[0001] Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Regelung von Teilausgangsspannungen eines Dreipunkt-Hochsetzstellers gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Stand der Technik
[0002] Nach dem derzeitigen Stand der Technik werden zur Bildung einer über dem, i.a. ebenfalls durch einen leistungselektronischen Konverter (Eingangsstufe) erzeugten Eingangs-Gleichspannungsniveau liegenden Ausgangsspannung Hochsetzsteller eingesetzt. Hierfür wird eingangsseitig eine Induktivität in die positive Spannungsschiene gelegt und ein Leistungstransistor angeordnet, welcher im durchgeschalteten Zustand das dem Eingang abgewandte, zweite Ende der Induktivität mit der negativen, für die Ein- und Ausgangsspannung gemeinsamen Spannungsschiene verbindet. Weiters ist, um in diesem Fall einen Kurzschluss der Ausgangsspannung zu verhindern, eine Freilaufdiode in Flussrichtung vom zweiten Ende der Induktivität gegen die positive Ausgangsspannungsschiene geschaltet.
Die Ausgangsspannung wird durch einen Ausgangskondensator gestützt, die Last liegt zu diesem Kondensator parallel. Im gesperrten Zustand tritt so die gesamte Ausgangsspannung über dem Leistungstransistor auf bzw. muss im durchgeschalteten Zustand die Freilaufdiode die gesamte Ausgangsspannung in Sperrrichtung übernehmen. Es sind so nur Leistungstransistoren mit relativ hoher Durchlassspannung und Freilaufdioden mit relativ hohem, zu hohen Schaltverlusten führendem Sperrverzug einsetzbar.
[0003] Alternativ werden Hochsetzsteller mit hoher Ausgangsspannung daher in Dreipunktstruktur ausgeführt. Die Ausgangsspannung wird hierfür durch Serienschaltung von zwei Kondensatoren kapazitiv geteilt und der Leistungstransistor des ursprünglichen Systems gegen den so gebildeten kapazitiven Mittelpunkt geschaltet (oberer Leistungstransistor), weiters wird ein zusätzlicher unterer Leistungstransistor vom Mittelpunkt gegen die negative, nun nur mehr mit der negativen Eingangsspannungsklemme direkt verbundenen Spannungsschiene geschaltet und von der negativen Ausgangsspannungsklemme eine untere Freilaufdiode in Flussrichtung gegen die negative Spannungsschiene angeordnet. Dies halbiert die Sperrspannungsbelastung der Leistungshalbleiter und verringert damit sowohl die Leit- als auch die Schaltverluste.
[0004] Für die Regelung der Gesamtausgangsspannung wird über eine Regelvorrichtung das Tastverhältnis beider Transistoren gleich vorgegeben. Zusätzlich ist eine Symmetrierung der oberen und unteren Teilspannung vorgesehen, welche z.B. durch geringfügige Verringerung des Tastverhältnisses des oberen und Erhöhung des Tastverhältnisses des unteren Transistors gegenüber dem durch die Gesamtausgangsspannungsregelung vorgegebenen Wert einen, eine Symmetrierung der Ausgangsteilspannungen bewirkenden Mittelpunktstrom erreicht. Die Last ist hierbei über der gesamten Ausgangsspannung, d.h. zwischen der positiven Klemme der oberen und der negativen Klemme der unteren Ausgangsteilspannung angeordnet oder symmetrisch auf die Teilspannungen aufgeteilt.
[0005] Sollen nun durch den Hochsetzsteller zwei unabhängige, verschiedenen Spannungs- und Leistungsbedarf aufweisende Verbraucher, z.B. Heizkreise für Anwendungen in der Prozesstechnik versorgt, und demgemäss die Teilausgangsspannung unabhängig geregelt werden, ist das bekannte, auf Symmetrie der Spannungsaufteilung und Belastung ausgerichtete Regelverfahren nicht einsetzbar. Dies auch deshalb, da nun die Ausgangsteilspannungen nicht mehr nur auf dem Nennniveau verbleiben, sondern eine Teilspannung z.B. auch den Wert Null aufweisen kann, womit zur Sicherstellung der durch den Hochsetzsteller hinsichtlich des möglichen Spannungsübersetzungsverhältnisses nach unten eingeschränkten Systemfunktion die Ausgangsspannung der Eingangsstufe durch einen Steuereingriff entsprechend abgesenkt werden muss.
Auch ein derartiger Steuereingriff ist für dem Stand der Technik entsprechende Regelverfahren von Dreipunkt-Hochsetzstellern nicht bekannt.
Detaillierte Darstellung der Erfindung
[0006] Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Vorrichtung zur unabhängigen Regelung der Ausgangsteilspannungen eines Dreipunkt-Hochsetzstellers zu schaffen, welche eine vollständig unsymmetrische Sollwertvorgabe und Belastung der Ausgangsteilspannungen beherrscht und über einen Steuereingriff die Ausgangsspannung der den Dreipunkt-Hochsetzsteller versorgenden Konverterstufe und den Eingangsstrom des Dreipunkt-Hochsetzstellers so einstellt, dass eine möglichst geringe Strombeanspruchung der Leistungshalbleiter und so ein wirkungsgradoptimaler Betrieb erreicht wird.
[0007] Erfindungsgemäss wird dies durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1 erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen sind den abhängigen Ansprüchen zu entnehmen.
[0008] Grundgedanke der Erfindung ist, jeder Teilausgangsspannung einen eigenen Spannungsregler mit, durch eine übergeordnete Steuereinheit vorgegebenem Sollwert zuzuordnen und die Ausgangssignale dieser Spannungsregelungen zu einem Sollwert der Ausgangsspannung der Versorgungsstufe des Hochsetzstellers und einem möglichst geringen Sollwert des Hochsetzstellereingangsstromes zu kombinieren, welcher durch einen, für beide Teilausgangsspannungen gemeinsamen, unterlagerten Eingangsstromregler, der die Tastverhältnisse des oberen und unteren Leistungstransistors definiert, eingeprägt wird.
[0009] Hierfür wird erfindungsgemäss die Regeldifferenz der oberen und unteren Teilspannung einem oberen und unteren Ausgangsteilspannungsregler zugeführt. Am Ausgang der Ausgangsteilspannungsregler wird dann der Sollwert des Nachladestroms des oberen und unteren Ausgangskondensators gebildet, der durch Addition des jeweiligen Laststroms zu einem, über die jeweilige Freilaufdiode an den jeweiligen Ausgang zu liefernden lokalen Ausgangsstromsollwert erweitert wird. Die Multiplikation dieses Ausgangsstromsollwertes mit der jeweiligen Ausgangsteilspannung führt auf die Sollwerte der lokalen Ausgangsleistung welche für die Deckung des lokalen Leistungsbedarfs der Last und den Ausgleich der Spannungsregelabweichung erforderlich ist.
