CN100359812C - 使用可通过深n阱CMOS技术获得的纵向双极结型晶体管的直接转换接收器 - Google Patents

使用可通过深n阱CMOS技术获得的纵向双极结型晶体管的直接转换接收器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及直接转换接收器。由于DC偏移、I/Q电路间匹配特性和噪声特性得到了改善，其具有优异的接收灵敏度。为实现此目标，该直接转换接收器在混频器和基带模拟电路的开关元件中使用可通过标准三阱CMOS技术得到的纵向双极结型晶体管。另外，在本发明的其他实施例中使用无源混频器，本发明控制了1/f噪声的产生。由于在基带模拟电路中使用了可通过标准三阱CMOS技术得到的纵向双极结型晶体管，本发明实现了DC偏移、I/Q电路间匹配特性和噪声特性都得到改善的直接转换接收器。

Description

使用可通过深n阱CMOS技术获得的纵向双极结型晶体管的直接转换接收器
技术领域
本发明涉及通信系统。具体的，本发明涉及具有高灵敏度的直接转换接收器，其DC偏移、I/Q电路间的匹配特性和噪声特性都得到了改善。
背景技术
作为采用单芯片的接收器中的一种，直接转换接收器的研究非常活跃。直接转换接收器能够减少如滤波器的外围器件的数量，并能减轻数字信号处理的负担。因此，对于采用CMOS工艺来制造单芯片，这是最适合的器件，由此可以容易地构成数字电路。直接转换接收器包括用于将RF(射频)信号转换为基带的RF直接转换接收器和用于将RF信号转换为IF(中频)信号并将RF信号转换为基带的IF直接转换接收器。
图1示出了以CMOS工艺中实现的传统矢量RF直接转换接收器的结构图。
如图1所示，矢量RF直接转换接收器包括带通滤波器101、低噪声放大器103、相位变换器105、第一和第二有源混频器107、109和基带模拟电路111。低噪声放大器103、第一和第二有源混频器107、109和基带模拟电路111用CMOS工艺实现。图1所示的直接转换接收器输出I和Q两个矢量基带信号，这两个信号是将射频信号和本地振荡信号及正交本地振荡信号进行混频的结果。
图2示出了以CMOS工艺中实现的传统矢量IF直接转换接收器的结构图。
如图2所示，矢量IF直接转换接收器包括带通滤波器201、低噪声放大器203、第一有源混频器205、相位变换器207、第二和第三有源混频器209、211和基带模拟电路213。低噪声放大器203、第一、第二和第三有源混频器205、209、211和基带模拟电路213用CMOS工艺实现。图2所示的IF直接转换接收器通过第一有源混频器205将射频信号转换为中频信号，中频信号又被转换为I和Q两个矢量基带信号，从而输出。
图3示出了在图1和2中所示的直接转换接收器中用CMOS Gilbert单元实现的典型混频器的电路图。
如图3所示，该混频器包括放大单元3100和混频单元3300。放大单元3100包括放大器件MA31并放大输入信号。混频单元3300包括第一和第二开关器件MS31和MS32，将输入信号和本地振荡信号LO混频，并输出与这两个信号之间的频率差相应的信号。在该传统CMOS直接转换接收器中，放大器件MA31、第一和第二开关器件MS31和MS32由MOS器件实现。
由于本地振荡器泄漏引起的DC偏移和I/Q电路间的失配，传统直接转换接收器很难实现为集成电路。具体的，在如图1所示仅由CMOS工艺实现直接转换接收器的情况下，存在以下问题。
首先，由于MOS器件间的失配和器件中的1/F噪声，存在额外的DC偏移和系统噪声指数劣化。具体的，图3所示的第一和第二开关器件MS31和MS32和基带模拟电路111中使用的MOS器件(都输出低频基带信号)是造成以上问题的重要原因。这些问题不能完全解决。宽带无线系统可以通过使用高通滤波器而在一定程度上解决此问题。然而，在信号带宽小于1/f转角频率的窄带系统中，会有严重的信噪比劣化和严重的系统动态范围减小。另外，由于饱和，电路不能完全地工作。
第二，由于MOS器件间的失配，会出现I和Q信号通路间的失配。这引起信噪比的劣化。
相比MOS器件，双极结型晶体管(BJT)具有良好的器件间匹配特性，并且1/f噪声小于MOS器件1/f噪声的1/100。因此，双极结型晶体管能够在很大程度上解决由于1/f噪声引起的DC偏移和系统噪声特性劣化。因此，开发出了使用BiCMOS工艺的直接转换接收器，其中CMOS器件和BJT器件集成在一起。相比使用MOS工艺的接收器，使用BiCMOS工艺的直接转换接收器具有更好的DC偏移和1/f噪声特性。然而，这很昂贵并且要花长时间来开发接收器。另外，相比使用CMOS工艺的接收器，数字电路性能很差。因此，在单芯片实现中使用BiCMOS工艺的直接转换接收器是不利的。
另一方面，已经进行了研究以解决使用仅可通过CMOS工艺得到的横向BJT或纵向寄生BJT的MOS器件中存在的问题。然而相比MOS器件，BJT器件具有很差的工作频率性能，从而限制了其在能隙参考源(bandgap reference)等的DC电路中的使用。具体的，相比纵向BJT，横向BJT在器件间的匹配特性方面存在缺点。
发明内容
本发明的目的是提供一种具有更好的DC偏移、I/Q信号间匹配特性和1/f噪声特性的直接转换接收器。
本发明的另一目的是提供一种可在具有窄收发带宽的应用中使用的直接转换接收器。
为了实现这些目的，本发明一个实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；用于将所述低噪声放大器输出的信号与本地振荡信号进行混频，并输出标量基带信号的有源混频器；以及用于对所述有源混频器输出的基带信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路。有源混频器是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺(3 layers-wellCMOS process)实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器可以采用以CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，低噪声放大器可以由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。基带模拟电路可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，基带模拟电路可以由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
