min q}}{2}=\frac{{\mathrm{\ωp}}_{\mathrm{ref}}}{{2H}_q}---\left(20\right)$

式中：f_masp，f_minp，f_avp分别为对应于无功功率在2Hq范围内的最高、最低及平均开关频率.

由于整流装置输入电压空间矢量同时对p和q进行调节，则开关频率平均值取f_avp和f_avq的几何平均值，即：

$f_{\mathrm{av}}=\sqrt{f_{\mathrm{avp}}{f}_{\mathrm{avq}}}=\sqrt{\frac{{3\mathrm{\ωp}}_{\mathrm{ref}}{U}_m^2}{{8\mathrm{LH}}_p{H}_q}}---\left(21\right)$

由式(21)可得： $L=\frac{{3\mathrm{\ωp}}_{\mathrm{ref}}{U}_m^2}{{8H}_p{H}_q{f}_{\mathrm{av}}^2}---\left(22\right)$

由式(22)可以看出，当U_m，p_ref(U_dc)一定，f_av的平方与电感L和H_pH_q成反比，因而H_pH_q不能太小，以免f_av过高；当U_m，L及H_pH_q一定，p_ref(U_dc)升高，f_av变高；当U_m，p_ref(U_dc))及L一定，f_av变高，H_pH_q就变小，当f_av→∞时，H_pH_q→0，则无动态跟踪偏差。

由于U_m，p_ref，ω为定值，可根据选定的滞环宽度H_pH_q及f_av确定电感值L。

(2)直流侧直流电压的选择

直流侧直流电压与交流电压、电感及负载有关，下面从功率角度来进行分析。整流装置在AB两相静止坐标系中功率计算式为：

$\left\{\begin{array}{c}p=u_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}+u_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\β}}\\ q=u_{\mathrm{\α}}{i}_{\mathrm{\β}}-u_{\mathrm{\β}}{i}_{\mathrm{\α}}\end{array}\right.---\left(23\right)$

略去R的影响，由式(23)可得：

在稳态时，U_dc＝U_dc，r，q＝0，则由式(24)可得等效S_Aeq，S_Beq：

$\left[\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{\αeq}}\\ S_{\mathrm{\βeq}}\end{array}\right]=\frac{1}{U_{\mathrm{de},r}}\{\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{\α}}\\ u_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]-\frac{{2\mathrm{\ωLp}}_{\mathrm{ref}}}{{3U}_m^2}\left[\begin{array}{c}-u_{\mathrm{\β}}\\ u_{\mathrm{\α}}\end{array}\right]\}---\left(25\right)$

直流电压的选择在满足负载要求的同时，必须满足控制交流侧电流波形的需要，即使交流电流不发生畸变并可控，在不考虑过调时，等效

可得：

$\frac{\sqrt{1-\sqrt{1-\frac{{16\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}{R_L}}}}{2\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{\mathrm{\&omega;L}}{R_L{U}_m}}<U_{\mathrm{de},r}<\frac{\sqrt{1+\sqrt{1-\frac{{16\mathrm{\&omega;}}^2{L}^2}{R_L}}}}{2\sqrt{\frac{2}{3}}\frac{\mathrm{\&omega;L}}{R_L{U}_m}}---\left(26\right)$

当R_L≥4ωL时，U_dc，r存在，可由式(26)确定U_dc，r

(3)直流侧电容的选择

直流电容的主要作用是稳定直流电压和抑制直流侧谐波电压，同时在负载扰动时可减少直流电压波动.对于电压型PWM整流装置，应考虑在严重负载变化时使直流电压波动在允许的范围内选择直流电容器.对此，研究突加负载时直流电压波动与电容之间的关系.

考虑负载电流由额定值I_LN突增到I_LM情况，此情况下，为满足负载功率的要求，导致有功功率突增，直流电压下降。当S_d＝-2/3时，由式(13)和式(15)可得有功功率最大上升速率和直流电压最大下降速率为：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}=\frac{1}{L}({1.5U}_m^2+U_m{U}_{\mathrm{dc}})\\ \frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{1}{C}(\frac{2P}{{3U}_m}+I_{\mathrm{LM}})\end{array}\right.---\left(27\right)$

令t₀为突变开始时刻，则有式(27)的初始条件：

$\left\{\begin{array}{c}p\left(t_0\right)=p_{\mathrm{ref}}\\ \frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}{|}_{t_0}=\frac{1}{L}({1.5U}_m^2+U_m{U}_r)\\ U_{\mathrm{dc}}\left(t_0\right)=U_{\mathrm{dc},r}\\ \frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}{|}_{t_0}=-\frac{1}{C}(\frac{{3p}_{\mathrm{ref}}}{{3U}_m}+I_{\mathrm{LM}})\end{array}\right.---\left(28\right)$

根据初始条件式(27)，由式(28)可得最小值，流电压U_dc，min及最大直流电压波动

${\mathrm{\&Delta;U}}_{\mathrm{dc},m}=-\frac{3}{2}{U}_m+\sqrt{\frac{3L}{2C}{(\frac{{2p}_{\mathrm{ref}}}{{2U}_m}+I_{\mathrm{LM}})}^2+{(U_{\mathrm{dc},r}+\frac{3}{2}{U}_m)}^2}---\left(29\right)$

${\mathrm{\&Delta;U}}_{\mathrm{dc},m}=U_{\mathrm{dc},r}+\frac{3}{2}{U}_m-\sqrt{\frac{3L}{2C}{(\frac{{2p}_{\mathrm{ref}}}{{3U}_m}+I_{\mathrm{LM}})}^2+{(U_{\mathrm{dc},r}+\frac{3}{2}{U}_m)}^2}---\left(30\right)$

