[0001] Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Umsetzung einer dreiphasigen Netzwechselspannung in eine, in weiten Grenzen einstellbare, Gleichspannung wie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Stand der Technik
[0002] Nach dem derzeitigen Stand der Technik wird zur Gleichrichtung einer Dreiphasen-Wechselspannung bei Forderung nach weitem Ausgangsspannungsbereich ein durch Kopplung einer Tiefsetzsteller-Eingangsstufe und einer Hochsetzsteller-Ausgangsstufe gebildetes Stromrichtersystem eingesetzt. Wie in der US 6 700 806 B2 beschrieben, wird die Tiefsetzsteller-Eingangsstufe hierbei vorteilhaft als Drehstrom-Diodenbrücke realisiert, deren Brückenzweige durch Einfügen eines elektronischen Schalters und zweier Dioden steuerbar ausgeführt sind.
Im Detail wird in jeder Phase eine, mit der Kathode an das erste Ende der, in der positiven Ausgangsspannungsschiene liegenden Tiefsetzstellerinduktivität geführte obere und eine untere, mit der Anode an der negativen Ausgangsspannungsschiene liegende Diode angeordnet und von der Anode der oberen Diode eine obere Eingangsdiode in Flussrichtung gegen den zugehörigen Phaseneingang gelegt und vom Phaseneingang abzweigend eine untere Eingangsdiode in Flussrichtung gegen die Kathode der unteren Diode geschaltet und die Kathode der unteren Diode und die Anode der oberen Diode durch einen Steuertransistor in Vorwärtsrichtung verbunden.
Bei durchgeschaltetem Steuertransistor kann so ein positives Potential des Phaseneingangs über die untere Eingangsdiode, den Steuertransistor und die obere Diode an das erste Ende der Tiefsetzstellerinduktivität gelegt, bzw. der durch die Tiefsetzstellerinduktivität eingeprägte Strom aus der zugehörigen Netzphase bezogen werden. Demgegenüber wird ein negatives Potential des Phaseneingangs bei durchgeschaltetem Steuertransistor über die obere Eingangsdiode, den Steuertransistor und die untere Diode an die negative Ausgangsspannungsschiene gelegt bzw. der Strom in der negativen Ausgangsspannungsschiene über diese Halbleiterkombination in die zugehörige Netzphase gespeist. Für gesperrten Steuertransistor wird in beiden Fällen eine Verbindung zwischen dem Phaseneingang und dem Ausgang unterbunden.
Zusammenfassend weist daher der Phasenzweig bei durchgeschaltetem Steuertransistor daher dieselbe Funktion wie ein nur aus der oberen und unteren Diode gebildeter Brückenzweig einer Dreiphasendiodenbrücke auf, womit, um einen Freilaufpfad des Stromes in der Tiefsetzstellerinduktivität sicherzustellen, stets der Steuerschalter zumindest einer Phase durchgeschaltet verbleiben muss oder eine explizite Freilaufdiode von der negativen Ausgangsspannungsschiene gegen das erste Ende der Tiefsetzstellerinduktivität anzuordnen ist.
[0003] Die am Ausgang des Tiefsetzstellers liegende Induktivität wird auch als Hochsetzstellerinduktivität herangezogen, d.h. vom zweiten Ende der Tiefsetzstellerinduktivität wird ein Hochsetzstellertransistor in Flussrichtung gegen die negative Ausgangsspannungsschiene gelegt und weiters eine Hochsetzsteller-Ausgangsdiode in Flussrichtung gegen die positive Klemme des, die Ausgangsspannung des Systems stützenden Ausgangskondensators angeordnet, dessen negative Klemme mit der negativen Ausgangsspannungsschiene verbunden ist.
Weiters wird die Wechselspannung an den Phaseneingängen durch eine Stern- oder Dreieckschaltung von Filterkondensatoren niederinduktiv eingeprägt, welche mit in den Netzzuleitungen liegenden Filterinduktivitäten ein dreiphasiges Tiefpassfilter bilden welches die schaltfrequenten Oberschwingungen der diskontinuierlichen Eingangsphasenströme der steuerbaren Dreiphasen-Diodenbrücke unterdrückt, womit bei geeigneter Steuerung der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe eine sinusförmige, in Phase mit der Netzspannung liegende Stromaufnahme erhalten wird.