根据本发明另一实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；被施加本地振荡信号以输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；用于将所述低噪声放大器输出的信号分别与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第一和第二有源混频器；以及用于对所述有源混频器输出的基带信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路。有源混频器是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器可以采用以CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，低噪声放大器可以由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。基带模拟电路可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，基带模拟电路由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
根据本发明另一实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；用于将所述低噪声放大器输出的信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；用于将所述第一有源混频器输出的信号与第二本地振荡信号进行混频，并输出基带标量信号的第二有源混频器；以及用于对所述第二有源混频器输出的基带信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路。第二有源混频器是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，低噪声放大器可以由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。基带模拟电路可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，基带模拟电路可以由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
根据本发明再一实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；用于用于将所述低噪声放大器输出的信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；被施加第二本地振荡信号从而输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；用于将所述第一有源混频器输出的中频信号与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第二和第三有源混频器；以及对所述第二和第三有源混频器输出的基带信号进行滤波和放大的基带模拟电路。第二和第三有源混频器是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，低噪声放大器可以由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。基带模拟电路可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。另外，基带模拟电路可以由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
根据本发明再一实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；用于将所述低噪声放大器输出的射频信号转换为标量基带信号的无源混频器、以及用于对所述无源混频器输出的基带信号进行滤波和放大的基带模拟电路。该电路是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。无源混频器可以由CMOS工艺实现。
根据本发明再一实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；被施加本地振荡信号从而输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；用于将所述低噪声放大器输出的射频信号分别与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第一和第二无源混频器；以及用于对所述第一和第二无源混频器输出的基带信号进行滤波和放大的基带模拟电路。该电路是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。无源混频器可以由CMOS工艺实现。
根据本发明再一实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；用于将所述低噪声放大器输出的射频信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；用于将所述第一有源混频器输出的中频信号与第二本地振荡信号进行混频，并输出基带标量信号的第二无源混频器；以及用于对所述第二无源混频器输出的基带信号进行滤波和放大的基带模拟电路。该电路是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器可以采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。无源混频器可以由CMOS工艺实现。