Der Sollwert der Gesamt-Eingangsleistung des Hochsetzstellers wird dann durch Addition der Sollleistungen beider Ausgänge gebildet, und zur Ermittlung des einzustellenden Eingangsspannungssollwertes durch den höheren der beiden lokalen Ausgangsstromsollwerte dividiert. Dies deshalb, da dann, wie eine nähere Analyse zeigt, der Leistungstransistor des, den höheren Ausgangsstromsollwert aufweisenden Systems (stationär) im ausgeschalteten Zustand verbleiben kann, der Eingangsstrom des Hochsetzstellers also direkt an den entsprechenden Teilausgang geführt wird, womit die Leit- und Schaltverluste des Systems minimal gehalten werden. Die Einstellung des geringeren Ausgangsstrombedarfs des zweiten Ausgangs erfolgt durch Taktung des zugehörigen Leistungstransistors.
Da in den Durchschaltintervallen, der Eingangsstrom über den Leistungstransistor fliesst, wird dadurch der an den Ausgang geführte Strom verringert. Kann der geforderte Eingangsspannungssollwert durch die Eingangsstufe aufgrund einer, z.B. durch die Konvertertopologie der Eingangsstufe oder die Netzspannung bedingten Begrenzung des Ausgangsspannungsniveaus nach oben nicht eingestellt werden, wird der Eingangsspannungssollwert gleich dem möglichen Maximalwert der Eingangsspannung gewählt.
[0010] Der Eingangsstromsollwert wird nun durch Division des Gesamtleistungssollwertes durch den (begrenzten) Eingangsspannungssollwert gebildet, welcher mit dem Eingangsstromistwert verglichen und einem Eingangsstromregler zugeführt wird, welcher den Sollwert der für die Korrektur der Stromregelabweichung an die Eingangsinduktivität zu legende Spannung definiert. Durch Subtraktion dieses Spannungswertes vom Eingangsspannungssollwert kann dann die im lokalen (über eine Pulsperiode erstreckten) Mittel in Summe über dem oberen und unteren Leistungstransistor zu erzeugende Gesamtschalterspannung ermittelt werden.
Um daraus die im lokalen Mittel über dem oberen und die über dem unteren Leistungstransistor zu bildende Spannung zu ermitteln, wird diese Gesamtschaltersollspannung mit dem Verhältnis der Sollausgangsleistung des jeweiligen Ausgangs und der Gesamtleistung multipliziert, da sich aufgrund des für beide Teilsysteme gleichen Eingangsstromes die gebildeten Ausgangleistungen wie die Spannungen verhalten und die von Schalterspannung und Eingangsstrom gebildete Leistung wegen fehlender Energiespeicher gleich dem Produkt der zugehörigen Ausgangsspannung und des lokalen Mittelwertes des zugehörigen Freilaufdiodenstromes ist.
Da eine Schalterspannung entsprechend der relativen Einschaltzeit des zugehörigen Leistungstransistors aus der zugehörigen Ausgangsspannung gebildet wird, kann nun die relative Einschaltzeit der Leistungstransistoren in an sich bekannter Weise aus dem Schalterspannungssollwert und der zugehörigen Ausgangsspannung gebildet werden. Die Taktung der Leistungstransistoren kann dabei in an sich bekannter Weise gleichphasig, d.h. mit gleicher Taktfrequenz und hinsichtlich der Mittelachse der Einschaltintervalle synchronisiert, oder phasenversetzt erfolgen.
Eine phasenversetzte Taktung ist für den Fall möglich, dass der Sollwert jeder Schalterspannung unter dem Eingangsspannungssollwert liegt; die Mittelachsen der Einschaltintervalle des Leistungstransistors eines Teilsystems liegen dann zeitgleich mit den Mittelachsen der Ausschaltintervalle des jeweils anderen Teilsystems, wodurch eine teilweise gegenseitige Auslöschung der schaltfrequenten Harmonischen der Schalterspannungen und somit eine geringe Amplitude des Eingangsstromripples resultiert.
[0011] Zusammenfassend stellt die erfindungsgemässe Regelvorrichtung sicher, dass die Eingangsleistung des Dreipunkt-Hochsetzstellers entsprechend dem Leistungsbedarf der an den Ausgangsteilspannungen liegenden Verbraucher bei den Sollwerten entsprechenden Niveaus der Ausgangsteilspannungen auf die Teilsysteme aufgeteilt wird und mit minimalem Eingangsstrom und minimalem schaltfrequentem Rippel des Eingangsstromes erfolgt, womit ein hoher Wirkungsgrad der Energieumformung erreicht wird und nur eine Eingangsinduktivität mit relativ geringer Induktivität vorzusehen ist, was die Baugrösse des Systems vorteilhaft verringert.
[0012] Anzumerken ist, dass die erfindungsgemässe Vorrichtung nicht auf eine explizite Realisierung der signalverarbeitenden Teile in Hardware eingeschränkt ist, vielmehr können Schaltungsteile funktionsgleich auch mittels eines digitalen Signalprozessors implementiert werden.
[0013] Bei Einsatz des Dreipunkt-Hochsetzstellers zur Speisung von zwei unabhängigen Heizkreisen wird häufig ein Leistungssollwert und nicht ein an die Heizwendeln zu legender Spannungssollwert vorgegeben. Um die in Verbindung mit Patentanspruch 1 beschriebene Regelvorrichtung einsetzen zu können sind daher die Leistungssollwerte in Spannungssollwerte umzurechnen, wobei für die Festlegung der Spannungssollwerte zu berücksichtigen ist, dass sich Warm- und Kaltwiderstand von Heizwendeln erheblich, typ. um einen Faktor 10 unterscheiden, d.h. die Gefahr des Überschreitens eines maximalen Laststromes besteht.
[0014] Erfindungsgemäss erfolgt die Umrechnung des Leistungssollwertes in einen Spannungssollwert für beide Teilausgangsspannungsregelungen gleichartig; es wird der durch eine übergeordnete Steuer- oder Regelvorrichtung vorgegebene Leistungssollwert durch den aktuellen Wert des Laststromes dividiert, und der so erhaltene Spannungswert auf einen, z.B. durch die Spannungsfestigkeit der Leistungshalbleiter oder der Last vorgegebenen Maximalwert begrenzt (begrenzter Ausgangsspannungssollwert). Weiters wird die Differenz des aktuellen Laststroms und eines vorgegebenen Maximalwertes des Laststromes gebildet und an den Eingang eines nichtlinearen Kennliniengliedes gelegt, welches für negative Eingangssignale ein Ausgangssignal Null und für kleine positive Eingangssignale ein hohes positives Ausgangssignal bildet.