根据给定的ΔU_dc，m和I_LM由式(30)可确定出满足给定ΔU_dc，m的最小电容值为：

$C=\frac{{3L(\frac{{2p}_{\mathrm{ref}}}{{3U}_m}+I_{\mathrm{LM}})}^2}{2[{(U_{\mathrm{dc},r}+\frac{3}{2}{U}_m+\mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{dc},m})}^2-{(U_{\mathrm{dc},r}+\frac{3}{2}{U}_m)}^2]}---\left(31\right)$

在实际工程中，由于负载电流突增需要一个暂短的时间，不能瞬间完成，式(31)所确定出的电容值偏大。

二、永磁同步自动扶梯逆变装置的控制方式研究

作为一种智能控制方法，模糊控制无需知道控制对象准确的数学模型，而按照人类的知识、经验去构造控制规则。从九十年代中后期开始，各国学者已经将模糊逻辑技术成功地运用于直接转矩控制中。其中简单和典型的算法是用模糊逻辑控制器来代替传统DTC中的转矩和磁链滞环控制器，去选择8个基本空间电压矢量，这样可以得到更优化的开关表，以实现对转矩的实时控制，从而进一步改善感应电动机直接转矩控制系统的动态和稳态特性，减小转矩脉动。随着理论和技术的发展，目前，已经出现了多种改进技术。其中一种方法是采用空间矢量调制(SVM)技术，本发明将空间矢量调制技术引入到模糊直接转矩控制系统中，通过实验表明：本发明设计的控制系统与传统自动扶梯控制方式相比较，明显减少了自动扶梯系统运行时转矩和磁链的脉动，提高了速度控制精度。另外，本发明还将一种新型的死区补偿方法应用于自动扶梯的逆变装置当中，进一步减小了系统转矩的脉动，提高了系统运行的平稳性和舒适度。

6)模糊直接转矩控制原理：

基于模糊直接转矩控制的交流永磁同步电机调速系统的原理如图所示。三相电流值经传感器直接采集而来，三相电压值由采集的直流母线电压和开关状态表查表计算得到，再分别经坐标变换得到两相电压和两相电流值，然后采用U-I模型观测出定子磁链，进一步得到电磁转矩值。计算公式如下：

定子磁链观测公式为：

φ_qs＝∫(u_qs-R₁i_qs)dt                        (32)

φ_ds＝∫(u_ds-R₁i_ds)dt                        (33)

电磁转矩的观测公式为：

T_e＝p(i_qsφ_ds-i_dsφ_qs)                                (34)

式中：φ_ds、φ_qs分别为d、q坐标系中定子磁链的分量；

u_ds、u_qs分别为d、q坐标系中定子电压分量；

i_ds、i_qs分别为d、q坐标系中定子电流分量；

T_e为电磁转矩；

R₁为定子电阻；

p为电机极对数。

得到定子磁链观测值和电磁转矩的观测值后，分别用他们的参考值减去这两个观测值得到两个误差值E_Te，E_ψs，然后再用d、q坐标系中的磁链分量得到磁通的空间位置角θ，这三个量作为下一步模糊控制器的输入量，经模糊控制器输出逆变器的开关状态，最终来控制电机，从而构成闭环控制。

7)电压空间矢量调制技术原理

三相电压型逆变器各对桥臂的状态可用1或0表示：1表示上桥臂导通，下桥臂关断；0表示下桥臂导通，上桥臂关断。则三相逆变器的开关模式共有八种，即000，100，110，010，011，001，101，111。在100状态下，逆变器输出的三相电压用空间矢量表示时，其值为：

$u_1=\frac{2}{3}(\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}-\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}}-\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}})=\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{DC}}---\left(35\right)$

式中：U_DC/2为相对于逆变器中点的相电压。

同样可求出其他各个状态下的电压空间矢量，八种状态下的电压空间矢量分别u₁，u₂，u₃，u₄，u₅，u₆，u₇，u₈，如图6所示。S_n(n＝1，2，3，4，5，6)为磁链角的空间位置区域(图中以虚线为边界)，u₇和u₈为零矢量，其余六个电压矢量，长度相等，空间位置互差60°。

在采用空间矢量调制时，在每个扇区(以电压空间矢量为边界)内任意一个电压矢量均可以由两个有效电压矢量和一个零矢量合成。例如在第一扇区中如图7所示为一合成电压空间矢量它与基本电压空间矢量u₁的夹角θ可以是介于0°和60°之间的任意角。t₀、t₁、t₂为每一个采样周期分成的三个时间段，各个时间段所作用的基本电压空间矢量为u₇、u₁、u₂，则u_s这个电压空间矢量可以由这三个基本空间电压矢量来合成，它们满足式(35)：

u_sT＝u₀t₀+u₁t₁+u₂t₂                          (36)

