CH714100B1 - Method for controlling a multi-phase inverter. - Google Patents
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Abstract
Das erfindungsgemässe Verfahren dient zur Ansteuerung eines n-phasigen Wechselrichters mit n Brückenzweigen zur Speisung einer n-phasigen elektrischen Maschine wobei zwischen Wechselrichter und Maschine ein n-phasiges Tiefpassausgangsfilter angeordnet ist. Die Brückenzweige haben jeweils die Funktion eines Umschalters, und Steuerbefehle für die Umschalter jedes Brückenzweiges und damit jeder Phase werden mittels Sinusunterschwingungsmodulation, d.h. durch Verschneidung eines für alle Phasen gleichen schaltfrequenten Dreieckträgersignals mit einer sinusförmigen, mit einer gewünschten Ausgangsphasenspannungsgrundschwingung der jeweiligen Phase in Phase liegenden Gesamtphasenmodulationsfunktion gebildet. Dabei wird jede der n Gesamtphasenmodulationsfunktionen durch Addition einer jeweiligen offsetfreien Grund-Phasenmodulationsfunktion und eines Offsets gebildet, wobei der Offset für alle n Phasen denselben Wert aufweist.The method according to the invention is used to control an n-phase inverter with n bridge branches for feeding an n-phase electrical machine, an n-phase low-pass output filter being arranged between the inverter and the machine. The bridge branches each have the function of a changeover switch, and control commands for the changeover switches of each bridge branch and thus each phase are formed by means of undershoot sine modulation, i.e. by intersecting a switching-frequency triangular carrier signal that is the same for all phases with a sinusoidal total phase modulation function that is in phase with a desired output phase voltage fundamental of the respective phase . Each of the n total phase modulation functions is formed by adding a respective offset-free basic phase modulation function and an offset, the offset having the same value for all n phases.
Description
[0001] Dreiphasige DC/AC Konverter, i.A. als Dreiphasenwechselrichter bezeichnet, werden industriell zur, von einer Eingangsgleichspannung ausgehenden, Speisung der Statorwicklungen dreiphasiger elektrischer Maschinen eingesetzt, wobei der Sternpunkt der Wicklungen isoliert ausgeführt ist, da aufgrund der Dreiphasigkeit ein Rückleiter vom Sternpunkt an die DC Eingangsseite des Wechselrichters entfallen kann, womit eine Verringerung des Realisierungsaufwandes resultiert. Dieser Vorteil bleibt auch aufrecht, wenn zwischen Wechselrichter und Maschine ein dreiphasiges Tiefpassausgangsfilter angeordnet wird, um einerseits steile Spannungsflanken, welche die Lebensdauer der Maschinenisolation beeinträchtigen können und andererseits schaltfrequente Oberschwingungen des Statorstromes bzw. Hochfrequenzverluste in den Statorwicklungen zu vermeiden. Es wird dann in jeder Phase abzweigend von der Ausgangsklemme des zugehörigen Wechselrichterbrückenzweiges eine Filterinduktivität gegen die zugehörige Maschinenklemme, d.h. die zugehörige Phasenklemme der Statorwicklung gelegt; weiters werden von den Maschinenphasenklemmen abzweigend Filterkondensatoren in Sternschaltung angeordnet, wobei der Filterkondensatorsternpunkt mit der negativen Schiene der Wechselrichtereingangsgleichspannung (im weiteren als negative Gleichspannungsschiene bezeichnet) verbunden wird. Neben dieser unteren Filterkondensatorsternschaltung kann zusätzlich noch eine weitere, obere Sternschaltung von Filterkondensatoren, deren Sternpunkt mit der positiven Gleichspannungsschiene verbunden ist, vorgesehen werden, wobei dann in jeder Phase die Parallelschaltung der zugehörigen Kondensatoren der unteren und oberen Sternschaltung wirksam ist. Three-phase DC / AC converters, generally referred to as three-phase inverters, are used industrially to feed the stator windings of three-phase electrical machines, starting from a DC input voltage, the neutral point of the windings being made isolated because, due to the three-phase nature, a return conductor from the neutral point to the DC input side of the inverter can be omitted, which results in a reduction in the implementation effort. This advantage is also maintained if a three-phase low-pass output filter is arranged between the inverter and the machine, on the one hand to avoid steep voltage edges, which can impair the service life of the machine insulation, and on the other hand, to avoid switching-frequency harmonics of the stator current or high-frequency losses in the stator windings. In each phase, a filter inductance is then applied to the associated machine terminal, i.e. the associated phase terminal of the stator winding, branching from the output terminal of the associated inverter bridge arm; Furthermore, filter capacitors branching off from the machine phase terminals are arranged in a star connection, the filter capacitor star point being connected to the negative rail of the inverter input DC voltage (hereinafter referred to as negative DC voltage rail). In addition to this lower filter capacitor star connection, another upper star connection of filter capacitors, the star point of which is connected to the positive DC voltage rail, can be provided, with the parallel connection of the associated capacitors of the lower and upper star connection then being effective in each phase.