Es wird nun der Ausgang des Kennliniengliedes vom begrenzten Ausgangsspannungssollwert subtrahiert und die resultierende Differenz nach unten auf Null begrenzt, und so der einzustellende Sollwert der Ausgangsteilspannung gebildet. Diese Vorrichtung sorgt dafür, dass einerseits die maximale Lastspannung und andererseits der maximale Laststrom nicht überschritten werden, da bei Überwiegen des aktuellen Laststromes über den zulässigen Maximalwert am Eingang des Kennliniengliedes eine positive Spannung auftritt und somit ein positives Ausgangssignal gebildet wird bzw. eine Reduktion des begrenzten Ausgangsspannungssollwertes derart auftritt, dass der Strommaximalwert im Wesentlichen eingehalten wird. Die Begrenzung des so erhaltenen Teilausgangsspannungssollwertes auf positive Werte berücksichtigt, dass die Ausgangsteilspannung nur Werte grösser gleich Null annehmen kann.
[0015] Die vorstehend beschriebene Strombegrenzung kann natürlich vorteilhaft auch bei direkter Vorgabe von Sollwerten der Teilausgangsspannungen eingesetzt werden, es wird dann für jede Teilspannung der Ausgang des zugehörigen Kennliniengliedes vom zugehörigen Teilspannungssollwert subtrahiert und das Ergebnis mit Null nach unten begrenzt und so die Einhaltung eines maximalen Laststromes z.B. auch in der Hochlaufphase eines Heizkreises sichergestellt.
Aufzählung der Zeichnungen
[0016] Die Erfindung wird im Weiteren anhand von Zeichnungen näher erläutert.
<tb>Fig. 1<sep>zeigt die Grundstruktur des Leistungsteiles eines Dreipunkt-Hochsetzstellers mit über eine steuerbare Eingangsstufe definierbarer Eingangsspannung und die erfindungsgemässe Regelstruktur gemäss Patentanspruch 1 zur unabhängigen Regelung der Teilausgangsspannungen des Dreipunkt-Hochsetzstellers über Vorgabe eines entsprechenden Eingangsspannungs- und Eingangsstromsollwertes, welcher durch einen für beide Teilsysteme gemeinsamen, unterlagerten Stromregler über geeignete Einstellung der Tastverhältnisse der Leistungstransistoren eingeprägt wird.
<tb>Fig. 2<sep>zeigt einen Ausschnitt der erfindungsgemässen Vorrichtung in einer Variante zur Umformung des an einen Ausgang zu liefernden Leistungssollwertes in einen Teilausgangsspannungssollwert, welcher derart begrenzt wird, dass der Strom in der an der Teilspannung liegenden Last einen vorgegebenen Maximalwert nicht überschreitet.
Ausführung der Erfindung
[0017] In Fig. 1 sind der Leistungskreis 1 eines Dreipunkt-Hochsetzstellers 2 mit hinsichtlich der Ausgangsspannung steuerbarer Versorgungsstufe 3 und die erfindungsgemässe Vorrichtung 4 zur Regelung der Teilausgangsspannungen, gebildet durch einen oberen Teilausgangspannungsregelkreis 5 und einen unteren Teilausgangsspannungsregelkreis 6, die Bildung 7 des Eingangsspannungssollwertes und einen unterlagerten Eingangsstromregelkreis 8, gezeigt.
[0018] Die Versorgungsstufe 3 könnte etwa durch einen Gleichspannungs- oder einen Einphasen- oder Dreiphasen-Tiefsetzsteller gebildet werden, dessen Ausgangsinduktivität gleichzeitig als Eingangsinduktivität des Dreipunkt-Hochsetzstellers 2 herangezogen wird. Die konkrete Ausführung der Versorgungsstufe 3 ist für den Einsatz der erfindungsgemässen Vorrichtung 4 nicht von Bedeutung, es soll die Versorgungsstufe 3 einzig einen Steuereingang 9 für die Einstellung der zwischen positiver Ausgangsklemme 10 und negativer Ausgangsklemme 11 der Versorgungsstufe 3 auftretenden Eingangsspannung des Dreipunkt-Hochsetzstellers 2 bestehen und diese Eingangsspannung einen, durch die innere Struktur der Versorgungsstufe 3 oder deren Speisespannung definierten Maximalwert nicht überschreiten können.
[0019] Der Dreipunkt-Hochsetzsteller 2 wird nun in bekannter Weise im oberen Teil durch eine, von der positiven Eingangsspannungsklemme 10 abzweigende obere Eingangsinduktivität 12, deren zweites Ende 13 über eine obere Freilaufdiode 14 in Durchlassrichtung gegen die positive Klemme 15 eines die obere Teilspannung stützenden oberen Ausgangskondensators 16 gelegt wird und einen, ebenfalls von der Klemme 13 in Stromflussrichtung gegen den negativen Pol 17 des oberen Ausgangskondensators 16 geschalteten oberen Leistungstransistor 18 gebildet. Die obere Teilausgangsspannung ist durch eine, parallel zum oberen Ausgangskondensator 16 liegenden oberen Last, z.B. eine Lampe 19 belastet, wobei der obere Laststrom durch ein Strommessglied 20 erfasst wird.
In analoger Form wird im unteren Teil des Dreipunkt-Hochsetzstellers 2 von der negativen Eingangsspannungsklemme 11 abzweigend eine untere Eingangsinduktivität 21, an deren zweites Ende 22, ausgehend von der negativen Klemme 23 eines die untere Teilausgangsspannung stützenden unteren Ausgangskondensators 24 eine untere Freilaufdiode 25 in Durchlassrichtung geschaltet ist. Weiters ist ausgehend von der positiven Klemme 26 des unteren Ausgangskondensators 24 ein unterer Leistungstransistor 27 in Stromflussrichtung gegen die Klemme 22 gelegt und die negative Klemme 17 der oberen Teilausgangsspannung über eine Verbindungsleitung 28 mit der positiven Klemme 26 der unteren Teilausgangsspannung verbunden.
Die untere Teilausgangsspannung ist durch eine, parallel zum unteren Ausgangskondensator 24 liegende unteren Last, z.B. eine Lampe 29 belastet, wobei der untere Laststrom durch ein Strommessglied 30 erfasst wird.