其中：T＝t₀+t₁+t₂

T为系统的采样时间；

t₀、t₁、t₂分别为u₇、u₁、u₂作用的时间。

因为u₇＝0，所以

由图中的三角关系式可得出：

式中：u_s为电压矢量长度

u₁为矢量u₁的长度，

由此可以得出u₁、u₂作用的时间：

$t_2=\sqrt{3}\frac{u}{U_{\mathrm{DC}}}T\sin \mathrm{\&theta;}---\left(38\right)$

由以上两式我们在扇区内就可以合成所需长度和角度的电压空间矢量。由这个原理我们可以在一个采样周期内在每个扇区内调制出更多的等效电压矢量用于逆变器开关状态表的选择。

8)在模糊直接转矩控制系统中运用空间矢量调制技术

利用模糊控制技术对传统直接转矩控制的开关状态表进行优化，可以提高系统在起动和给定转矩跃变时的响应速度。但由于数字系统的采样和数值运算所造成的时间延迟，稳态的转矩和磁链脉动会大大超过各自的容差，从而影响对速度的控制精度。在相关文献中提出，在一个采样周期中，影响转矩和磁链变化量的因素为采样周期T和空间电压矢量u_s的幅值和方向。减小采样周期和提高处理器的运算速度可以减小转矩和磁链的脉动，但往往会受到硬件性能的限制。改变电压空间矢量幅值和方向也可获得同样的效果，但传统的电压型逆变器输出的电压空间矢量只有八个，可选性太小，受电压空间矢量调制技术启发，在不增加系统采样频率的情况下，可以在每个扇区调制出不同幅值和幅角的等效电压矢量，利用式(37)和(38)时间计算即可求得在同一采样周期内，相应基本电压空间矢量各自的作用时间，这样就可求得所需的合成电压空间矢量，从而大大增加了可选的电压空间矢量的数量，这恰好满足模糊控制的需要。针对模糊控制器输入的模糊控制量的情况，来选择合适的电压空间矢量，从而实现在每个采样周期内对转矩和磁链的变化量的控制。这就可以在不提高系统采样频率的情况下明显减小转矩和磁链脉动的幅度。在合成电压空间矢量数量的选取上，根据不同的转速来合理配置，从而使转矩和电流脉动变小，但电压矢量过多会增加开关表的复杂性。为此，本项目采用了一种利用模糊逻辑控制器从大量的离散空间电压矢量中来选择最合适的电压矢量的算法，该算法同时将模糊控制技术，离散空间矢量调制(DVSM)技术与传统DTC算法相结合，实验和应用结果表明了该方法的可行性。

9)离散空间矢量调制D(SMV)技术

传统的DTC一个采样周期只输出一个电压矢量，若把一个采样周期分为多个时间段，每时间段输出不同的电压矢量，从而可以合成许多新的电压矢量。电压矢量越多，转矩和电流脉动越小，然而电压矢量增多需要定义非常复杂的开关表。一个好的方案应该在脉动补偿和复杂的电压选择策略之间折中。实验表明将一采样周期分为三个时间段导致转矩和电流波动的明显减小，且不需要太复杂的开关表。三时间段离散电压调制可合成的电压矢量共37个，其中非零电压矢量共36个

零矢量1个

如图所示。每个合成的空间电压矢量由三个基本电压矢量合成。其对应图8所示。同传统的DTC算法一样，把qd坐标平面分成6个扇区。假设定子磁链处于扇区1内，有5个基本电压矢量供选择以补偿磁链和转矩的误差，这样可得到19个合成的电压矢量，如图9所示，每个交点表示一个合成电压矢量的终点。例如：“223”表示由基本空间电压矢量

和

合成，“322”表示由

和两个零矢量合成，每个基本电压空间矢量占用三分之一的控制输出周期时间。由于同一电压矢量在低速和高速时对转矩变化的影响是不同的。因此，在不同的速度范围使用不同的电压矢量。另外，在同一个扇区，在高速时，不同的扇区位置使用的电压矢量也是不同的。因此在下图把第1扇区分成1+和1-两个部分。

表3合成的空间电压矢量与基本电压矢量的对应表

另外该算法中，在选择电压矢量时考虑了转速的因素，因此要转速进行分区：时，表示转子在低速范围。当

时，表示转子在中速范围。当

时，表示转子在高速范围(其中n表示转子转速，n₀表示同步转速)

10)基于离散空间矢量调制技术的模糊直接转矩控制算法的基本原理

基于离散空间矢量调制技术中最主要的工作就是设计一个模糊逻辑控制器，它的作用就是根据定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置(用磁链角表示)，在37个合成的空间电压矢量中选择一最佳电压矢量。

(1)模糊子集的选取

该模糊逻辑控制器有4个模糊输入变量和1个输出控制量。

第一个输入变量为磁链偏差

对ε_λ进行模糊化，则变为模糊输入变量E_λ，

它包含两个模糊子集{N、P}，其隶属函数如图10所示；

第二个输入变量为转矩偏差

对ε_T进行模糊化，变为模糊输入变量E_T，它包含五个模糊子集{NL、NS、Z、PS、PL}，其隶属函数如图11所示。

第三个输入变量为转子转速n(这里仅仅考虑一个转速方向，比如逆时针方向)先把n转化成角速度ω_r，再除以电机的同步角速度ω_b，即ω_r/ω_b(它是一个标么值)，对ω_r/ω_b进行模糊化，变为模糊输入变量E_ω，它包含三个模糊子集{Z、Ps、PL}，其隶属函数如图12所示。

第四个模糊输入变量为定子磁链角θ_s

它被均分成为角度为30°的12个区间，即：

即θ_s的论域为{θ₁，θ₂，…，θ₁₂}。其隶属函数如图13所示。

该模糊逻辑控制器唯一的输出控制量为37个合成的空间电压矢量。即它是一个离散清晰的数字量输出，可用独点模糊集n表示，其论域为{0，1，2…，36}。

(4)模糊控制规则的建立

建立模糊控制规则时，应该考虑转速的因素，特别在高速区，因此通常在高速区制定规则来选择电压矢量时，定义两个开关表对应与每个扇区的两个半区，如图9中的1+和1-两个半区，这样做是为了充分利用电压矢量。假定定子磁链逆时针旋转且处于第1扇区，若E_T为PS时，4个矢量(“333”、“332”、“223”、“222”)可供选择，“333”、“332”使磁链减小，“223”、“222”使磁链增加。若减小磁链，在1+区时优选“333”，在1-区时优选“332”。但是在中低速区，由于所选择的电压矢量数目不多，所以不这样选择。其它扇区的规则用类似方法制定。