根据本发明再一实施例的直接转换接收器包括：用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；用于将所述低噪声放大器输出的射频信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；被施加第二本地振荡信号从而输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；用于将所述第一有源混频器输出的中频信号与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第二和第三无源混频器；以及用于对所述第二和第三无源混频器输出的基带信号进行滤波和放大的基带模拟电路。该电路是由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现的。此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏处理形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。无源混频器可以由CMOS工艺实现。
附图说明
图1示出了使用CMOS工艺的传统矢量RF直接转换接收器的结构图。
图2示出了使用CMOS工艺的传统矢量IF直接转换接收器的结构图。
图3示出了图1和2中所示的直接转换接收器中用CMOS Gilbert单元实现的典型混频器的电路图。
图4示出了以标准3层阱CMOS工艺实现的PMOS晶体管、NMOS晶体管和深n阱纵向NPN BJT的剖面图。
图5示出了根据本发明一个实施例的使用图4所示纵向BJT的标量RF直接转换接收器的结构图。
图6示出了根据本发明一个实施例的使用图4所示纵向BJT的标量IF直接转换接收器的结构图。
图7示出了图5和图6所示直接转换接收器中的根据本发明一个实施例的使用Gelbert单元的有源混频器的电路图。
图8示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量RF直接转换接收器的结构图。
图9示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量IF直接转换接收器的结构图。
图10示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的标量RF直接转换接收器的结构图。
图11示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的标量IF直接转换接收器的结构图。
图12示出了根据本发明再一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量RF直接转换接收器的结构图。
图13示出了根据本发明再一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量IF直接转换接收器的结构图。
具体实施方式
以下将参考附图对本发明的实施例进行说明。
图4示出了通过标准3层阱CMOS工艺实现的PMOS晶体管、NMOS晶体管和深n阱纵向NPN BJT的剖面图。
标准3层阱CMOS工艺和使用此工艺实现的PMOS晶体管和NMOS晶体管在相关领域是众所周知的，此处不加解释。
如图4所示，具有深n阱的3层阱CMOS工艺可以实现具有良好性能的BJT。CMOS工艺的n+源漏扩散区401形成发射极；p阱403和p+接触孔405，407形成基极；深n阱409、n阱411，413和n+源漏扩散区415，417形成集电极。使用深n阱CMOS工艺实现的纵向BJT具有足够在1GHz或更高频率的电路中使用的高频性能。另外，器件彼此隔离。因此，它可以适用于高速集成电路。另外，由于BJT的固有特性，所以相比MOS晶体管，BJT的I/f噪声非常低。另外，器件间的匹配特性好。因此，它对于多种模拟信号处理电路非常有用。随着深n阱409的浓度增加；随着p阱403的深度减小；随着CMOS的设计尺度变小，其性能变好。
图5示出了根据本发明一个实施例的使用图4所示纵向BJT的标量RF直接转换接收器的结构图。图5所示的直接转换接收器通过将射频信号和本地振荡信号LO进行混频而得到一个标量基带信号。
如图5所示，该直接转换接收器包括带通滤波器501、低噪声放大器503、有源混频器505和基带模拟电路507。
带通滤波器501滤过接收信号中的预定频带。低噪声放大器503放大由带通滤波器501滤过的信号，低噪声放大器503由CMOS工艺实现。在CMOS工艺中，NMOS晶体管的特性具有最好的性能；PMOS晶体管具有第二好的性能；而NPN BJT具有第三好的性能。因此，低噪声放大器最好由NMOS晶体管实现。然而，本发明并不限于由NMOS晶体管实现低噪声放大器503的实施例。该放大器可以用PMOS晶体管和纵向BJT实现。
有源混频器505将所接收的射频信号转换为基带信号。也就是，该混频器将低噪声放大器503放大的信号和本地振荡器(没有示出)中产生的本地振荡信号LO进行混频，并输出频率与这两个信号间的频率差相应的基带标量信号。有源混频器505可以用纵向BJT实现。
基带模拟电路507包括低通滤波器和放大器。该电路对从有源混频器505输出的基带信号进行滤波并放大。基带模拟电路507可以用纵向双极结型晶体管或MOS晶体管实现。作为选择，该电路可以由它们的组合实现。
图6示出了根据本发明一个实施例的使用图4所示纵向BJT的标量IF直接转换接收器的结构图。图6所示的IF直接转换接收器与图5所示的直接转换接收器的不同之处在于它包括由CMOS实现的第一混频器605和由纵向BJT实现的第二混频器607，还在于分别在第一和第二混频器605，607中施加第一和第二本地振荡信号LO1和LO2。第一混频器605将低噪声放大器603放大的射频信号和第一本地振荡信号LO1进行混频，将它转换为中频信号。第二混频器607将该中频信号和第二本地振荡信号LO2进行混频，将它转换为基带标量信号。优选地，在第一混频器605和第二混频器607之间提供滤过IF信号的IF滤波器。
图7示出了图5和图6所示直接转换接收器中的根据本发明一个实施例的使用Gelbert单元的有源混频器的电路图。
如图7所示，该有源混频器包括放大单元7100和混频单元7300。放大单元7100包括放大单元MA71，将输入电压信号放大为电流信号。混频单元7300包括第一和第二开关器件MS71和MS72。该混频单元将输入信号和本地振荡信号LO进行混频，并输出与这两个信号间的频率差相应的基带信号。
在有源混频器的一个实施例中，放大单元7100的放大器件MA71由具有良好的高频性能的MOS晶体管实现。也就是，由于如上所述，在CMOS工艺中NMOS晶体管具有最好的性能，所以放大单元的放大器件MA71最好由NMOS晶体管实现。另一方面，具有1/f噪声和DC偏移问题的第一和第二开关器件MS71和MS72由具有低1/f噪声和良好的器件间匹配特性的纵向BJT实现。如上所述实现的混频器可以是改进了噪声特性而没有显著影响高频特性的射频接收装置。然而，根据混频器的类型，可以不提供放大单元7100。没有放大单元的混频器也属于本发明的范围。