[0020] Für den oberen Teilspannungsregelkreis 5 wird die Spannung des oberen Ausgangskondensators 16 gemessen und an den negativen Eingang 31 eines oberen Subtrahiergliedes 32 geführt, an dessen positivem Eingang der Sollwert 33 der oberen Teilausgangsspannung liegt und an dessen Ausgang 34 somit eine Regelabweichung der oberen Teilausgangsspannung auftritt und an den Eingang 35 eines oberen Teilausgangsspannungsreglers 36 geführt wird, der die Regelabweichung dynamisch bewertet und so an seinem Ausgang 37 einen Sollwert des Nachladestromes des oberen Ausgangskondensators 16 bildet, welcher an einen ersten Eingang 38 eines oberen Addiergliedes 39 geführt wird, an dessen zweitem Eingang 40 ein durch das Strommessglied 20 erfasste Istwert 41 des Stromes in der oberen Last 19 anliegt, womit am Ausgang des oberen Addiergliedes 39 ein Sollwert 42 eines vom oberen Ausgangskreis,
d.h. von der Parallelschaltung des oberen Ausgangskondensators 16 und der oberen Last 19 benötigten Stromes, d.h. der Sollwert 42 des oberen Gesamtausgangsstromes auftritt, welcher über die obere Ausgangsdiode 14 zugeführt werden muss. Der Sollwert 42 des oberen Gesamtausgangsstromes wird nun an einen ersten Eingang 43 eines ersten oberen Multipliziergliedes 44 gelegt und so mit dem am zweiten Eingang 45 des Multipliziergliedes 44 liegenden, vom oberen Ausgangskondensator 16 abgegriffenen Istwert 46 der oberen Teilausgangsspannung zu einem am Ausgang 47 des Multipliziergliedes 44 auftretenden Sollwert 48 der Nachladeleistung des oberen Ausgangskreises multipliziert.
[0021] Der untere Teilausgangsspannungsregelkreis 6 weist die gleiche Struktur wie der obere Teilausgangsspannungsregelkreis 5 auf und bildet letztlich den Sollwert 49 der Nachladeleistung des unteren Ausgangskreises, d.h. der Parallelschaltung der unteren Last 29 und des unteren Ausgangskondensators 24.
Im Detail wird die Spannung des unteren Ausgangskondensators 24 gemessen und der Messwert 50 an den negativen Eingang 51 eines unteren Subtrahiergliedes 52 geführt, an dessen positivem Eingang der Sollwert 53 der unteren Teilausgangsspannung liegt und an dessen Ausgang 54 somit eine Regelabweichung der unteren Teilausgangsspannung auftritt und an den Eingang 55 eines unteren Teilausgangsspannungsreglers 56 geführt wird, der die Regelabweichung dynamisch bewertet und so an seinem Ausgang 57 einen Sollwert des Nachladestromes des unteren Ausgangskondensators 24 bildet, welcher an einen ersten Eingang 58 eines unteren Addiergliedes 59 geführt wird, an dessen zweitem Eingang 60 ein durch ein unteres Strommessglied 30 erfasste Istwert 61 des Stromes in der unteren Last 29 anliegt, womit,
am Ausgang des unteren Addiergliedes 59 ein Sollwert 62 eines vom unteren Ausgangskreis benötigten Stromes, d.h. der Sollwert 62 des unteren Gesamtausgangsstromes auftritt, welcher über die untere Ausgangsdiode 25 zugeführt werden muss. Der Sollwert 62 des unteren Gesamtausgangsstromes wird nun an einen ersten Eingang 63 eines ersten unteren Multipliziergliedes 64 gelegt und so mit dem am zweiten Eingang 65 liegenden, vom unteren Ausgangskondensator 24 abgegriffenen Istwert 66 der unteren Teilausgangsspannung zu einem am Ausgang 67 des ersten unteren Multipliziergliedes 64 auftretenden Sollwert 49 der Nachladeleistung des unteren Ausgangskreises multipliziert.
[0022] Der Sollwert der von der Eingangsstufe 3 auszugebenden Gleichspannung wird durch von der Sollwertvorgabevorrichtung 7 welche die Sollwerte 48 und 49 der Nachladeleistungen des oberen und des unteren Ausgangskreises an die Eingänge 68 und 69 eines mittleren Summiergliedes 70 legt und so an dessen Ausgang 71 den Gesamtwert der vom oberen und unteren Ausgangskreis benötigen Leistung bildet, welcher an den Zählereingang 72 eines ersten mittleren Dividiergliedes 73 angeschlossen wird, an dessen Nennereingang 74 der, über eine an sich bekannte Diodenschaltung ermittelte grössere der beiden Nachladestromsollwerte 42 oder 62 des oberen oder des unteren Ausgangskreises liegt, womit am Ausgang 75 des ersten mittleren Dividiergliedes 73 der genannte Sollwert der,
an sich zwischen der positiven und negativen Ausgangsklemme 10 und 11 der Versorgungsstufe 3 einzustellenden Eingangsspannung der Dreipunkt-Hochsetzstellerstufe 2 auftritt. Um eine Übersteuerung der Versorgungsstufe 3 zu vermeiden, wird allerdings eine Begrenzung 76 des Sollwertes 75 nach oben auf die von der Versorgungsstufe 3 abhängig von deren Schaltungstopologie und Netzspannung maximal zu bildende Spannung vorgenommen und der so erhaltene begrenzte Eingangsspannungssollwert 77 an den die Ausgangsspannung definierenden Steuereingang 9 der Versorgungsstufe 3 geführt.
[0023] Schliesslich wird der dem unterlagerten Stromregelkreis 8 zugeführte Sollwert 78 des, in den Eingangsinduktivitäten 12, 21 auftretenden Eingangsstromes des Dreipunkt-Hochsetzstellers 2 am Ausgang 79 eines zweiten mittleren Dividierglieds 80 gebildet, an dessen Zählereingang 81 der Gesamtwert 71 der vom oberen und unteren Ausgangskreis benötigten Leistung liegt und an dessen Nennereingang 82 der begrenzte Eingangsspannungssollwert 77 gelegt wird.
Ein Istwert 83 des Dreipunkt-Hochsetzsteller-Eingangsstromes wir durch ein in Serie zur oberen Eingangsinduktivität 12 (oder in Serie zur unteren Eingangsinduktivität 21) liegendes Strommessglied 84 erfasst und an den negativen Eingang 85 eines ersten mittleren Subtrahiergliedes 86 gelegt, an dessen positivem Eingang 87 der Sollwert 78 des Dreipunk-Hochsetzsteller-Eingangsstromes liegt, womit am Ausgang 88 des ersten mittleren Subtrahiergliedes 86 eine Eingangsstrom-Regelabweichung 89 auftritt und an den Eingang 90 eines Eingangsstromreglers 91 gelegt wird, welcher die Eingangsstrom-Regelabweichung 89 dynamisch bewertet und an seinem Ausgang 92 den Sollwert der, in Summe über den Eingangsinduktivitäten 12, 21 für die Ausregelung der Stromregelabweichung 89 einzustellenden Spannung bildet, die an den negativen Eingang eines zweiten mittleren Subtrahiergliedes 93 geführt wird,
an dessen positivem Eingang 94 der begrenzte Eingangsspannungssollwert 77 liegt. Am Ausgang 95 des zweiten mittleren Subtrahiergliedes 93 wird so ein Sollwert 96 der, im lokalen (auf eine Taktperiode des Dreipunkt-Hochsetzstellers 2 bezogenen) Mittel für die Eingangsstromregelung gesamt über den Leistungstransistoren 18, 27 einzustellenden Spannung ermittelt, welche an einen ersten Eingang 97 eines zweiten oberen Multipliziergliedes 98 und an einen ersten Eingang 99 eines zweiten unteren Multipliziergliedes 100 gelegt wird.