[0002] Der Dreiphasenwechselrichter wird durch drei Brückenzweige gebildet, wobei jeder Brückenzweig zwei in Serie von der positiven gegen die negative Gleichspannungsschiene gelegte Schalter, beispielsweise Transistoren mit antiparallelen Freilaufdioden, aufweist und der Verbindungspunkt beider Transistoren die Ausgangsklemme des Brückenzweiges bildet, und sich immer nur einer der beiden Transistoren im durchgeschalteten Zustand befindet, oder beide Transistoren gesperrt sind. Im Einschaltintervall des oberen Transistors wird dann die Ausgangsklemme mit der positiven Gleichspannungsschiene und im Einschaltintervall des unteren Transistors mit der negativen Gleichspannungsschiene verbunden, womit jeder Brückenzweig ausgehend von der Ausgangsklemme gesehen die Funktion eines Umschalters zwischen positiver und negativer Gleichspannungsschiene aufweist. Gemäss dem Stand der Technik werden nun die Umschalter der einzelnen Phasen mit konstanter Taktfrequenz so betrieben, dass an einer Phasenausgangsklemme gemessen gegen den virtuellen Mittelpunkt der den Wechselrichter speisenden Gleichspannung (nachfolgend als virtueller Gleichspannungsmittelpunkt bezeichnet) eine pulsbreitenmodulierte Wechselspannung gebildet wird, deren Grundschwingung (nachfolgend als Ausgangsphasenspannungsgrundschwingung bezeichnet) die gewünschte Ausgangsfrequenz und deren Amplitude die geforderte Ausgangsphasenspannungsamplitude aufweist. Die Steuerbefehle des Umschalters jeder Phase werden dabei im einfachsten Fall mittels Sinusunterschwingungsmodulation, d.h. durch Verschneidung eines für alle Phasen gleichen schaltfrequenten Dreieckträgersignals mit einer sinusförmigen, mit der gewünschten Ausgangsphasenspannungsgrundschwingung in Phase liegenden Phasenmodulationsfunktion (Sinusphasenmodulationsfunktion) gebildet, welche die gewünschte Ausgangsfrequenz und die gewünschte relative Amplitude aufweist, wobei die Grenze des linearen Aussteuerbereiches (nachfolgend als Aussteuergrenze der Sinusmodulation bezeichnet) dann erreicht, bzw. die maximale Ausgangsphasenspannungsgrundschwingung in Höhe der halben Eingangsgleichspannung dann erzeugt wird, wenn die Phasenmodulationsfunktionsamplitude gleich der Amplitude des Dreieckträgersignals gewählt wird. Der lineare Aussteuerbereich ist dabei dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitude der gebildeten Ausgangsphasenspannungsgrundschwingung direkt aus der Multiplikation des Verhältnisses der Amplitude der Phasenmodulationsfunktion und der Amplitude des Dreieckträgersignals mit der halben Eingangsgleichspannung folgt. The three-phase inverter is formed by three bridge branches, each bridge branch having two switches placed in series from the positive against the negative DC voltage rail, for example transistors with anti-parallel freewheeling diodes, and the connection point of the two transistors forms the output terminal of the bridge branch, and always only one of the two transistors is in the switched-on state, or both transistors are blocked. In the switch-on interval of the upper transistor, the output terminal is then connected to the positive DC voltage rail and in the