[0004] Soll eine kleine Ausgangsspannung des Systems gebildet werden, kann der Hochsetzstellertransistor im Sperrzustand verbleiben und der gewünschte Spannungswert im lokalen Mittel über eine Taktperiode einzig durch Taktung der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe, d.h. am Ausgang der steuerbaren Dreiphasen-Diodenbrücke, also zwischen der ersten Klemme der Ausgangsinduktivität und der negativen Spannungsschiene gebildet werden. Der pulsfrequente Anteil der Spannung wird dann von der Tiefsetzstellerinduktivität übernommen, d.h. der Gleichanteil der Spannung tritt am Ausgangskondensator als Systemausgangsspannung auf.
[0005] Für die Bildung einer hohen, z.B. über dem Spitzenwert der verketteten Netzspannung liegenden Ausgangsspannung ist auch der Hochsetzstellertransistor anzusteuern um eine entsprechende Anhebung der Ausgangsspannung der dann mit Maximalaussteuerung arbeitenden Diodenbrücke der Tiefsetzstellereingangsstufe vorzunehmen. Weiters dient der Hochsetzstellertransistor gemäss der österreichischen Patentanmeldung A 30/2003-1 bei Ausfall einer Netzphase der abschnittsweisen Regelung des dann zeitlich veränderlichen Stromes in der Tiefsetzstellerinduktivität, womit auch für Zweiphasenbetrieb ohmsches Grundschwingungsnetzverhalten des Systems sichergestellt ist.
[0006] Diesen Vorteilen steht allerdings als Nachteil die auch im regulären dreiphasigen Betrieb und bei kleiner Ausgangsspannung an der Hochsetzsteller-Freilaufdiode auftretende Leitverlustleistung gegenüber, welche zu einer signifikanten Verringerung des Wirkungsgrades der Energieumformung führt.
Detaillierte Darstellung der Erfindung
[0007] Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Integration der Hochsetzstellerstufe in die Tiefsetzsteller-Eingangstufe so vorzunehmen, dass bei reinem Tiefsetzstellerbetrieb ein Spannungsabfall an einer Hochsetzstellerdiode vermieden wird und damit geringe Leitverluste und ein hoher Wirkungsgrad der Energieumformung sichergestellt werden.
[0008] Erfindungsgemäss wird dies durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Weitere alternative Ausgestaltungen sind den übrigen Patentansprüchen zu entnehmen.
[0009] Grundgedanke der Erfindung ist, die Funktion der Ausgangsdiode der Hochsetzstellerstufe den unteren Dioden der Brückenzweige der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe zu übertragen.
[0010] Bei Realisierung gemäss dem Stand der Technik unterbindet die Hochsetzsteller-Ausgangsdiode bei Durchschalten des Hochsetzstellertransistors einen Kurzschluss der Ausgangsspannung, übernimmt also die Ausgangsspannung in Sperrrichtung. Weiters wird im Ausschaltintervall des Hochsetzstellertransistors der durch die Tiefsetzstellerinduktivität eingeprägte Strom in den Ausgangskreis geführt, wobei sich der Strom eingangsseitig über die Halbleiter eines ersten und zweiten Brückenzweiges und zwei Netzphasen oder den Freilaufpfad der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe schliesst.
[0011] Anstelle nur einer Hochsetzsteller-Ausgangsdiode wird nun erfindungsgemäss getrennt für jeden Brückenzweig eine Ausgangsdiode und ein Hochsetzstellertransistor mit Seriendiode vorgesehen, wobei als Ausgangsdiode jeweils die untere Diode des zugehörigen Brückenzweiges der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe herangezogen wird. Bei erfindungsgemässer Modifikation eines dem Stand der Technik entsprechenden Systems ist dann die Hochsetzstellerausgangsdiode wegzulassen bzw. durch eine Kurzschlussbrücke zu ersetzen, weiters werden anstelle eines Hochsetzstellertransistors drei Hochsetzstellertransistoren mit Seriendiode angeordnet und vom, nun direkt mit der positiven Klemme der Ausgangskapazität verbundenen zweiten Ende der Tiefsetzstellerinduktivität in Flussrichtung gegen die Kathode jeweils einer der unteren Dioden der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe geschaltet.
[0012] Für reine Tiefsetzstellerfunktion verbleiben diese Hochsetzstellertransistoren sämtlich gesperrt. Aufgrund des Fehlens einer expliziten Hochsetzsteller-Ausgangsdiode tritt dann vorteilhaft keine Erhöhung der Leitverluste auf, was insbesondere bei kleinen Ausgangsspannungen und entsprechend hohen Ausgangsströmen auf eine signifikante Verbesserung des Wirkungsgrades führt.