图8示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量RF直接转换接收器的结构图。
如图8所示，本发明的矢量直接转换接收器与图5所示的标量直接转换接收器的不同之处在于它还包括相位变换器805和第一和第二有源混频器807、809。
以下，将说明本发明另一实施例的直接转换接收器的结构及其工作。然而，不说明带通滤波器801和低噪声放大器803，因为它们和上述的一样。
相位变换器805输入本地振荡信号LO；将它转换为同相本地振荡信号和正交本地振荡信号；并将它们分别输出到第一和第二混频器807、809。
第一和第二有源混频器807、809将低噪声放大器803放大的信号分别和相位变换器805输出的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号进行混频，并输出到第一和第二混频器807、809。
第一和第二有源混频器807、809将低噪声放大器803放大的信号分别和相位变换器805输出的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号进行混频，并输出为同相基带矢量信号I和正交基带矢量信号Q。在本发明一个实施例的直接转换接收器中，第一和第二有源混频器807、809由图7所示的以深n阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现。也就是，放大器件MA71由高性能的NMOS晶体管实现，而输出基带信号的第一和第二开关器件MS71和MS72由纵向BJT实现。
基带模拟电路811包括低通滤波器和放大器等。该电路对从第一和第二混频器807、809输出的同相基带信号I和正交基带信号Q进行滤波并将其放大。在本发明一个实施例的直接转换接收器中，基带模拟电路811可以由纵向BJT或MOS晶体管实现。作为选择，该电路可以由它们的组合实现。
如上所述，在由以n阱CMOS工艺实现的纵向BJT实现矢量接收器中使用的第一和第二混频器807、809的开关器件的情况下，如图8所示，可以解决在接收信号和本地振荡信号的混频过程中产生的噪声和I/Q失配，因为与MOS晶体管相比，BJT具有良好的器件间匹配特性且具有很低的1/f噪声。
图9示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量IF直接转换接收器的结构图。
如图9所示，本发明另一实施例中的矢量IF直接转换接收器与图6所示的标量IF直接转换接收器的不同之处在于它还包括相位变换器907和第二和第三有源混频器909、911。也就是，第二和第三混频器909、911将从第一混频器905输出的中频信号分别与从相位变换器907输出的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号进行混频，以输出基带同相矢量信号I和基带正交矢量信号Q。
图10示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的标量RF直接转换接收器的结构图。
如图10所示，本发明另一实施例中的直接转换接收器与上述直接转换接收器的不同之处在于它使用了CMOS无源混频器1005。也就是，图10所示的直接转换接收器包括带通滤波器1001、低噪声放大器1003、无源混频器1005和基带模拟电路1007。
以下，将说明本发明再一实施例的直接转换接收器的工作。
带通滤波器1001以预期的频带对信号进行滤波。
低噪声放大器1003由CMOS工艺实现，放大经带通滤波器1001滤波的信号。
混频器1005是由CMOS工艺实现的无源混频器。该混频器将低噪声放大器1003放大的信号和本地振荡信号LO进行混频以输出基带标量信号。
由于MOS器件的1/f噪声近似正比于DC电流的平方，所以在MOS器件用作简单的可变电阻(如无源混频器中的开关器件)的情况下，不会产生很大的1/f噪声。因此，通过使用无源混频器可以消除直接转换接收器中引起问题的1/f噪声。然而，无源混频器没有增益且具有高噪声特性。因此，首选使用具有高增益的低噪声放大器或两级以上的低噪声放大器，以获得整个系统要求的增益和噪声特性。然而，应当理解本发明的范围并不限于低噪声放大器的数量。
基带模拟电路1007包括低通滤波器和放大器等。该电路对从无源混频器1005输出的基带信号进行滤波并将其放大。在本发明再一实施例的直接转换接收器中，基带模拟电路1007由纵向BJT实现，因此解决了在基带模拟电路1007中引起的1/f噪声和失配的问题。
图11示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的标量IF直接转换接收器的结构图。
如图11所示的IF直接转换接收器与图10所示的直接转换接收器的不同之处在于它包括由CMOS实现的第一有源混频器1105和第二无源混频器1107，还在于向第一和第二混频器1105，1107施加第一和第二本地振荡信号LO1和LO2。第一有源混频器1105将低噪声放大器1103放大的射频信号和第一本地振荡信号LO1进行混频，并将该信号转换为中频信号。第二无源混频器1107将中频信号和第二本地振荡信号LO2进行混频，并将该信号转换为基带标量信号。另外，在本发明再一实施例的IF直接转换接收器中，优选地，在第一有源混频器1105和第二无源混频器1107之间提供对IF频带信号进行滤波的IF滤波器。
图12示出了根据本发明再一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量RF直接转换接收器的结构图。
如图12所示，本发明再一实施例的矢量RF直接转换接收器与图5所示标量直接转换接收器的不同之处在于它还包括相位变换器1205和第一和第二无源混频器1207、1209。
以下，将说明本发明再一实施例的直接转换接收器的工作。不说明带通滤波器1201和低噪声放大器1203，因为其工作跟以上说明的一样。
相位变换器1205输入本地振荡信号LO；将它转换为同相本地振荡信号和正交本地振荡信号；并将它们分别输出到第一和第二无源混频器1207、1209。