switch-on interval of the lower transistor to the negative DC voltage rail, whereby each bridge branch, starting from the output terminal, has the function of a switch between positive and negative DC voltage rail. According to the state of the art, the changeover switches of the individual phases are now operated with a constant clock frequency in such a way that a pulse-width-modulated alternating voltage is formed at a phase output terminal, measured against the virtual midpoint of the direct voltage feeding the inverter (hereinafter referred to as the virtual direct voltage midpoint) Output phase voltage fundamental component) the desired output frequency and the amplitude of which has the required output phase voltage amplitude. In the simplest case, the control commands of the changeover switch for each phase are generated by means of sinusoidal undershoot modulation, i.e. by intersecting a switching frequency triangular carrier signal with the same switching frequency for all phases with a sinusoidal phase modulation function (sinusoidal phase modulation function) which is in phase with the desired output phase voltage fundamental, which determines the desired output frequency and the desired relative amplitude the limit of the linear modulation range (hereinafter referred to as the modulation limit of the sinusoidal modulation) is then reached, or the maximum output phase voltage fundamental oscillation in the amount of half the input DC voltage is generated when the phase modulation function amplitude is selected to be equal to the amplitude of the triangular carrier signal. The linear modulation range is characterized in that the amplitude of the generated output phase voltage fundamental follows directly from the multiplication of the ratio of the amplitude of the phase modulation function and the amplitude of the triangular carrier signal by half the input DC voltage.
[0003] Eine Erhöhung der Aussteuergrenze um ca. 15% kann durch Addition einer gleichen 3. Harmonischen zu allen Phasenmodulationsfunktionen - die 3. Harmonische ist dabei als Gleichtaktsignal mit dreifacher Ausgangsfrequenz zu sehen - erreicht werden, wobei die Phasenbeziehung so gewählt wird, dass die resultierenden Summenphasenmodulationsfunktionen in der Umgebung der Maxima im Wert verringert und vor und nach den Nulldurchgängen im Wert angehoben werden und somit einen trapezähnlichen Verlauf aufweisen. Die Amplitude der 3. Harmonischen ist dabei optimal gleich einem Viertel der Amplitude der Sinusphasenmodulationsfunktion zu wählen. An increase in the control limit by about 15% can be achieved by adding the same 3rd harmonic to all phase modulation functions - the 3rd harmonic is to be seen as a common mode signal with three times the output frequency - the phase relationship is chosen so that the The resulting sum phase modulation functions in the vicinity of the maxima are reduced in value and raised in value before and after the zero crossings and thus have a trapezoid-like profile. The amplitude of the 3rd harmonic is optimally chosen to be equal to a quarter of the amplitude of the sinusoidal phase modulation function.