[0013] Für Aktivierung der Hochsetzstellerfunktion wird innerhalb der relativen Einschaltzeit des Hochsetzstellertransistors eines dem Stand der Technik entsprechenden Systems jeweils der Hochsetzstellertransistor jener Phase bzw. jenes Brückenzweiges des erfindungsgemässen Systems geschlossen, dessen Steuerschalter durchgeschaltet ist und der eingangsseitig einen negativen Phasenspannungsmomentanwert aufweist. Bei Leiten eines Hochsetzstellertransistors wird dann durch die untere Diode des zugehörigen Brückenzweiges ein Kurzschluss des Ausgangskondensators unterbunden, d.h. es werden die unteren Dioden sowohl für die Tiefsetzsteller als auch für die Hochsetzstellerfunktion genutzt. Allerdings wird dies durch eine höhere Anzahl von Leistungstransistoren und Ansteuerschaltungen sowie eine komplexere Modulation erkauft.
Durch die Seriendiode wird der Hochsetzstellertransistor gegen Rückwärtsspannung geschützt, welche jeweils für den, an den Brückenzweig mit positiver Eingangsspannung und durchgeschaltetem Steuerschalter liegenden, Transistor auftritt.
[0014] Eine alternative Ausführungsvariante der erfindungsgemässen Idee nach Anspruch 1 beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 2. Hierbei wird die Tiefsetzstellerinduktivität nicht in der positiven, sondern in der negativen Ausgangsspannungsschiene liegend angeordnet, d.h. mit dem ersten Ende mit den Anoden der unteren Dioden der Brückenzweige der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe verbunden und mit dem zweiten Ende direkt an die negative Klemme des Ausgangskondensators gelegt; die Kathoden der oberen Dioden der Brückenzweige sind dann direkt mit der positiven Klemme des Ausgangskondensators verbunden. Die Hochsetzstellertransistoren mit Seriendioden werden abzweigend von den Anoden der oberen Dioden in Flussrichtung gegen die negative Ausgangskondensatorklemme geschaltet.
[0015] Die Funktionsweise und Steuerung dieser Vorrichtung ist grundsätzlich identisch mit jener nach Patentanspruch 1, es wird nun einzig für Aktivierung der Hochsetzstellerfunktion innerhalb der relativen Einschaltzeit des Hochsetzstellertransistors eines dem Stand der Technik entsprechenden Systems jeweils der Hochsetzstellertransistor jener Phase bzw. jenes Brückenzweiges des erfindungsgemässen Systems geschlossen, dessen Steuerschalter durchgeschaltet ist und der eingangsseitig einen positiven Phasenspannungsmomentanwert aufweist.
[0016] Die für Patentanspruch 1 gegenüber dem Stand der Technik gegebene Erhöhung der Komplexität der Modulation und des Realisierungsaufwandes kann bei Ausführung nach Patentanspruch 3 weitgehend vermieden werden.
[0017] Hierbei wird erfindungsgemäss nur ein Hochsetzstellertransistor von dem direkt mit der positiven Ausgangsklemme verbundenen zweiten Ende der Tiefsetzstellerinduktivität in Flussrichtung abzweigend angeordnet und vom zweiten Ende des Hochsetzstellertransistors je eine Auswahldiode in Flussrichtung gegen die Kathode der unteren Diode jedes Brückenzweiges gelegt. Die für die Ausführung nach Anspruch 1 durch entsprechende Ansteuerung der Hochsetzstellertransistoren vorzunehmende Verbindung mit dem jeweils eine negative Phasenspannung aufweisenden Brückenzweig mit durchgeschaltetem Steuerschalter erfolgt nun selbsttätig, da die an den entsprechenden Brückenzweig führende Auswahldiode aufgrund der Potentialverhältnisse direkt den Stromfluss übernehmen wird.
[0018] Eine alternative, hinsichtlich des Realisierungsaufwandes mit der Vorrichtung nach Patentanspruch 3 gleichwertige Ausführung des Systems beschreibt der Patentanspruch 4.
[0019] Hierbei wird erfindungsgemäss die Tiefsetzstellerinduktivität wie für Patentanspruch 2 in die negative Ausgangsspannungsschiene gelegt, weiters wird abzweigend von den Anoden der oberen Dioden der Brückenzweige der steuerbaren Diodenbrückenschaltung je eine Auswahldiode in Flussrichtung gegen das erste Ende eines Hochsetzstellertransistors geschaltet, dessen zweites Ende direkt mit der negativen Ausgangsklemme verbunden ist.