第一和第二无源混频器1207、1209将低噪声放大器1203放大的信号和相位变换器1205输出的信号进行混频，并输出为同相基带矢量信号I和正交矢量信号Q。由于第一和第二混频器1207、1209是无源混频器，所以不会产生很大的1/f噪声。
基带模拟电路1211包括低通滤波器和放大器等。该电路对从第一和第二无源混频器1207、1209输出的基带同相信号矢量信号I和基带正交矢量信号Q进行滤波并将其放大。基带模拟电路1211由纵向BJT实现。
图13示出了根据本发明另一实施例的使用图4所示纵向BJT的矢量IF直接转换接收器的结构图。
图13所示的IF直接转换接收器与图11所示的标量IF直接转换接收器的不同之处在于它还包括相位变换器1307和第二和第三无源混频器1309、1311。也就是，第二和第三无源混频器1309、1311将从第一混频器1305输出的中频信号分别与从相位变换器1307输出的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号进行混频，并且输出基带同相矢量信号I和基带正交矢量信号Q。
工业应用性
本发明改善了直接转换接收器的DC偏移、I/Q信号间匹配特性和1/f噪声特性，从而提高了接收器的接收灵敏度。
另外，本发明将混频器和基带模拟电路中引起的1/f噪声减到最小，因此，可以在具有窄收发带宽的应用中使用直接转换接收器。

Claims (32)

1.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
用于将所述低噪声放大器输出的信号与本地振荡信号进行混频，并输出标量基带信号的有源混频器，所述的有源混频器由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现；和
用于对所述有源混频器输出的标量基带信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
2.根据权利要求1所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
3.根据权利要求1所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
4.根据权利要求1所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
5.根据权利要求1所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
6.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
被施加本地振荡信号以输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；
用于将所述低噪声放大器输出的信号分别与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第一和第二有源混频器，所述的有源混频器由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现；和
用于对所述第一和第二有源混频器输出的同相基带矢量信号和正交基带矢量信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
7.根据权利要求6所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
8.根据权利要求6所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
9.根据权利要求6所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
10.根据权利要求6所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
11.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
用于将所述低噪声放大器输出的信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；
用于将所述第一有源混频器输出的信号与第二本地振荡信号进行混频，并输出基带标量信号的第二有源混频器，所述的第二有源混频器由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现；和
用于对所述第二有源混频器输出的基带标量信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
12.根据权利要求11所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
13.根据权利要求11所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
14.根据权利要求11所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
15.根据权利要求11所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
16.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
用于将所述低噪声放大器输出的信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；
被施加第二本地振荡信号以输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；
用于将所述第一有源混频器输出的中频信号与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第二和第三有源混频器，所述的第二和第三有源混频器由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现；和
用于对所述第二和第三有源混频器输出的同相基带矢量信号和正交基带矢量信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
17.根据权利要求16所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