[0004] Wie oben erwähnt, wird durch das Tiefpassausgangsfilter für die gespeiste Wechselstrommaschine eine glatte Phasenklemmenspannung gebildet. An der Filterinduktivität tritt dabei demgemäss in jeder Phase die Differenz der Wechselrichterausgangsphasenspannung und der Maschinenphasenklemmenspannung auf. Der schaltfrequente Anteil dieser Spannung resultiert in einem schaltfrequenten Rippel des Filterinduktivitätsstromes bzw. in Hochfrequenzverlusten der Filterinduktivität bzw. ist zur Begrenzung des Rippels ein Mindestwert der Filterinduktivität vorzusehen. Der für die Wahl des Filterinduktivitätswertes massgebliche, kritische Fall ist dann gegeben, wenn die Wechselrichterausgangsphasenspannungsgrundschwingungen bzw. die Brückenzweigausgangsphasenspannungen bzw. die Maschinenphasenklemmenspannungen eine sehr kleine Amplitude aufweisen bzw. ein tiefer Aussteuergrad vorliegt. Der Ausgang jedes Wechselrichterbrückenzweiges weist dann näherungsweise ein Tastverhältnis von 50% auf, d.h. die Brückenzweigausgänge sind dann nahezu während der gesamten ersten Hälfte einer Taktperiode mit der positiven und nahezu während der gesamten zweiten Hälfte einer Taktperiode mit der negativen Gleichspannungsschiene verbunden. Demgemäss treten an den Filterinduktivitäten schaltfrequent wechselnd hohe positive und negative Spannungszeitflächen und damit hohe schaltfrequente Stromschwankungen auf. Für die Beherrschung dieses Betriebspunktes sind demgemäss relativ hohe Induktivitätswerte vorzusehen, welche in einem relativ hohen Bauvolumen der Filterinduktivitäten resultieren, oder es tritt in den Filterinduktivitäten ein relativ hoher Stromrippel auf, welcher aufgrund von Hochfrequenzverlusten zu einer Verringerung der Effizienz der Energieumformung führt. As mentioned above, a smooth phase terminal voltage is formed by the low pass output filter for the powered alternating current machine. Accordingly, the difference between the inverter output phase voltage and the machine phase terminal voltage occurs at the filter inductance in each phase. The switching frequency component of this voltage results in a switching frequency ripple of the filter inductance current or in high frequency losses of the filter inductance or a minimum value of the filter inductance is to be provided to limit the ripple. The critical case that is decisive for the selection of the filter inductance value is given when the inverter output phase voltage fundamental oscillations or the bridge arm output phase voltages or the machine phase terminal voltages have a very small amplitude or a low level of modulation is present. The output of each inverter bridge arm then has a pulse duty factor of approximately 50%, i.e. the bridge arm outputs are then connected to the positive DC voltage rail for almost the entire first half of a clock period and to the negative DC voltage rail for almost the entire second half of a clock period. Accordingly, high positive and negative voltage-time areas and thus high switching-frequency current fluctuations occur at the filter inductances with alternating switching frequencies. In order to control this operating point, relatively high inductance values must be provided, which result in a relatively high structural volume of the filter inductances, or a relatively high current ripple occurs in the filter inductances, which leads to a reduction in the efficiency of the energy conversion due to high frequency losses.
[0005] Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Steuerverfahren für die Wechselrichterbrückenzweige derart zu schaffen, dass die über den Filterinduktivitäten auftretenden Spannungszeitflächen bzw. der schaltfrequente Stromrippel in den Filterinduktivitäten minimiert wird, womit der Induktivitätswert und damit auch das Bauvolumen der Filterinduktivitäten verringert werden kann bzw. bei gegebener Filterinduktivität gegenüber konventioneller Steuerung geringere Hochfrequenzverluste der Filterinduktivitäten auftreten. The object of the invention is therefore to create a control method for the inverter bridge arms in such a way that the voltage time areas occurring over the filter inductances or the switching-frequency current ripple in the filter inductances is minimized, which means that the inductance value and thus the overall volume of the filter inductances can be reduced or with a given filter inductivity compared to conventional control, lower high-frequency losses of the filter inductances occur.
[0006] Die Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäss den Patentansprüchen gelöst. The object is achieved by a method according to the claims.