Aufzählung der Zeichnungen
[0020] Die Erfindung wird im Weiteren anhand einer Zeichnung näher erläutert.
<tb>Fig. 1<sep>zeigt die Grundstruktur des Leistungsteiles eines erfindungsgemässen Dreiphasen-Tiefsetzstellers mit integrierter Hochsetzsteller-Ausgangsstufe gemäss Patentanspruch 3.
Ausführung der Erfindung
[0021] In Fig. 1 ist der Leistungskreis eines Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystems 1 mit weitem Ausgangsspannungsbereich gezeigt, welches aus einer Tiefsetzsteller-Eingangsstufe 2 mit erfindungsgemäss integrierter Hochsetzsteller-Ausgangsstufe 3 gebildet wird.
[0022] Der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe 2 wird hierbei vorteilhaft durch eine Drehstrom-Diodenbrücke 4, deren Brückenzweige 5, 6, 7 durch Einfügen von, jeweils durch einen Leistungstransistor und zwei Dioden realisierten, Steuerschaltern 8, 9, 10 steuerbar ausgeführt sind, und eine gleichspannungsseitige Tiefsetzstellerinduktivität 11 gebildet.
Im Detail wird für jeden Brückenzweig 5, 6, 7 eine, mit der Kathode 12, 13, 14 an das erste Ende 15 der, in der positiven Ausgangsspannungsschiene 16 liegenden Tiefsetzstellerinduktivität 11 geführte obere Diode 17, 18, 19 und eine untere Diode 20, 21, 22 angeordnet, deren Anode 23, 24, 25 an der negativen Ausgangsspannungsschiene 26 liegt und von der Anode 27, 28, 29 der oberen Diode 17, 18, 19 eine obere Eingangsdiode 30, 31, 32 in Flussrichtung gegen den zugehörigen Phaseneingang 33, 34, 35 geschaltet und vom Phaseneingang abzweigend eine untere Eingangsdiode 36, 37, 38 in Flussrichtung gegen die Kathode 39, 40, 41 der unteren Diode 20, 21, 22 gelegt und die Kathode 39, 40, 41 der unteren Diode 20, 21, 22 und die Anode 27, 28, 29 der oberen Diode 17, 18, 19 durch einen Steuertransistor 42, 43, 44 in Vorwärtsrichtung verbunden.
Bei durchgeschaltetem Steuertransistor 42, 43, 44 kann so ein positives Potential des zugeordneten Phaseneingangs 33, 34, 35 über die untere Eingangsdiode 36, 37, 38 den Steuertransistor 42, 43, 44 und die obere Diode 17, 18, 19 an das erste Ende 15 der Tiefsetzstellerinduktivität 11 gelegt bzw. der durch die Tiefsetzstellerinduktivität 11 eingeprägte Strom über diese Halbleiterkombination vom zugehörigen Phaseneingang 33, 34, 35 bezogen werden.
Demgegenüber wird ein negatives Potential eines Phaseneingangs 33, 34, 35 bei durchgeschaltetem Steuertransistor 42, 43, 44 über die obere Eingangsdiode 30, 31, 32, den Steuertransistor 42, 43, 44 und die untere Diode 20, 21, 22 an die negative Ausgangsspannungsschiene 26 gelegt bzw. der Strom in der negativen Ausgangsspannungsschiene 26 über die jeweilige Halbleiterkombination in den Phaseneingang 33, 34, 35 bzw. die zugehörige Netzphase gespeist. Für gesperrten Steuertransistor 42, 43, 44 wird demgemäss in beiden Fällen eine Verbindung zwischen dem Phaseneingang 33, 34, 35 und der positiven oder negativen Ausgangsspannungsschiene, 16 oder 26, unterbunden.
Zusammenfassend weist ein Brückenzweig 5, 6, 7 also bei durchgeschaltetem Steuertransistor 42, 43, 44 dieselbe Funktion wie ein nur aus der oberen und unteren Diode, 17 und 20, 18 und 21, 19 und 22 gebildeter Brückenzweig einer Dreiphasendiodenbrücke auf, womit, um einen Freilaufpfad des Stromes in der Tiefsetzstellerinduktivität 11 sicherzustellen, stets der Steuertransistor 42, 43, 44 zumindest eines Brückenzweiges 5, 6, 7 durchgeschaltet verbleiben muss oder eine explizite Freilaufdiode 45 (in Fig. 1 nicht eingetragen) von der negativen Ausgangsspannungsschiene 26 gegen das erste Ende 15 der Tiefsetzstellerinduktivität 11 anzuordnen ist.