18.根据权利要求16所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
19.根据权利要求16所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
20.根据权利要求16所述的直接转换接收器，其中所述的基带模拟电路由以具有深n阱的CMOS工艺实现的纵向BJT实现，此BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
21.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
用于将所述低噪声放大器输出的射频信号转换为基带标量信号的无源混频器；和
用于对所述无源混频器输出的基带标量信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，所述电路由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
22.根据权利要求21所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
23.根据权利要求21所述的直接转换接收器，其中所述的无源混频器由CMOS工艺实现。
24.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
被施加本地振荡信号以输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；
用于将所述低噪声放大器输出的射频信号分别与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第一和第二无源混频器；和
用于对所述第一和第二无源混频器输出的同相基带矢量信号和正交基带矢量信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，所述电路由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
25.根据权利要求24所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
26.根据权利要求24所述的直接转换接收器，其中所述的第一和第二无源混频器由CMOS工艺实现。
27.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
用于将所述低噪声放大器输出的射频信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；
用于将所述第一有源混频器输出的中频信号与第二本地振荡信号进行混频，并输出基带标量信号的第二无源混频器；和
用于对所述第二无源混频器输出的基带标量信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，所述电路由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
28.根据权利要求27所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
29.根据权利要求27所述的直接转换接收器，其中所述的第二无源混频器由CMOS工艺实现。
30.一种直接转换接收器，包括：
用于滤过接收信号中的预定频带的带通滤波器；
用于放大通过所述带通滤波器的信号的低噪声放大器；
用于将所述低噪声放大器输出的射频信号与第一本地振荡信号进行混频，并输出中频信号的第一有源混频器；
被施加第二本地振荡信号以输出同相本地振荡信号和正交本地振荡信号的相位变换器；
用于将所述第一有源混频器输出的中频信号与所述相位变换器输出的同相本地振荡信号、正交本地振荡信号进行混频，并输出同相基带矢量信号和正交基带矢量信号的第二和第三无源混频器；和
用于对所述第二和第三无源混频器输出的同相基带矢量信号和正交基带矢量信号进行滤波并放大该信号的基带模拟电路，所述电路由以具有深n阱的三层阱CMOS工艺实现的纵向双极结型晶体管BJT实现，
其中所述的双极结型晶体管BJT具有由所述CMOS工艺的n+源漏扩散区形成的发射极、由所述CMOS工艺的p阱和p+源漏扩散区形成的基极和由所述CMOS工艺的深n阱、n阱和n+源漏扩散区形成的集电极。
31.根据权利要求30所述的直接转换接收器，其中所述的低噪声放大器采用由CMOS工艺实现的MOS晶体管。
32.根据权利要求30所述的直接转换接收器，其中所述的第二和第三无源混频器由CMOS工艺实现。
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Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100464431B1 (ko) * 2002-09-25 2005-01-03 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 1/f 잡음을 개선한 RF신호 수신장치 및 그 방법
EP1552619A1 (en) * 2002-10-15 2005-07-13 Sirific Wireless Corporation Dc trimming circuit for radio frequency (rf) down-conversion
TW594969B (en) * 2003-07-02 2004-06-21 Realtek Semiconductor Corp ESD clamp circuit
KR100574470B1 (ko) * 2004-06-21 2006-04-27 삼성전자주식회사 전류증폭결합기를 포함하는 선형 혼합기회로
US7795047B1 (en) * 2004-12-17 2010-09-14 National Semiconductor Corporation Current balancing in NPN BJT and BSCR snapback devices
JP4079953B2 (ja) * 2005-02-17 2008-04-23 株式会社半導体理工学研究センター 高周波回路
KR100650329B1 (ko) * 2005-11-04 2006-11-27 한국과학기술원 깊은 엔웰 씨모스로 구현된 수직형 바이폴라 접합트랜지스터를 이용한 수신기.