该模糊逻辑控制器的控制规则可由E_λ，E_T，E_ω，θ_s和n描述，共360条规则，如算法开关表所示。其中第i条规则表示为：

R_i：if E_λ is A_i，E_T is B_i，E_ω is C_i and θ_s is D_i，then n is N_i

其中：A_i，B_i，C_i，D_i和N_i表示各个模糊子集。

算法开关表

表4定子磁链在扇区1时开关表

表5定子磁链在扇区2时开关表

表6定子磁链在扇区3时开关表

表7定子磁链在扇区4时开关表

表8定子磁链在扇区5时开关表

表9定子磁链在扇区6时开关表

(5)模糊推理及模糊决策

本项目模糊推理采用了Mamdani操作算子。则，第i条控制规则的输出采用最小化原则：

${{\mathrm{\&mu;}}_{N_i}}^{\&prime;}=\min ({\mathrm{\&mu;}}_{A_i}\left(E_{\mathrm{\&lambda;}}\right),{\mathrm{\&mu;}}_{B_i}\left(E_T\right),{\mathrm{\&mu;}}_{C_i}\left(E_{\mathrm{\&omega;}}\right),{\mathrm{\&mu;}}_{D_i}\left({\mathrm{\&theta;}}_s\right),{\mathrm{\&mu;}}_{N_i}\left(n\right))---\left(40\right)$

其中：μ_A，μ_B，μ_C，μ_D和μ_N分别为各个模糊变量E_λ，E_T，E_ω，θ_s典μ_N的隶属函数。

360条规则得到了360个输出，再经过最大化原则得到第i条规则最终的输出变量隶属度函数：

${\mathrm{\&mu;}}_N\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{360}{\max }}\left({{\mathrm{\&mu;}}_{N_i}}^{\&prime;}\left(n\right)\right)---\left(41\right)$

这里所得到的输出量仍是一个模糊集，需要进行解模糊化。本项目采取“重心法”来去模糊化，得到精确的控制变量输出。由此，就可以得到所期望的合成空间电压矢量。

综上所述，根据定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置(用磁链角表示)，运用模糊逻辑控制器在37个合成的空间电压矢量中选择一个最佳电压矢量。再结合DSMV技术得到逆变器的三相控制信号，直接对逆变器的开关状态进行最佳控制。整个算法基本框图如图14所示。

11)一种新型死区补偿算法

在PWM逆变器中加入死区时间通常是为了避免直流源的短路。尽管死区时间是很短的时间，它也会对逆变器的输出电压有很大的影响，比如波形的扰动、压降、转矩的脉动、甚至会使控制效果严重退化。为了改善逆变装置的输出，本课题使用了一种新型的基于最小电压损耗的在线延时补偿算法。该算法可以省掉开关器件没有必要的开通和关断，而且该算法不需要任何额外的硬件电路和离线的实验测量。

带一阶低通滤波器的死区补偿电压的数学模型可表示为式(42)，该补偿算法框图如图15所示。

${\hat{h}}_{\mathrm{sf}}\left(k\right)=\frac{2-{\mathrm{aT}}_s}{2+\mathrm{aT}}{\hat{h}}_{\mathrm{sf}}(k-1)+\frac{{\mathrm{aT}}_s}{2+{\mathrm{aT}}_s}({\hat{h}}_s\left(k\right)+{\hat{h}}_s(k-1))---\left(42\right)$

其中：

分别为当前时刻和前一时刻的输出；

T_s为采样周期；

^a为滤波器的截至频率。

三、一种新型的“自动重新启动”的运行模式的研究

2)正常运行和备用运行二种运行模式。

(1)运行模式

在运行模式下，可根据客流情况，自动变换调整运行模式，达到节能和减少磨损的效果。运行方式如下：

停止模式：由慢反射传感器检测到有乘客进入时，使扶梯慢速启动，对射传感器检测到有乘客进入时，扶梯以正常额定值，快速完成运客功能。

慢速模式：处于运行状态后或反向进入后的工作模式，一般运行状态后，要经过一段可以设定的时间，进入慢速，然后在经过一段可以设定的时间进入停梯，这两个阶段均是通过无级等待速度过渡技术实现。该运行模式可起到减少电梯运行切换的次数和在反向进入时提示不能进入的作用。无级等待速度过渡运行曲线如图16所示。

其中t₁为快速运行至慢速运行所设定的时间(可由用户自行设定)，t₂为慢速等待时间(可由用户自行设定)，t₃为慢速至停梯所用时间(可由用户自行设定)。该运行方式可以减小传统双速停车对机械部分的冲击，延长设备使用寿命，减少启动时产生的损耗，针对不同现场客流量及启动频率的大小，用户对t₁-t₃合理调节，可以显著的达到节能效果。

正常运行模式：当扶梯延时运行一段时间(可根据需要设定)，两端传感器一直没有探测到有乘客进入，则扶梯自动平稳地降速闲置运行(速度可根据需要设定)→进入停梯状态。

反向进入模式：在停梯状态时，传感器检测到反向行人，正常慢速启动提示行人。

如：

当位于扶梯两端的传感器检测到有乘客进入时，扶梯自动平稳地将速度提高到正常额定值(0.5米/秒)，快速完成运客功能。在此期间如果有乘客陆续进入，则自动复位计时延长运行时间，以保证将所有的乘客运达。

当扶梯延时运行一段时间(可根据需要设定为30-180秒)，两端传感器一直没有探测到有乘客进入，则自动平稳地降速闲置运行，速度可根据需要设定在0.05-0.25米/秒。

如果扶梯闲置时间达到了5分钟之久，则可停止运行进入待客状态，如有乘客进入，则自动恢复运行，这样可达到最佳的节能运行方式。(此功能可通过微处理器板上的开关选定。)