[0023] Weiters wird die Dreiphasen-Wechselspannung an den Phaseneingängen 33, 34, 35 durch jeweils zwischen zwei Phaseneingängen, 33 und 34, 34 und 35, 35 und 33 liegende Filterkondensatoren 46, 47, 48 niederinduktiv eingeprägt, welche mit in den Netzzuleitungen 49, 50, 51 liegenden Filterinduktivitäten 52, 53, 54 ein dreiphasiges Tiefpassfilter 55 bilden und so die schaltfrequenten Oberschwingungen der diskontinuierlichen Eingangsphasenströme der steuerbaren Drehstrom-Diodenbrücke 4 unterdrücken, womit bei geeigneter Steuerung der Tiefsetzsteller-Eingangsstufe 2 eine sinusförmige, in Phase mit der Netzspannung liegende Stromaufnahme erhalten wird.
[0024] Die am Ausgang des Tiefsetzstellers liegende Induktivität 11 wird auch als Hochsetzstellerinduktivität herangezogen. Erfindungsgemäss wird vom zweiten Ende 56 der Tiefsetzstellerinduktivität 11 ein Hochsetzstellertransistor 57 in Flussrichtung abzweigend angeordnet, von dessen zweitem Ende 58 eine Auswahldiode 59 in Flussrichtung gegen die Kathode 39 der unteren Diode 20, eine Auswahldiode 60 in Flussrichtung gegen die Kathode 40 der unteren Diode 21 und eine Auswahldiode 61 in Flussrichtung gegen die Kathode 41 der unteren Diode 22 gelegt wird. Schlussendlich wird die Hochsetzstellerschaltung durch einen, die Ausgangsspannung des Systems 1 stützenden, zwischen der zweiten Klemme 56 der Tiefsetzstellerinduktivität 11 und der negativen Spannungsschiene 26 liegenden Ausgangskondensator 62 vervollständigt.
[0025] Sind nun beispielsweise die Steuerschalter 8 und 10 der Brückenzweige 5 und 7 durchgeschaltet, und weist z.B. der Phaseneingang 33 des Brückenzweiges 5 positiveres Potential als der Phaseneingang 35 des Brückenzweiges 7 auf, kommt für durchgeschalteten Hochsetzstellertransistor 57 die Spannungsdifferenz der Phaseneingänge 33 und 35 an der als Hochsetzstellerinduktivität herangezogenen Tiefsetzstellerinduktivität 11 zu liegen, wobei der durch die Tiefsetzstellerinduktivität 11 eingeprägte Strom über die obere Diode 17, den Steuertransistor 42 und die untere Eingangsdiode 36 aus dem Phaseneingang 33 entnommen und über den Hochsetzstellertransistor 57, die Auswahldiode 61, den Steuertransistor 44 und die obere Eingangsdiode 32 in den Phaseneingang 35 zurückgeführt wird.
An der unteren Diode 22 des Brückenzweiges 7 kommt dabei die Spannung des Ausgangskondensators 62 zu liegen, d.h. die untere Diode 22 übernimmt die Funktion der Ausgangsdiode der Hochsetzstellerstufe 3. Nach Abschalten des Hochsetzstellertransistors 57 wird sich demgemäss der Strom in der Tiefsetzstellerinduktivität 11 anstelle über den Hochsetzstellertransistor 57 und die Auswahldiode 61 über den Ausgangskondensator 62 und die untere Diode 22 des Brückenzweiges 7 schliessen.
[0026] Vorteilhaft kann so eine Hochsetzstellerfunktion ohne zusätzliche, im Hauptstrompfad liegende Hochsetzsteller-Ausgangsdidode realisiert bzw. die Leitverlustleistung gegenüber einem, gemäss dem Stand der Technik realisierten System wesentlich verringert werden.
The invention relates to a device for implementing a three-phase AC mains voltage in a, adjustable within wide limits, DC voltage as described in the preamble of claim 1.