Ein zweiter Eingang 101 des oberen Multipliziergliedes 98 wird durch das Ausgangssignal 102 eines oberen Dividiergliedes 103 und der zweite Eingang 104 des unteren Multipliziergliedes 100 durch das Ausgangssignal 105 eines unteren Dividiergliedes 106 gebildet, wobei an die Nennereingänge 107 und 108 der oberen und unteren Dividierglieder 103 und 106 der Gesamtwert 71 der vom oberen und unteren Ausgangskreis insgesamt benötigen Leistungen angelegt wird und der Zählereingang 109 des oberen Dividiergliedes 103 durch den Sollwert 48 der an den oberen Teilausgang zu liefernden Leistung und der Zählereingang 110 des unteren Dividiergliedes 106 durch den Sollwert 49 der an den unteren Ausgangskreis zu liefernden Leistung gebildet wird.
Am Ausgang 111 des zweiten oberen Multipliziergliedes 98 wird so der Sollwert der im lokalen Mittel über dem oberen Leistungstransistor 18 einzustellenden Spannung erhalten, welche an den Eingang einer oberen Pulsbreitenmodulatorstufe 112 gelegt wird, deren pulsbreitenmoduliertes oberes Ausgangssignal 113 an den Steueranschluss des oberen Leistungstransistors 18 gelegt wird, wobei der oberen Pulsbreitenmodulatorstufe 112 über einen Eingang 114 auch der Istwert der Spannung 46 des oberen Teilausgangskondensators 16 zugeführt wird, sodass die Ansteuerung des oberen Leistungstransistors 18 so erfolgt, dass im lokalen Mittel tatsächlich die geforderte Spannung 111 gebildet wird.
Analog wird am Ausgang 115 des zweiten unteren Multipliziergliedes 100 der Sollwert der im lokalen Mittel über dem unteren Leistungstransistor 27 einzustellenden Spannung erhalten, welche an den Eingang einer unteren Pulsbreitenmodulatorstufe 116 gelegt wird, deren pulsbreitenmoduliertes unteres Ausgangssignal 117 an den Steueranschluss des unteren Leistungstransistors 27 gelegt wird, wobei der unteren Pulsbreitenmodulatorstufe 116 über einen Eingang 118 auch der Istwert 66 der Spannung des unteren Ausgangskondensators 24 zugeführt wird, sodass die Ansteuerung des unteren Leistungstransistors 27 so gewählt wird, dass im lokalen Mittel tatsächlich die geforderte Spannung 115 gebildet wird.
[0024] In Fig. 2 ist am Beispiel des oberen Teilsystems (eine sinngemäss gleiche Vorrichtung ist auch für das untere Teilsystem einsetzbar) die Umformung eines, durch eine übergeordnete Steuereinheit vorgegebenen Sollwertes 119 der an die Last 19 abzugebenden Leistung in einen Sollwert 33 der über dem oberen Ausgangskondensator 16 einzustellenden Spannung gezeigt, wobei weitere Begrenzungen 120 und 121 bei der Ermittlung des Ausgangsspannungssollwertes 33 so vorgenommen werden, dass einerseits eine an der Last maximal zulässige Spannung und andererseits ein maximaler, letztlich auch die Leistungshalbleiter belastender Laststrom, nicht überschritten wird.
[0025] Erfindungsgemäss wird hierfür der positive Sollwert 119 der an die Last 19 abzugebenden Leistung an den Zählereingang 122 eines weiteren Dividiergliedes 123 geführt, an dessen Nennereingang 124 der Messwert 41 des, durch das Strommessglied 20 erfassten oberen Laststromes liegt, womit am Ausgang 125 des weiteren Dividiergliedes 123 der Sollwert 126 der an die obere Last 19 zu legenden Spannung gebildet wird.
Um eine maximal zulässige Lastspannung nicht zu überschreiten, wird der Spannungssollwert 126 durch ein erstes weiteres Begrenzungsglied 120 auf einen, durch die Spezifikationen der Last bestimmten Maximalwert begrenzt und der der am Ausgang 127 des ersten weiteren Begrenzungsgliedes 120 auftretende Spannungswert an den positiven Eingang 128 eines ersten weiteren Subtrahiergliedes 129 gelegt, an dessen negativem Eingang 130 der Ausgang 131 eines Laststrombegrenzers 132 geführt wird, wobei der Ausgang 133 des ersten weiteren Subtrahiergliedes 129 durch ein zweites weiteres Begrenzungsglied 121 auf positive Werte beschränkt wird, und am Ausgang des zweiten weiteren Begrenzungsgliedes 121 somit der Sollwert 33 der über dem oberen Ausgangskondensator 16 einzustellenden Spannung auftritt,
für den sowohl die maximale Lastspannung als auch ein maximaler Laststrom nicht überschritten werden und berücksichtigt ist, dass der Dreipunkt-Hochsetzsteller 2 nur positive Ausgangsteilspannungen bilden kann. Der Laststrombegrenzer 132 wird nun durch ein zweites weiteres Subtrahierglied 134 und ein nichtlineares Kennlinienglied 135 gebildet, wobei der Messwert 41 des Laststromes an den positiven Eingang 136 und der Stromwert 137 auf den der Laststrom begrenzt werden soll, an den negativen Eingang 138 gelegt wird, und der Ausgang 139 des zweiten weiteren Subtrahiergliedes 134 an den Eingang 140 des nichtlinearen Kennliniengliedes 135 geführt ist, welches für negative Eingangssignale ein Ausgangssignal 131, das gleichzeitig auch den Ausgang des Laststrombegrenzers 132 darstellt, gleich Null und für kleine positive Eingangssignale ein hohes positives Ausgangssignal 131 bildet.
[0026] Da der Ausgang des Kennliniengliedes 135 über das erste weitere Subtrahierglied 129 vom begrenzten Ausgangsspannungssollwert 127 subtrahiert wird, wird bei Überwiegen des aktuellen Laststromes 41 über den zulässigen Maximalwert 137 des Kennliniengliedes 135 eine positive Eingangsspannung aufweisen, und somit ein positives Ausgangssignal 131 bilden bzw. eine Reduktion des begrenzten Ausgangsspannungssollwertes 127 derart auftritt vorgenommen, dass der Strommaximalwert im Wesentlichen eingehalten wird.