(2)备用模式

可以通过切换开关选择备用工作方式，即单速运行方式。此功能可作为应急使用，当控制器，或传感器出现故障，或客流量短期增加需要连续快速运行时可保证运客功能。

3)自动扶梯节能控制器节能特性

自动扶梯节能控制器的最大特点即是它的节能效果。

通过采用实时检测技术、实时控制技术、无级等待速度过渡技术和现代的电机控制算法，使自动扶梯能平均节约能源40％以上。

图17是自动扶梯节能控制的最佳控制方案及其逻辑分析图，为了更好的节能，本项目采用两级确认方案。

经实测比较，采用扶梯变频节能控制器的自动扶梯平均能耗为单速运行时的50％。

另外，由于运行的减少和速度的平稳变化，同时也降低了机械磨损，延长了零配件和整机的使用寿命。

四、基于人工智能算法自动扶梯的故障诊断

采用人工智能算法对自动扶梯的故障进行诊断，由单片机控制实现对动态人员(二级)检测，通过自动变换扶梯控制器的各种工作模式及安全监测保护回路，使扶梯的运行性能达到最优。

自动扶梯安全运行需要安全监测，电气回路中具有对各机械开关、电机过电流、电机线圈过热、电机超速运转和电网电源相序等安全信号的监测功能，一旦有异常情况出现，无论扶梯工作在任何工作模式，立即停止运行保证乘客的安全。

1)防突反向

本控制装置在硬件和软件上均采取了多项措施，防止扶梯突然的变向运行，保障乘客的安全。

在硬件线路上，采用上/下行继电器互锁，避免上下行状态同时出现。

在软件设计中，添加了相关的防护程序，当微处理器监测到上下行信号错乱时，则立即停止输出所有运行信号，使控制器停止工作。

在控制器的运行参数上设定了2秒钟的启动延时，欲重新停起，必须有2秒钟的等待，以保证扶梯减速停稳后方可重新运行。

2)防状态切换

在软硬件上均有防止运行状态和备用状态互窜干扰的功能，以保护控制器和电机等器件不被损毁或短路。

在硬件上采用接触器互锁，防止同时输出。

在软件上添加了监测防护程序，一旦发现两种方式同时工作，则立即停止变频器的工作，同时切断输出回路。

3)无级变速曲线

由于本系统采用了基于离散空间矢量调制技术的模糊直接转矩控制方式，使速度和转矩的变化以无级平滑缓慢的效果完成，过度时间长达5秒，即使扶梯上有乘客站立，也不会因速度的变化带来任何的危险和不适。

五、系统整体结构

图18是扶梯变频节能控制器逻辑控制单元板结构框图，此板输入输出信号基本上都是低电平有效，相应指示灯在低电平时点亮，表示信号给定。只有上下行传感器这两路信号，根据厂商的不同要求分成了高电平有效和低电平有效两种，切换的实现是通过控制器上的拨码开关实现的。自动扶梯传动部分包括整流和逆变及其相应的控制单元，结构框图如图19所示。

仿真结果：

根据以上分析，利用Matlab中的Simulink工具箱对该系统进行了仿真分析。仿真参数如下：n^*＝273r/min，电源相电压为380V。

系统处于电动状态时的仿真结果：

系统工作在电动状态时的直流母线电压为660V，负载转矩为900N·m，结果如图20-24。

表10电动状态时网侧各次谐波的幅值

从仿真结果中可以看出网侧电压与电流同相位；网侧电流经0.3s后趋于平稳；网侧功率因数接近于1；网侧总谐波畸变率(THD)约为1.32％，符合国家4％的标准；在表10中给出了网侧各次波形的幅值。从以上结果可以得出，当输入功率因数为1时，并不向电网吸收无功功率，电机等感性负载只与直流母线上的电容进行无功交换。PWM整流器的输入LC滤波器的作用是滤除电流波形中的高频分量。功率因数为1的控制可最大限度的降低PWM整流器的容量。

系统处于发电状态时的仿真结果：

系统工作在发电状态时的仿真曲线如图25-30所示。系统所加负载转矩为-600Nm。

表11发电状态时网侧各次谐波的幅值

从仿真结果中可以看出当PMSM工作在发电状态时，有功功率经PWM整流器回馈给交流电网，电流与电压相位相反；网侧电流经0.02s后趋于平稳，网侧功率因数接近于1，网侧THD值约为0.7％，负荷国家标准规定范围，表3中给出了仿真时网侧电流中各次波形的峰值。

从以上仿真结果中可以看出有功功率经PWM整流器回馈给电网，无功功率没有随着能量的回馈返回给电网，这体现了PWM整流器可实现能量回馈，可等效成双向开关为能量流动提供了自由通路。

Claims (2)

1.一种永磁同步自动扶梯节能控制系统，其特征在于：

1)其永磁同步自动扶梯节能控制整流装置电路：

其供电主回路为：三相电源的各相(Ua、Ub、Uc)分别依次经过电感(La、Lb、Lc)和电阻(Ra、Rb、Rc)后连接两组星形连接的脉冲宽度调制控制器(PWM1H、PWM2H、PWM3H；PWM1L、PWM2L、PWM3L)每组脉冲宽度调制控制器的中心点分别为正电极和负电极的输出端，正电极输出端和负电极输出端之间跨接电容(Co)；

其控制电路为：分别从三相电源的各相(Ua、Ub、Uc)采样取出三相电源的各相电压(Ua、Ub、Uc)信号和电流(ia、ib、ic)信号，各相电压(Ua、Ub、Uc)信号和电流(ia、ib、ic)信号经整形与隔离电路连接微处理器；分别从正电极输出端和负电极输出端之间采样出输出电压(Udc)，输出电压(Udc)经采样隔离电路连接微处理器；微处理器的三相脉冲宽度调制PWM输出经驱动器与隔离器分别连接每个脉冲宽度调制控制器(PWM1H、PWM2H、PWM3H；PWM1L、PWM2L、PWM3L)；微处理器连接故障保护电路、键盘及显示电路和通信接口电路。