State of the art
In the current state of the art, a rectifier system formed by coupling a buck converter input stage and a boost converter output stage is used to rectify a three-phase AC voltage when required for wide output voltage range. As described in US Pat. No. 6,700,806 B2, the step-down converter input stage is advantageously realized as a three-phase diode bridge whose bridge branches are designed to be controllable by inserting an electronic switch and two diodes.
In detail, in each phase, a diode connected to the cathode at the first end of the buck converter inductor in the positive output voltage rail and a bottom diode connected to the anode at the negative output voltage rail are arranged and from the anode of the upper diode an upper input diode Flow direction is placed against the associated phase input and branched from the phase input, a lower input diode in the flow direction connected to the cathode of the lower diode and the cathode of the lower diode and the anode of the upper diode connected by a control transistor in the forward direction.
When the control transistor is turned on, a positive potential of the phase input via the lower input diode, the control transistor and the upper diode can be applied to the first end of the buck converter inductance, or the current impressed by the buck converter inductance can be obtained from the associated network phase. In contrast, a negative potential of the phase input is switched with the control transistor through the upper input diode, the control transistor and the lower diode to the negative output voltage rail or fed the current in the negative output voltage rail via this combination of semiconductors in the associated network phase. For locked control transistor, a connection between the phase input and the output is prevented in both cases.
In summary, therefore, the phase leg with switched-through control transistor therefore has the same function as a bridge branch formed only of the upper and lower diode of a three-phase diode bridge, which, in order to ensure a freewheeling path of the current in the buck converter inductance, always the control switch at least one phase must remain turned on or an explicit Freewheeling diode of the negative output voltage rail to be arranged against the first end of the buck converter inductance.
The inductance at the output of the buck converter is also used as a boost converter inductance, i. E. from the second end of the buck converter inductor, a boost converter transistor is placed in the flow direction against the negative output voltage rail, and further a boost converter output diode is disposed in the flux direction against the positive terminal of the output capacitor of the system supporting output capacitor whose negative terminal is connected to the negative output voltage rail.
Furthermore, the AC voltage at the phase inputs is impressed low inductively by a star or delta connection of filter capacitors, which form a three-phase low-pass filter with filter inductances in the network feed lines which suppresses the switching-frequency harmonics of the discontinuous input phase currents of the controllable three-phase diode bridge, whereby with appropriate control of the step-down converter. Input stage is a sinusoidal, lying in phase with the mains voltage current consumption is obtained.
If a small output voltage of the system is to be formed, the boost converter transistor may remain in the off state and the desired voltage value in the local mean over a clock period solely by clocking the buck converter input stage, i. be formed at the output of the controllable three-phase diode bridge, ie between the first terminal of the output inductance and the negative voltage rail. The pulse-frequency component of the voltage is then taken over by the buck converter inductance, i. the DC component of the voltage appears at the output capacitor as the system output voltage.
For the formation of a high, e.g. Above the peak value of the chained mains voltage lying output voltage is also the boost converter transistor to control to make a corresponding increase in the output voltage of the then working with Maximalaussteuerung diode bridge the Tiefsetzstellereingangsstufe. Furthermore, the boost converter transistor according to the Austrian patent application A 30 / 2003-1 is used in case of failure of a network phase of the portion-wise control of the then time-varying current in the buck converter inductance, which is ensured even for two-phase operation ohmic fundamental oscillation network behavior of the system.
These advantages, however, is a disadvantage compared to the occurring also in the regular three-phase operation and small output voltage to the boost converter freewheeling diode conduction power, which leads to a significant reduction in the efficiency of energy conversion.
Detailed illustration of the invention
The object of the invention is therefore to make an integration of the Hochsetzstellerstufe in the buck converter input stage so that in pure buck converter operation, a voltage drop across a boost converter diode is avoided and thus low conduction losses and high efficiency of energy conversion can be ensured.
This is achieved by the characterizing features of claim 1 according to the invention. Further alternative embodiments can be found in the other claims.
The basic idea of the invention is to transmit the function of the output diode of the boost converter stage to the lower diodes of the bridge branches of the buck converter input stage.
In realization according to the prior art, the boost converter output diode prevents a short circuit of the output voltage when switching the boost converter transistor, thus assuming the output voltage in the reverse direction. Furthermore, in the switch-off interval of the boost converter transistor, the current impressed by the buck converter inductance is conducted into the output circuit, the current closing on the input side via the semiconductors of a first and second bridge branch and two network phases or the freewheeling path of the buck converter input stage.