[0007] Das Verfahren dient also zur Ansteuerung eines n-phasigen Wechselrichters mit n Brückenzweigen zur Speisung einer n-phasigen elektrischen Maschine (deren Wicklungssternpunkt isoliert ausgeführt ist), wobei zwischen Wechselrichter und Maschine ein n-phasiges Tiefpassausgangsfilter angeordnet ist, wobei die Brückenzweige jeweils die Funktion eines Umschalters haben, und Steuerbefehle für eine Umschaltung jedes Brückenzweiges und damit jeder Phase mittels Sinusunterschwingungsmodulation, d.h. durch Verschneidung eines für alle Phasen gleichen schaltfrequenten Dreieckträgersignals mit einer sinusförmigen, mit einer gewünschten Ausgangsphasenspannungsgrundschwingung der jeweiligen Phase in Phase liegenden Gesamtphasenmodulationsfunktion (Sinusphasenmodulationsfunktion) gebildet werden. Dabei wird jede der n Gesamtphasenmodulationsfunktionen durch Addition einer jeweiligen offsetfreien Grund-Phasenmodulationsfunktion und eines Offsets gebildet, und weist der Offset für alle n Phasen denselben Wert auf. The method is therefore used to control an n-phase inverter with n bridge branches for feeding an n-phase electrical machine (whose winding star point is insulated), an n-phase low-pass output filter being arranged between the inverter and the machine, the bridge branches in each case have the function of a changeover switch, and control commands for a switchover of each bridge arm and thus each phase by means of sinusoidal undershoot modulation, i.e. by intersecting a switching-frequency triangular carrier signal that is the same for all phases with a sinusoidal total phase modulation function (sinusoidal phase modulation function) which is in phase with a desired output phase voltage fundamental of the respective phase . Each of the n total phase modulation functions is formed by adding a respective offset-free basic phase modulation function and an offset, and the offset has the same value for all n phases.
[0008] Die Grund-Phasenmodulationsfunktion ist also eine Phasenmodulationsfunktion ohne Gleichanteil, die Gesamtphasenmodulationsfunktion ist jene, die zur Ansteuerung der Schalter verwendet wird. The basic phase modulation function is therefore a phase modulation function without a direct component, the overall phase modulation function is that which is used to control the switches.
[0009] In dem Verfahren werden also die Phasenmodulationsfunktionen derart modifiziert, dass niederfrequente Gleichtaktanteile der Brückenzweigausgangsphasenspannungen maximiert werdeb, wobei die Modifikation so vorgenommen wird, dass die durch den Wechselrichter maximal erzeugbare Amplitude der Grundschwingung der Brückenzweigausgangsphasenspannungen unverändert bleibt. In the method, the phase modulation functions are modified in such a way that low-frequency common-mode components of the bridge arm output phase voltages are maximized, the modification being made so that the maximum amplitude of the fundamental oscillation of the bridge arm output phase voltages that can be generated by the inverter remains unchanged.
[0010] Die Anwendbarkeit des vorgehend skizzierten Konzeptes erklärt sich dadurch, dass aufgrund des freien Sternpunktes der Statorwicklungen der gespeisten Drehstrommaschine letztlich nur die Differenzen der gegen den virtuellen Mittelpunkt der Eingangsgleichspannung gemessenen Filterkondensatorspannungen, d.h. die verketteten Tiefpassfilterausgangsspannungen oder wieder bezogen auf Phasengrössen, die Gegentaktkomponenten der Filterkondensatorspannungen wirksam werden. Gleichtaktkomponenten (jede Filterkondensatorspannung kann im Sinne eines Dreiphasensystems als Summe einer Gegentakt- und einer Gleichtaktkomponente gesehen werden) nehmen auf die Stromaufnahme der Wechselstrommaschine bzw. deren Leistungsaufnahme keinen Einfluss. Wird eine Gleichtaktspannung zu einer Phasenmodulationsfunktion addiert, weist die die resultierende pulsbreitenmodulierte Ausgangsspannung des zugehörigen Brückenzweiges einen niederfrequenten und einen schaltfrequenten (hochfrequenten) Gegentaktanteil und einen niederfrequenten und einen schaltfrequenten (hochfrequenten) Gleichtaktanteil auf, wobei die niederfrequente Gegentaktkomponente gleich der für die Speisung der Maschine interessierenden, eingangs erwähnten Brückenzweigausgangsphasengrundschwingung ist welche abhängig vom Betrieb der Maschine einen definierten Wert aufweisen muss. Wird nun berücksichtigt, dass die pulsbreitenmodulierte aufgrund der im Betrag stets