The invention relates to a device for controlling partial output voltages of a three-point boost converter according to the preamble of claim 1.
State of the art
According to the current state of the art, an i.a. also used by a power electronic converter (input stage) generated input DC voltage level lying output voltage boost converter. For this purpose, an inductance is placed on the input side in the positive voltage rail and a power transistor is arranged, which connects the input side facing away from the input end of the inductance with the negative, common for the input and output voltage rail in the switched state. Furthermore, in order to prevent a short circuit of the output voltage in this case, a freewheeling diode is connected in the flow direction from the second end of the inductor against the positive output voltage rail.
The output voltage is supported by an output capacitor, the load is parallel to this capacitor. In the locked state, the entire output voltage thus occurs across the power transistor or, in the switched-on state, the freewheeling diode must take over the entire output voltage in the reverse direction. There are only power transistors with relatively high forward voltage and freewheeling diodes with relatively high, too high switching losses leading Sperrverzug used.
Alternatively, boost converter with high output voltage therefore executed in three-point structure. The output voltage is capacitively divided by series connection of two capacitors and connected the power transistor of the original system against the capacitive center thus formed (upper power transistor), further, an additional lower power transistor from the center against the negative, now only directly connected to the negative input voltage terminal Voltage rail connected and arranged from the negative output voltage terminal, a lower freewheeling diode in the flow direction against the negative voltage rail. This halves the reverse voltage load of the power semiconductors and thus reduces both the conduction and the switching losses.
For the control of the total output voltage, the duty cycle of both transistors is set equal via a control device. In addition, a balancing of the upper and lower partial voltage is provided, which is e.g. achieved by slightly reducing the duty cycle of the upper and increasing the duty cycle of the lower transistor relative to the predetermined by the total output voltage control value, a balancing of the output partial voltages causing midpoint current. The load is in this case over the entire output voltage, i. arranged between the positive terminal of the upper and the negative terminal of the lower output partial voltage or divided symmetrically to the partial voltages.
Now, by the boost converter two independent, different voltage and power consumption consumers, e.g. Heating circuits supplied for applications in the process technology, and thus the partial output voltage can be controlled independently, the known, aligned to symmetry of the voltage distribution and stress control method is not applicable. This is also because now the output partial voltages no longer remain only at the nominal level, but a partial voltage, for example. may also have the value zero, whereby the output voltage of the input stage must be lowered by a control intervention to ensure the downwardly limited by the boost converter with respect to the possible voltage translation ratio system function.
Also, such a control intervention is not known for the prior art control method of three-point boost converters.
Detailed illustration of the invention
The object of the invention is therefore to provide a device for independent control of the output partial voltages of a three-point boost converter, which dominates a completely unbalanced setpoint and load the output partial voltages and a control intervention, the output voltage of the three-level boost converter supplying converter stage and the input current of the three-point boost converter so that the lowest possible current load of the power semiconductor and thus an optimal efficiency operation is achieved.
This is achieved by the characterizing features of claim 1 according to the invention. Further advantageous embodiments can be found in the dependent claims.
The basic idea of the invention is to associate each partial output voltage with its own voltage regulator with a predetermined desired value by a higher-order control unit and to combine the output signals of these voltage regulators to a desired value of the output voltage of the supply stage of the boost converter and the lowest possible nominal value of the boost converter input current, which for both partial output voltages common, lower-level input current controller, which defines the duty cycles of the upper and lower power transistor is impressed.
For this purpose, according to the invention, the control difference of the upper and lower partial voltage is fed to an upper and lower output partial voltage regulator. At the output of the output partial voltage regulator, the desired value of the recharging current of the upper and lower output capacitor is then formed, which is extended by adding the respective load current to a local output current desired value to be supplied to the respective output via the respective free-wheeling diode. The multiplication of this output current setpoint with the respective output partial voltage leads to the setpoints of the local output power which is required for the coverage of the local power requirement of the load and the compensation of the voltage control deviation.
The set value of the total input power of the boost converter is then formed by adding the desired power of both outputs, and divided by the higher of the two local output current setpoints to determine the set input voltage setpoint. This is because then, as a closer analysis shows, the power transistor of the higher output current setpoint having system (stationary) may remain in the off state, the input current of the boost converter is thus fed directly to the corresponding part of the output, so that the control and switching losses of Systems are kept minimal. The setting of the lower output current requirement of the second output is effected by clocking the associated power transistor.
Since the input current flows through the power transistor in the turn-on intervals, this reduces the current conducted to the output. If the required input voltage setpoint can be detected by the input stage due to, e.g. can not be adjusted upwards by the converter topology or the mains voltage limitation of the output voltage level, the input voltage setpoint is chosen equal to the possible maximum value of the input voltage.
The input current setpoint is now formed by dividing the total power setpoint by the (limited) input voltage setpoint, which is compared with the input actual current value and fed to an input current controller which defines the setpoint of the voltage to be applied to the input inductance to correct the current control deviation. By subtracting this voltage value from the input voltage setpoint, the total switch voltage to be generated in the local (across a pulse period) in total over the upper and lower power transistor can then be determined.
In order to determine the voltage to be formed in the local means above the upper and the lower power transistor, this total switch setpoint voltage is multiplied by the ratio of the desired output power of the respective output and the total power, since due to the same input current for both subsystems, the output powers formed the voltages behave and the power formed by switch voltage and input current due to lack of energy storage equal to the product of the associated output voltage and the local mean value of the associated freewheeling diode current.
Since a switch voltage corresponding to the relative turn-on time of the associated power transistor is formed from the associated output voltage, the relative turn-on time of the power transistors can now be formed in a conventional manner from the switch voltage setpoint and the associated output voltage. The timing of the power transistors can be in-phase in a conventional manner, i. synchronized with the same clock frequency and with respect to the center axis of the switch-on, or out of phase.
Out of phase timing is possible in the event that the set point of each switch voltage is below the input voltage setpoint; the central axes of the turn-on of the power transistor of a subsystem are then simultaneously with the center axes of the turn-off of the other subsystem, whereby a partial mutual cancellation of the switching frequency harmonics of the switch voltages and thus results in a low amplitude of the input current ripple.
In summary, the inventive control device ensures that the input power of the three-point boost converter is divided according to the power requirements of the output partial voltages consumers at the setpoints corresponding levels of the output sub-voltages to the subsystems and with minimal input current and minimum switching frequency ripple of the input current, Thus, a high efficiency of energy conversion is achieved and only one input inductance with relatively low inductance is to be provided, which advantageously reduces the size of the system.
It should be noted that the inventive device is not limited to an explicit realization of the signal processing parts in hardware, but circuit parts can be functionally identical implemented by means of a digital signal processor.