2)采用永磁同步自动扶梯逆变装置的控制方式：利用模糊直接转矩控制，由电压型PWM整流装置连接的三相电机，三相电流值经传感器直接采集而来，三相电压值由采集的直流母线电压和开关状态，经查表计算得到，再分别经坐标变换得到两相电压和两相电流值，然后采用U-I模型观测出定子磁链，进一步得到电磁转矩值；其模糊直接转矩控制的交流永磁同步电机调速系统的原理结构：即是基于DSMV技术的交流永磁同步电机模糊直接转矩控制结构：

三相电流值经传感器直接采集而来，三相电压值由采集的直流母线电压和开关状态，经查表计算得到，再分别经坐标变换得到两相电压和两相电流值，然后采用U-I模型观测出定子磁链，进一步得到电磁转矩值；计算公式如下：

定子磁链观测公式为：

φ_qs＝∫(u_qs-R₁i_qs)dt                            (32)

φ_ds＝∫(u_ds-R₁i_ds)dt                            (33)

电磁转矩的观测公式为：

T_e＝p(i_qsφ_ds-i_dsφ_qs)                           (34)

式中：φ_ds、φ_qs分别为d、q坐标系中定子磁链的分量；

u_ds、u_qs分别为d、q坐标系中定子电压分量；

i_ds、i_qs分别为d、q坐标系中定子电流分量；

T_e为电磁转矩；

R₁为定子电阻；

p为电机极对数；

得到定子磁链观测值和电磁转矩的观测值后，分别用他们的参考值减去这两个观测值得到两个误差值E_Te，E_ψS，然后再用d、q坐标系中的磁链分量得到磁通的空间位置角θ，这三个量作为下一步模糊控制器的输入量，经模糊控制器输出逆变器的开关状态，最终来控制电机，从而构成闭环控制；

1)电压空间矢量调制技术原理

三相电压型逆变器各对桥臂的状态可用1或0表示：1表示上桥臂导通，下桥臂关断；0表示下桥臂导通，上桥臂关断；则三相逆变器的开关模式共有八种，即000，100，110，010，011，001，101，111；在100状态下，逆变器输出的三相电压用空间矢量表示时，其值为：

$u_1=\frac{2}{3}(\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}-\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}{e}^{j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}}-\frac{U_{\mathrm{DC}}}{2}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3}})=\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{DC}}---\left(35\right)$

式中：U_DC/2为相对于逆变器中点的相电压；

同样可求出其他各个状态下的电压空间矢量，八种状态下的电压空间矢量分别u₁，u₂，u₃，u₄，u₅，u₆，u₇，u₈；

S_n(n＝1，2，3，4，5，6)为磁链角的空间位置区域，u₇和u₈为零矢量，其余六个电压矢量，长度相等，空间位置互差60°；

在采用空间矢量调制时，每个扇区以电压空间矢量为边界，在每个扇区内任意一个电压矢量均可以由两个有效电压矢量和一个零矢量合成；

如在第一扇区中为一合成电压空间矢量它与基本电压空间矢量u₁的夹角θ可以是介于0°和60°之间的任意角；t₀、t₁、t₂为每一个采样周期分成的三个时间段，各个时间段所作用的基本电压空间矢量为u₇、u₁、u₂，则u_s这个电压空间矢量可以由这三个基本空间电压矢量来合成，它们满足式(35)：

u_sT＝u₀t₀+u₁t₁+u₂t₂                            (36)

其中：T＝t₀+t₁+t₂

T为系统的采样时间；

t₀、t₁、t₂分别为u₇、u₁、u₂作用的时间；

因为u₇＝0，所以

由三角关系式可得出：

式中：u_s为电压矢量长度

u₁为矢量u₁的长度，

由此可以得出u₁、u₂作用的时间：

$t_2=\sqrt{3}\frac{u}{U_{\mathrm{DC}}}T\sin \mathrm{\&theta;}---\left(38\right)$

由以上两式在扇区内就可以合成所需长度和角度的电压空间矢量；由这个原理可以在一个采样周期内在每个扇区内调制出更多的等效电压矢量用于逆变器开关状态表的选择；

2)在模糊直接转矩控制系统中运用空间矢量调制技术：

利用模糊控制技术对传统直接转矩控制的开关状态表进行优化，提高系统在起动和给定转矩跃变时的响应速度；但由于数字系统的采样和数值运算所造成的时间延迟，稳态的转矩和磁链脉动会大大超过各自的容差，从而影响对速度的控制精度；在一个采样周期中，影响转矩和磁链变化量的因素为采样周期T和空间电压矢量u_s的幅值和方向；减小采样周期和提高处理器的运算速度可以减小转矩和磁链的脉动；改变电压空间矢量幅值和方向也可获得同样的效果，但传统的电压型逆变器输出的电压空间矢量只有八个，可选性太小，受电压空间矢量调制技术启发，在不增加系统采样频率的情况下，可以在每个扇区调制出不同幅值和幅角的等效电压矢量，利用式(37)和(38)时间计算即可求得在同一采样周期内，相应基本电压空间矢量各自的作用时间，这样就可求得所需的合成电压空间矢量，从而大大增加了可选的电压空间矢量的数量，这恰好满足模糊控制的需要；针对模糊控制器输入的模糊控制量的情况，来选择合适的电压空间矢量，从而实现在每个采样周期内对转矩和磁链的变化量的控制；这就可以在不提高系统采样频率的情况下明显减小转矩和磁链脉动的幅度；在合成电压空间矢量数量的选取上，根据不同的转速来合理配置，从而使转矩和电流脉动变小，但电压矢量过多会增加开关表的复杂性；