Instead of only one boost converter output diode according to the invention, an output diode and a boost converter transistor with series diode is now provided separately for each bridge branch, wherein the lower diode of the associated bridge branch of the buck converter input stage is used as the output diode. In a modification of the prior art according to the invention, the step-up converter output diode is then omitted or replaced by a short-circuit bridge. Further, three step-up converter transistors with series diode are arranged instead of one step-up converter transistor and the second end of the step-down inductor connected directly to the positive terminal of the output capacitance Flow direction connected to the cathode in each case one of the lower diodes of the buck converter input stage.
For pure buck converter function, these boost converter transistors all remain disabled. Due to the absence of an explicit step-up converter output diode, there is advantageously no increase in the conduction losses, which leads to a significant improvement in the efficiency, in particular for small output voltages and correspondingly high output currents.
For activation of the boost converter function is within the relative on time of the boost converter transistor of a prior art system respectively the boost converter transistor that phase or that bridge branch of the inventive system closed, the control switch is turned on and the input side has a negative phase voltage instantaneous value. Upon passing a boost converter transistor, a short circuit of the output capacitor is then inhibited by the lower diode of the associated bridge branch, i. The lower diodes are used both for the buck converter and for the boost converter function. However, this is due to a higher number of power transistors and drive circuits and a more complex modulation.
The series diode protects the boost converter transistor from reverse voltage which occurs for the transistor connected to the positive input voltage bridge branch and the through-connected control switch.
An alternative embodiment of the inventive idea according to claim 1 describes the characterizing part of claim 2. Here, the buck converter inductance is not lying in the positive, but in the negative output voltage rail, i. E. connected at the first end to the anodes of the lower diodes of the bridge branches of the buck converter input stage and connected to the second end directly to the negative terminal of the output capacitor; the cathodes of the upper diodes of the bridge branches are then connected directly to the positive terminal of the output capacitor. The step-up transistors with series diodes are switched branching from the anodes of the upper diodes in the flow direction against the negative output capacitor terminal.
The operation and control of this device is basically identical to that of claim 1, it is now only for activation of the boost converter function within the relative on time of the boost converter transistor of a prior art system respectively the boost converter transistor that phase or that bridge branch of the inventive Closed system whose control switch is turned on and the input side has a positive phase voltage instantaneous value.
The given for claim 1 over the prior art increase the complexity of the modulation and the implementation effort can be largely avoided in the embodiment according to claim 3.
In this case, according to the invention, only one Hochsetzstellertransistor of the directly connected to the positive output terminal second end of the buck converter inductance branches off in the flow direction and placed from the second end of the boost converter transistor depending on a selection diode in the flow direction against the cathode of the lower diode of each bridge branch. The connection to be made for the embodiment according to claim 1 by corresponding activation of the boost converter transistors with the respective negative phase voltage having bridge branch with switched control switch now takes place automatically, since the leading to the corresponding bridge branch selection diode will take over the current flow directly due to the potential conditions.
An alternative, with regard to the implementation effort with the device according to claim 3 equivalent embodiment of the system describes the claim. 4
In this case, according to the invention, the buck converter inductance as laid down for claim 2 in the negative output voltage rail, further branching of the anodes of the upper diodes of the bridge branches of the controllable diode bridge circuit depending a selection diode in the flow direction connected to the first end of a boost converter transistor, the second end directly with the negative output terminal is connected.
List of drawings
The invention will be explained in more detail with reference to a drawing.
<Tb> FIG. 1 <sep> shows the basic structure of the power component of a three-phase buck converter according to the invention with integrated boost converter output stage according to patent claim 3.
Embodiment of the invention
In Fig. 1, the power circuit of a three-phase pulse rectifier system 1 is shown with wide output voltage range, which is formed from a buck converter input stage 2 with inventive integrated boost converter output stage 3.
The buck converter input stage 2 is advantageous in this case by a three-phase diode bridge 4, the bridge branches 5, 6, 7 by inserting, each realized by a power transistor and two diodes, control switches 8, 9, 10 are designed controllable, and a DC side Tiefsetzstellerinduktivität 11 formed.