When using the three-point boost converter for feeding two independent heating circuits often a power setpoint and not to be laid on the heating coils voltage setpoint is often specified. In order to use the control device described in connection with claim 1, therefore, the power setpoints are to be converted into voltage setpoints, taking into account for determining the voltage setpoints that the hot and cold resistance of heating coils are significantly different, typically by a factor of 10, e.g. the danger of exceeding a maximum load current exists.
[0014] According to the invention, the conversion of the power setpoint into a voltage setpoint is similar for both partial output voltage control; the power set point given by a superordinate control device is divided by the current value of the load current, and the voltage value thus obtained is reduced to one, e.g. limited by the dielectric strength of the power semiconductors or the load predetermined maximum value (limited output voltage setpoint). Furthermore, the difference of the current load current and a predetermined maximum value of the load current is formed and applied to the input of a non-linear characteristic element which forms an output signal zero for negative input signals and a high positive output signal for small positive input signals.
The output of the characteristic element is then subtracted from the limited output voltage setpoint and the resulting difference is limited down to zero, thus forming the setpoint value of the output partial voltage to be set. This device ensures that, on the one hand, the maximum load voltage and, on the other hand, the maximum load current are not exceeded, since, when the current load current exceeds the permissible maximum value at the input of the characteristic element, a positive voltage occurs and thus a positive output signal is formed or a reduction of the limited one Output voltage setpoint occurs such that the maximum current value is substantially maintained. The limitation of the partial output voltage setpoint value thus obtained to positive values takes into account that the output partial voltage can only assume values greater than or equal to zero.
The above-described current limiting can of course be used advantageously even with direct specification of setpoints of the partial output voltages, it is then subtracted for each sub-voltage of the output of the associated characteristic element from the associated partial voltage setpoint and limits the result with zero down and so adhering to a maximum Load current eg also ensured in the start-up phase of a heating circuit.
List of drawings
The invention will be explained in more detail with reference to drawings.
<Tb> FIG. 1 <sep> shows the basic structure of the power section of a three-step boost converter with a controllable input stage definable input voltage and the inventive control structure according to claim 1 for independent control of the partial output voltages of the three-point boost converter via specification of a corresponding input voltage and input current setpoint, which by one for both Subsystems common, subordinate current regulator is impressed via appropriate adjustment of the duty cycles of the power transistors.
<Tb> FIG. FIG. 2 shows a section of the device according to the invention in a variant for converting the desired power value to be supplied to an output into a partial output voltage setpoint which is limited in such a way that the current in the load lying at the partial voltage does not exceed a predetermined maximum value.
Embodiment of the invention
In Fig. 1, the power circuit 1 of a three-step boost converter 2 with regard to the output voltage controllable supply stage 3 and the inventive device 4 for controlling the partial output voltages, formed by an upper Teilausgangspannungsregelkreis 5 and a lower partial output voltage control circuit 6, the formation 7 of the input voltage setpoint and a subordinate input current control circuit 8, shown.
The supply stage 3 could be formed for example by a DC or a single-phase or three-phase buck converter whose output inductance is simultaneously used as input inductance of the three-step boost converter 2. The specific embodiment of the supply stage 3 is for the use of the inventive device 4 is not important, it is the supply level 3 only a control input 9 for the adjustment of the positive output terminal 10 and negative output terminal 11 of the supply stage 3 occurring input voltage of the three-step boost converter 2 consist and this input voltage can not exceed a maximum value defined by the internal structure of the supply stage 3 or its supply voltage.
The three-step boost converter 2 is now in a known manner in the upper part by a, branched off from the positive input voltage terminal 10 upper input inductance 12, the second end 13 via an upper freewheeling diode 14 in the forward direction against the positive terminal 15 of the upper partial voltage supportive upper output capacitor 16 is placed and one, also from the terminal 13 in the current flow direction against the negative pole 17 of the upper output capacitor 16 connected upper power transistor 18 is formed. The upper part output voltage is through an upper load parallel to the upper output capacitor 16, e.g. a lamp 19 loaded, wherein the upper load current is detected by a current measuring element 20.
In an analogous form, a lower input inductance 21 branches off at the second end 22, starting from the negative terminal 23 of a lower output output voltage supporting lower output capacitor 24, a lower freewheeling diode 25 in the forward direction in the lower part of the three-step boost converter 2 branching from the negative input voltage terminal 11 is. Furthermore, starting from the positive terminal 26 of the lower output capacitor 24, a lower power transistor 27 is placed in the current flow direction against the terminal 22 and the negative terminal 17 of the upper part output voltage via a connecting line 28 to the positive terminal 26 of the lower part output voltage.
The lower part output voltage is through a lower load parallel to the lower output capacitor 24, e.g. a lamp 29 loaded, wherein the lower load current is detected by a current measuring element 30.
For the upper part voltage control circuit 5, the voltage of the upper output capacitor 16 is measured and passed to the negative input 31 of an upper subtractor 32, at the positive input of the setpoint 33 of the upper part output voltage and at the output 34 thus a control deviation of the upper part output voltage occurs and is led to the input 35 of an upper part output voltage regulator 36, which dynamically evaluates the deviation and thus forms at its output 37 a desired value of the recharging current of the upper output capacitor 16, which is fed to a first input 38 of a top adder 39, on the second Input 40 is detected by the current measuring element 20 actual value 41 of the current in the upper load 19, whereby at the output of the upper adder 39, a desired value 42 of the upper output circuit,
i.e. from the parallel connection of the upper output capacitor 16 and the upper load 19 required current, i. the setpoint value 42 of the upper total output current occurs, which must be supplied via the upper output diode 14. The reference value 42 of the upper total output current is now applied to a first input 43 of a first upper multiplier 44 and so with the tapped at the second input 45 of the multiplier 44, tapped from the upper output capacitor 16 actual value 46 of the upper part output voltage to one at the output 47 of the multiplier 44th occurring setpoint 48 of the Nachladeleistung the upper output circuit multiplied.
The lower partial output voltage control circuit 6 has the same structure as the upper partial output voltage control circuit 5 and ultimately forms the set value 49 of the Nachladeleistung the lower output circuit, i. the parallel connection of the lower load 29 and the lower output capacitor 24th
In detail, the voltage of the lower output capacitor 24 is measured and the measured value 50 is fed to the negative input 51 of a lower subtractor 52, at the positive input of the setpoint 53 of the lower part output voltage and at the output 54 thus a control deviation of the lower part output voltage occurs and the input 55 of a lower part output voltage regulator 56 is performed, which dynamically evaluates the deviation and thus forms at its output 57 a setpoint of the recharging of the lower output capacitor 24, which is fed to a first input 58 of a lower adder 59, at its second input 60 a detected by a lower current measuring element 30 actual value 61 of the current in the lower load 29, whereby
at the output of the lower adder 59, a desired value 62 of a current required by the lower output circuit, i. the setpoint value 62 of the lower total output current occurs, which must be supplied via the lower output diode 25. The setpoint 62 of the lower total output current is now applied to a first input 63 of a first lower multiplier 64 and so with the second input 65 tapped from the lower output capacitor 24 actual value 66 of the lower part output voltage to one occurring at the output 67 of the first lower multiplier 64 Setpoint value 49 of the recharging capacity of the lower output circuit multiplied.