为此，本系统采用了一种利用模糊逻辑控制器从大量的离散空间电压矢量中来选择最合适的电压矢量的算法，该算法同时将模糊控制技术，离散空间矢量调制DVSM技术与传统DTC算法相结合；

3)离散空间矢量调制D(SMV)技术

传统的DTC一个采样周期只输出一个电压矢量，若把一个采样周期分为多个时间段，每时间段输出不同的电压矢量，从而可以合成许多新的电压矢量；电压矢量越多，转矩和电流脉动越小，然而电压矢量增多需要定义非常复杂的开关表；一个好的方案应该在脉动补偿和复杂的电压选择策略之间折中；将一采样周期分为三个时间段导致转矩和电流波动的明显减小，且不需要太复杂的开关表；三时间段离散电压调制可合成的电压矢量共37个，其中非零电压矢量共36个

零矢量1个

如图所示；每个合成的空间电压矢量由三个基本电压矢量合成；同传统的DTC算法一样，把qd坐标平面分成6个扇区；假设定子磁链处于扇区1内，有5个基本电压矢量供选择以补偿磁链和转矩的误差，这样可得到19个合成的电压矢量，每个交点表示一个合成电压矢量的终点；例如：“223”表示由基本空间电压矢量

和

合成，“322”表示由

和两个零矢量合成，每个基本电压空间矢量占用三分之一的控制输出周期时间；由于同一电压矢量在低速和高速时对转矩变化的影响是不同的；因此，在不同的速度范围使用不同的电压矢量；另外，在同一个扇区，在高速时，不同的扇区位置使用的电压矢量也是不同的；因此在下图把第1扇区分成1+和1-两个部分；

表3合成的空间电压矢量与基本电压矢量的对应表

另外该算法中，在选择电压矢量时考虑了转速的因素，因此要转速进行分区：

时，表示转子在低速范围；当

时，表示转子在中速范围；当

时，表示转子在高速范围(其中n表示转子转速，n₀表示同步转速)

4)基于离散空间矢量调制技术的模糊直接转矩控制算法的基本原理

基于离散空间矢量调制技术中最主要的工作就是设计一个模糊逻辑控制器，它的作用就是根据定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置，在37个合成的空间电压矢量中选择一最佳电压矢量；其中定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置用磁链角表示，

(1)模糊子集的选取

该模糊逻辑控制器有4个模糊输入变量和1个输出控制量；

第一个输入变量为磁链偏差

对ε_λ进行模糊化，则变为模糊输入变量E_λ，

它包含两个模糊子集{N、P}，其隶属函数；

第二个输入变量为转矩偏差对ε_T进行模糊化，变为模糊输入变量E_T，它包含五个模糊子集{NL、NS、Z、PS、PL}，其隶属函数；

第三个输入变量为转子转速n，(这里仅仅考虑一个转速方向，比如逆时针方向)先把n转化成角速度ω_r，再除以电机的同步角速度ω_b，即ω_r/ω_b(它是一个标么值)，对ω_r/ω_b进行模糊化，变为模糊输入变量E_ω，它包含三个模糊子集{Z、Ps、PL}，其隶属函数；

第四个模糊输入变量为定子磁链角θ_s 它被均分成为角度为30°的12个区间，即：

即θ_s的论域为{θ₁，θ₂，…，θ₁₂}；其隶属函数；

该模糊逻辑控制器唯一的输出控制量为37个合成的空间电压矢量；即它是一个离散清晰的数字量输出，可用独点模糊集n表示，其论域为{0，1，2…，36}；

(2)模糊控制规则的建立

建立模糊控制规则时，应该考虑转速的因素，特别在高速区，因此通常在高速区制定规则来选择电压矢量时，定义两个开关表对应与每个扇区的两个半区，如图9中的1+和1-两个半区，这样做是为了充分利用电压矢量；假定定子磁链逆时针旋转且处于第1扇区，若E_T为PS时，4个矢量(“333”、“332”、“223”、“222”)可供选择，“333”、“332”使磁链减小，“223”、“222”使磁链增加；若减小磁链，在1+区时优选“333”，在1-区时优选“332”；但是在中低速区，由于所选择的电压矢量数目不多，所以不这样选择；其它扇区的规则用类似方法制定；

该模糊逻辑控制器的控制规则可由E_λ，E_T，E_ω，θ_s和n描述，共360条规则，如算法开关表所示；其中第i条规则表示为：

R_i：if E_λ is A_i，E_T is B_i，E_ω is C_i and θ_s is D_i，then n is N_i

其中：A_i，B_i，C_i，D_i和N_i表示各个模糊子集；

算法开关表

表4定子磁链在扇区1时开关表

表5定子磁链在扇区2时开关表

表6定子磁链在扇区3时开关表

表7定子磁链在扇区4时开关表

表8定子磁链在扇区5时开关表

表9定子磁链在扇区6时开关表

(3)模糊推理及模糊决策

本项目模糊推理采用了Mamdani操作算子；则，第i条控制规则的输出采用最小化原则：

${{\mathrm{\&mu;}}_{N_i}}^{\&prime;}=\min ({\mathrm{\&mu;}}_{A_i}\left(E_{\mathrm{\&lambda;}}\right),{\mathrm{\&mu;}}_{B_i}\left(E_T\right),{\mathrm{\&mu;}}_{C_i}\left(E_{\mathrm{\&omega;}}\right),{\mathrm{\&mu;}}_{D_i}\left({\mathrm{\&theta;}}_s\right),{\mathrm{\&mu;}}_{N_i}\left(n\right))---\left(40\right)$