In detail, for each bridge branch 5, 6, 7 a, with the cathode 12, 13, 14 to the first end 15 of lying in the positive output voltage rail 16 buck converter inductance 11 guided upper diode 17, 18, 19 and a lower diode 20, 21, 22, whose anode 23, 24, 25 is located on the negative output voltage rail 26 and from the anode 27, 28, 29 of the upper diode 17, 18, 19, an upper input diode 30, 31, 32 in the flow direction against the associated phase input 33rd , 34, 35 and branched off from the phase input, a lower input diode 36, 37, 38 in the flow direction against the cathode 39, 40, 41 of the lower diode 20, 21, 22 and placed the cathode 39, 40, 41 of the lower diode 20, 21st , 22 and the anode 27, 28, 29 of the upper diode 17, 18, 19 connected by a control transistor 42, 43, 44 in the forward direction.
With the control transistor 42, 43, 44 turned on, a positive potential of the associated phase input 33, 34, 35 via the lower input diode 36, 37, 38, the control transistor 42, 43, 44 and the upper diode 17, 18, 19 to the first end 15 of Tiefsetzstellerinduktivität 11 and the impressed by the Tiefsetzstellerinduktivität 11 current through this combination of semiconductors from the associated phase input 33, 34, 35 are related.
On the other hand, a negative potential of a phase input 33, 34, 35 at through-connected control transistor 42, 43, 44 via the upper input diode 30, 31, 32, the control transistor 42, 43, 44 and the lower diode 20, 21, 22 to the negative output voltage rail 26 laid or the current in the negative output voltage rail 26 via the respective semiconductor combination in the phase input 33, 34, 35 and the associated network phase fed. For locked control transistor 42, 43, 44 is accordingly in both cases, a connection between the phase input 33, 34, 35 and the positive or negative output voltage rail, 16 or 26, prevented.
In summary, a bridge branch 5, 6, 7 thus with a switched through control transistor 42, 43, 44, the same function as a bridge only of the upper and lower diode, 17 and 20, 18 and 21, 19 and 22 formed bridge branch of a three-phase diode bridge, with which ensure a freewheeling path of the current in the Tiefsetzstellerinduktivität 11, always the control transistor 42, 43, 44 of at least one bridge branch 5, 6, 7 must remain turned on or an explicit freewheeling diode 45 (not shown in Fig. 1) from the negative output voltage rail 26 against the first End 15 of the buck converter inductance 11 is to be arranged.
Furthermore, the three-phase AC voltage at the phase inputs 33, 34, 35 by each between two phase inputs, 33 and 34, 34 and 35, 35 and 33 lying filter capacitors 46, 47, 48 impressed low inductively, which in the power supply lines 49th , 50, 51 lying filter inductances 52, 53, 54 form a three-phase low-pass filter 55 and so suppress the switching frequency harmonics of the discontinuous input phase currents of the controllable three-phase diode bridge 4, whereby with suitable control of the buck converter input stage 2 is a sinusoidal lying in phase with the mains voltage Current consumption is obtained.
The inductor 11 located at the output of the buck converter is also used as a boost converter inductance. According to the invention, a boost converter transistor 57 is branched off in the flow direction from the second end 56 of the buck converter inductance 11, a selection diode 59 in the flow direction against the cathode 39 of the lower diode 20, a selection diode 60 in the flow direction against the cathode 40 of the lower diode 21 and a selection diode 61 is placed in the flow direction against the cathode 41 of the lower diode 22. Finally, the boost converter circuit is completed by an output capacitor 62, supporting the output voltage of the system 1, between the second terminal 56 of the buck converter inductor 11 and the negative voltage rail 26.
Now, for example, the control switches 8 and 10 of the bridge branches 5 and 7 are turned on, and has e.g. the phase input 33 of the bridge branch 5 more positive potential than the phase input 35 of the bridge branch 7, comes for through-connected boost converter transistor 57, the voltage difference of the phase inputs 33 and 35 to be used as Hochsetzstellerinduktivität used buck converter inductance 11, wherein impressed by the buck converter inductance 11 current across the upper Diode 17, the control transistor 42 and the lower input diode 36 is removed from the phase input 33 and via the boost converter transistor 57, the selection diode 61, the control transistor 44 and the upper input diode 32 is fed back into the phase input 35.
At the lower diode 22 of the bridge branch 7, the voltage of the output capacitor 62 comes to lie, i. After switching off the boost converter transistor 57, the current in the buck converter inductor 11 will accordingly close instead of via the boost converter transistor 57 and the selection diode 61 via the output capacitor 62 and the lower diode 22 of the bridge branch 7.
Advantageously, such a boost converter function without additional, located in the main current path boost converter Ausgangsdidode or the Leitverlustleistung compared to a realized according to the prior art system can be significantly reduced.