US7329584B2 (en) * 2005-12-28 2008-02-12 Dongbu Electronics Co., Ltd. Method for manufacturing bipolar transistor
KR100801056B1 (ko) * 2006-01-20 2008-02-04 삼성전자주식회사 딥 엔웰 씨모스 공정으로 구현한 수직형 바이폴라 정션트랜지스터를 이용한 반도체 회로
KR100756317B1 (ko) 2006-02-06 2007-09-06 삼성전자주식회사 딥 엔웰 씨모스 공정으로 구현한 수직형 바이폴라 정션트랜지스터를 이용한 전압 기준 회로 및 전류 기준 회로
US8731504B2 (en) * 2006-03-16 2014-05-20 Newport Media, Inc. System and method for performing RF filtering
CN101873128A (zh) * 2010-05-31 2010-10-27 广州市广晟微电子有限公司 无源混频器与有源滤波器的耦合结构以及接收机
KR101492861B1 (ko) 2013-08-05 2015-02-12 서울대학교산학협력단 반도체 소자 및 그 제조 방법
EP3518418A1 (en) * 2018-01-30 2019-07-31 Vrije Universiteit Brussel Electronic mixer
CN118381472A (zh) * 2024-06-26 2024-07-23 四川海芯微科技有限公司 一种高谐波抑制的混频器

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0267768A1 (en) * 1986-11-10 1988-05-18 SILICONIX Incorporated High voltage drifted-drain MOS transistor
CN1246964A (zh) * 1997-02-05 2000-03-08 艾利森电话股份有限公司 无线电结构
KR20000032519A (ko) * 1998-11-16 2000-06-15 김충환 바이폴라 트랜지스터의 제조방법
US6093613A (en) * 1998-02-09 2000-07-25 Chartered Semiconductor Manufacturing, Ltd Method for making high gain lateral PNP and NPN bipolar transistor compatible with CMOS for making BICMOS circuits
US6177325B1 (en) * 1998-05-18 2001-01-23 Winbond Electronics Corp. Self-aligned emitter and base BJT process and structure

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6583661B1 (en) * 2000-11-03 2003-06-24 Honeywell Inc. Compensation mechanism for compensating bias levels of an operation circuit in response to supply voltage changes
US6794730B2 (en) * 2000-12-31 2004-09-21 Texas Instruments Incorporated High performance PNP bipolar device fully compatible with CMOS process

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0267768A1 (en) * 1986-11-10 1988-05-18 SILICONIX Incorporated High voltage drifted-drain MOS transistor
CN1246964A (zh) * 1997-02-05 2000-03-08 艾利森电话股份有限公司 无线电结构
US6093613A (en) * 1998-02-09 2000-07-25 Chartered Semiconductor Manufacturing, Ltd Method for making high gain lateral PNP and NPN bipolar transistor compatible with CMOS for making BICMOS circuits
US6249031B1 (en) * 1998-02-09 2001-06-19 Chartered Semiconductor Manufacturing Ltd. High gain lateral PNP and NPN bipolar transistor and process compatible with CMOS for making BiCMOS circuits
US6177325B1 (en) * 1998-05-18 2001-01-23 Winbond Electronics Corp. Self-aligned emitter and base BJT process and structure
KR20000032519A (ko) * 1998-11-16 2000-06-15 김충환 바이폴라 트랜지스터의 제조방법

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