其中：μ_A，μ_B，μ_C，μ_D和μ_N分别为各个模糊变量E_λ，E_T，E_ω，θ_s典μ_N的隶属函数；

360条规则得到了360个输出，再经过最大化原则得到第i条规则最终的输出变量隶属度函数：

${\mathrm{\&mu;}}_N\left(n\right)=\underset{i=1}{\overset{360}{\max }}\left({{\mathrm{\&mu;}}_{N_i}}^{\&prime;}\left(n\right)\right)---\left(41\right)$

这里所得到的输出量仍是一个模糊集，需要进行解模糊化；本项目采取“重心法”来去模糊化，得到精确的控制变量输出；由此，就可以得到所期望的合成空间电压矢量；

综上所述，根据定子磁链偏差、转矩偏差、转速以及定子磁链在空间中的位置(用磁链角表示)，运用模糊逻辑控制器在37个合成的空间电压矢量中选择一个最佳电压矢量；再结合DSMV技术得到逆变器的三相控制信号，直接对逆变器的开关状态进行最佳控制；整个算法基本结构是基于DSMV技术的交流永磁同步电机模糊直接转矩控制结构；

5)一种新型死区补偿算法

在PWM逆变器中加入死区时间通常是为了避免直流源的短路；尽管死区时间是很短的时间，它也会对逆变器的输出电压有很大的影响，比如波形的扰动、压降、转矩的脉动、甚至会使控制效果严重退化；为了改善逆变装置的输出，本课题使用了一种新型的基于最小电压损耗的在线延时补偿算法；该算法可以省掉开关器件没有必要的开通和关断，而且该算法不需要任何额外的硬件电路和离线的实验测量；

带一阶低通滤波器的死区补偿电压的数学模型可表示为式(42)，该补偿算法；

${\hat{h}}_{\mathrm{sf}}\left(k\right)=\frac{2-{\mathrm{aT}}_s}{2+\mathrm{aT}}{\hat{h}}_{\mathrm{sf}}(k-1)+\frac{{\mathrm{aT}}_s}{2+{\mathrm{aT}}_s}({\hat{h}}_s\left(k\right)+{\hat{h}}_s(k-1))---\left(42\right)$

其中：

分别为当前时刻和前一时刻的输出；

T_s为采样周期；

^a为滤波器的截至频率；

其中采用一种新型的“自动重新启动”的运行模式：

1)正常运行和备用运行二种运行模式；

(1)运行模式

在运行模式下，可根据客流情况，自动变换调整运行模式，达到节能和减少磨损的效果；运行方式如下：

停止模式：由慢反射传感器检测到有乘客进入时，使扶梯慢速启动，对射传感器检测到有乘客进入时，扶梯以正常额定值，快速完成运客功能；

慢速模式：处于运行状态后或反向进入后的工作模式，一般运行状态后，要经过一段可以设定的时间，进入慢速，然后在经过一段可以设定的时间进入停梯，这两个阶段均是通过无级等待速度过渡技术实现；该运行模式可起到减少电梯运行切换的次数和在反向进入时提示不能进入的作用；无级等待速度过渡运行曲线；

其中t₁为快速运行至慢速运行所设定的时间；设定的时间可由用户自行设定；t₂为慢速等待时间；t₂为慢速等待时间可由用户自行设定，t₃为慢速至停梯所用时间，t₃为慢速至停梯所用时间可由用户自行设定；该运行方式可以减小传统双速停车对机械部分的冲击，延长设备使用寿命，减少启动时产生的损耗，针对不同现场客流量及启动频率的大小，用户对t₁-t₃合理调节，可以显著的达到节能效果；

正常运行模式：当扶梯延时运行一段时间；其扶梯延时运行一段时间可根据需要设定；，两端传感器一直没有探测到有乘客进入，则扶梯自动平稳地降速闲置运行；

其扶梯自动平稳地降速速度可根据需要设定)，→进入停梯状态；

反向进入模式：在停梯状态时，传感器检测到反向行人，正常慢速启动提示行人；

如：

当位于扶梯两端的传感器检测到有乘客进入时，扶梯自动平稳地将速度提高到正常额定值0.5米/秒，快速完成运客功能；在此期间如果有乘客陆续进入，则自动复位计时延长运行时间，以保证将所有的乘客运达；

当扶梯延时运行一段时间，其扶梯延时运行一段时间可根据需要设定为30-180秒，两端传感器一直没有探测到有乘客进入，则自动平稳地降速闲置运行，速度可根据需要设定在0.05-0.25米/秒；

如果扶梯闲置时间达到了5分钟之久，则可停止运行进入待客状态，如有乘客进入，则自动恢复运行，这样可达到最佳的节能运行方式；此功能可通过微处理器板上的开关选定；

(2)备用模式

可以通过切换开关选择备用工作方式，即单速运行方式；此功能可作为应急使用，当控制器，或传感器出现故障，或客流量短期增加需要连续快速运行时可保证运客功能。

2.根据权利要求1所述的永磁同步自动扶梯节能控制系统，其特征在于：其具体的控制器结构：由逻辑控制单元分别连接运行模式选择模块、电机运行状态检测模块、故障诊断及维修单元模块、上平台漫反射传感器、上平台对射传感器、下平台漫反射传感器、下平台对射传感器、上平台运行标志模块、下平台运行标志模块及变频装置接口单元模块；变频装置接口单元模块分别连接整流控制单元和逆变控制单元；整流控制单元连接整流单元，整流单元连接电压型PWM整流装置；、逆变控制单元连接逆变电源，逆变电源连接逆变电压型PWM整流装置。

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