The setpoint value of the DC voltage to be output by the input stage 3 is supplied by the set value setting device 7 which sets the setpoint values 48 and 49 of the reloading powers of the upper and lower output circuits to the inputs 68 and 69 of a middle summing element 70 and thus to the output 71 thereof Total value of the power required from the upper and lower output circuit, which is connected to the counter input 72 of a first middle divider 73, at its denominator input 74 of the greater of the two Nachladestroms setpoints 42 or 62 of the upper or lower output circuit, determined via a known diode circuit with which, at the output 75 of the first middle divider 73, the specified value of the
to be set between the positive and negative output terminal 10 and 11 of the supply stage 3 input voltage of the three-step boost converter stage 2 occurs. In order to avoid an override of the supply stage 3, however, a limit 76 of the setpoint value 75 is made upward to the maximum voltage to be formed by the supply stage 3 depending on the circuit topology and mains voltage, and the limited input voltage setpoint 77 thus obtained is applied to the control input 9 defining the output voltage the supply level 3 out.
Finally, the subordinate current control loop 8 supplied setpoint 78 of, occurring in the input inductances 12, 21 input current of the three-point boost converter 2 at the output 79 of a second middle divider 80 is formed at the counter input 81 of the total value 71 of the upper and lower Output power is required and at the denominator input 82 of the limited input voltage setpoint 77 is placed.
An actual value 83 of the three-level step-up converter input current is detected by a current measuring element 84 lying in series with the upper input inductance 12 (or in series with the lower input inductance 21) and applied to the negative input 85 of a first middle subtracting element 86 at the positive input 87 thereof Setpoint value 78 of the three-pole step-up input current, whereby at the output 88 of the first intermediate subtractor 86, an input current deviation 89 occurs and is applied to the input 90 of an input current controller 91, which dynamically evaluates the input current deviation 89 and at its output 92 Set point of the voltage to be set in total across the input inductances 12, 21 for the compensation of the current deviation 89, which is fed to the negative input of a second middle subtracter 93,
at the positive input 94 of the limited input voltage setpoint 77 is located. At the output 95 of the second intermediate subtracter 93, a desired value 96 of the voltage to be set across the power transistors 18, 27 in the local (for one clock period of the three-point boost converter 2) means for the input current control, which is applied to a first input 97 of a second upper multiplier 98 and to a first input 99 of a second lower multiplier 100 is placed.
A second input 101 of the upper multiplier 98 is formed by the output 102 of an upper divider 103 and the second input 104 of the lower multiplier 100 by the output signal 105 of a lower divider 106, wherein the denominator inputs 107 and 108 of the upper and lower dividers 103 and 106, the total value 71 of the upper and lower output circuit total required power is applied and the counter input 109 of the upper divider 103 by the set value 48 to be delivered to the upper part output power and the counter input 110 of the lower divider 106 by the setpoint 49 of the lower output circuit to be supplied power is formed.
At the output 111 of the second upper multiplier 98, the setpoint of the voltage to be set in the local means above the upper power transistor 18 is applied, which is applied to the input of an upper pulse width modulator stage 112 whose pulse width modulated upper output signal 113 is applied to the control terminal of the upper power transistor 18 , wherein the upper pulse width modulator stage 112 is supplied via an input 114 and the actual value of the voltage 46 of the upper part output capacitor 16, so that the drive of the upper power transistor 18 is carried out so that the required voltage 111 is actually formed in the local means.
Similarly, at the output 115 of the second lower multiplier 100, the setpoint of the voltage to be set in the local means across the lower power transistor 27 is applied, which is applied to the input of a lower pulse width modulator stage 116 whose pulse width modulated lower output signal 117 is applied to the control terminal of the lower power transistor 27 , wherein the lower pulse width modulator stage 116 is fed via an input 118 and the actual value 66 of the voltage of the lower output capacitor 24, so that the drive of the lower power transistor 27 is selected so that the required voltage 115 is actually formed in the local means.
In Fig. 2 is the example of the upper subsystem (a similar device is also used for the lower subsystem), the transformation of a predetermined by a higher-level control unit setpoint value 119 to be delivered to the load 19 power in a target value 33 via the upper output capacitor 16 to be set voltage shown, with further limits 120 and 121 are made in the determination of the output voltage setpoint 33 so that on the one hand to the load maximum allowable voltage and on the other hand, a maximum, and ultimately the power semiconductors burdening load current is not exceeded.
According to the invention, the positive setpoint value 119 of the power to be output to the load 19 is fed to the counter input 122 of a further divider 123 at the denominator input 124 of which the measured value 41 of the upper load current detected by the current measuring element 20 is located, whereby at the output 125 of the further dividing member 123, the target value 126 of the voltage to be applied to the upper load 19 is formed.
In order not to exceed a maximum allowable load voltage, the voltage setpoint 126 is limited by a first further limiting element 120 to a maximum value determined by the specifications of the load and that of the voltage occurring at the output 127 of the first further limiting element 120 to the positive input 128 of a first further subtractor 129 is applied to the negative input 130 of the output 131 of a load current limiter 132 is guided, the output 133 of the first further subtractor 129 is limited by a second further limiting member 121 to positive values, and at the output of the second further limiting member 121 thus the Set point 33 of the voltage to be set across the upper output capacitor 16,
for which both the maximum load voltage and a maximum load current are not exceeded, and it is taken into account that the three-point step-up converter 2 can only form positive output partial voltages. The load current limiter 132 is now formed by a second further subtractor 134 and a non-linear characteristic element 135, wherein the measured value 41 of the load current to the positive input 136 and the current value 137 to which the load current is to be limited, is applied to the negative input 138, and the output 139 of the second further subtractor 134 is fed to the input 140 of the nonlinear characteristic element 135, which forms a positive output signal 131 for negative input signals, an output signal 131, which simultaneously also represents the output of the load current limiter 132, equal to zero and small positive input signals ,
Since the output of the characteristic element 135 is subtracted via the first further subtractor 129 from the limited output voltage setpoint 127, when the current load current 41 exceeds the permissible maximum value 137 of the characteristic element 135, a positive input voltage will prevail, and thus form or become a positive output signal 131 A reduction of the limited output voltage setpoint value 127 occurs in such a way that the maximum current value is substantially maintained.