der halben Zwischenkreisspannung gleichen Amplitude unabhängig von den Pulsbreitenverhältnissen stets dieselbe spektrale Leistung aufweist, oder mit anderen Worten die Summe aller Spannungsanteile jedenfalls die pulsbreitenmodulierte Wechselrichterausgangsphasenspannung ergibt, wird deutlich, dass die Vergrösserung eines niederfrequenten Spannungsanteiles jedenfalls zu einer Verringerung der schaltfrequenten Spannungsanteile führen muss. Da der niederfrequente Gegentaktanteil wie vorstehend erwähnt durch den Betrieb definiert ist, verbleibt für die Minimierung der Summe aus schaltfrequentem Gleich- und Gegentaktanteilspannungsanteil, welcher letztlich die schaltfrequente Spannung über der Filterinduktivität darstellt und damit für den schaltfrequenten Stromrippel in der Filterinduktivität verantwortlich ist, der niederfrequente Gleichtaktspannungsanteil, wobei dessen Wert dadurch beschränkt ist, dass innerhalb jeder Pulsperiode eine Verschneidung jeder Phasenmodulationsfunktion im dem Dreieckträgersignal stattfinden muss, d.h. die Phasenmodulationsfunktion maximal den positiven oder negativen Wert der (positiven) Amplitude des Dreieckträgersignals aufweisen darf. The applicability of the concept outlined above is explained by the fact that, due to the free star point of the stator windings of the powered three-phase machine, ultimately only the differences in the filter capacitor voltages measured against the virtual midpoint of the DC input voltage, ie the chained low-pass filter output voltages or again based on phase variables, the push-pull components of the Filter capacitor voltages take effect. Common-mode components (each filter capacitor voltage can be seen in the sense of a three-phase system as the sum of a push-pull and a common-mode component) have no influence on the current consumption of the alternating current machine or its power consumption. If a common-mode voltage is added to a phase modulation function, the resulting pulse-width-modulated output voltage of the associated bridge branch has a low-frequency and a switching-frequency (high-frequency) push-pull component and a low-frequency and a switching-frequency (high-frequency) common-mode component, with the low-frequency push-pull component of the machine that is of interest for the supply , is the bridge branch output phase fundamental oscillation mentioned at the beginning, which must have a defined value depending on the operation of the machine. If it is now taken into account that the pulse-width-modulated inverter output phase voltage always has the same spectral power regardless of the pulse-width ratios, due to the amplitude always having the same magnitude as half the intermediate circuit voltage, or in other words the sum of all voltage components in any case results in the pulse-width-modulated inverter output phase voltage, it becomes clear that the increase in a low-frequency voltage component in any case must lead to a reduction in the switching frequency voltage components. Since the low-frequency push-pull component, as mentioned above, is defined by operation, the low-frequency common-mode voltage component remains to minimize the sum of the switching-frequency DC and push-pull voltage component, which ultimately represents the switching-frequency voltage across the filter inductance and is therefore responsible for the switching-frequency current ripple in the filter inductance Its value is limited by the fact that within each pulse period an intersection of each phase modulation function in the triangular carrier signal must take place, ie the phase modulation function may have a maximum of the positive or negative value of the (positive) amplitude of the triangular carrier signal.
[0011] Im einfachsten Fall kann für den niederfrequenten Gleichtaktanteil auch ein konstanter (Frequenz Null) Spannungswert (Offset) gewählt werden. Dabei werden die Sinusmodulationsfunktion der Phasen eines dem Stand der Technik entsprechenden Systems durch einen positiven Offset, d.h. für alle Phasen gleich jeweils derart verschoben, dass die Maximalwerte der resultierenden Gesamtphasenmodulationsfunktionen gleich der Amplitude des Dreieckträgersignals werden. Für eine Aussteuerung, d.h. eine relative Sinus(gegentakt)ausgangsspannungamplitude (bezogen auf die halbe Eingangsgleichspannung) von 10% wird also eine Gleichtaktverschiebung von 90% addiert. Dadurch wird der Tastverhältnisbereich der pulsbreitenmodulierten Brückenzweigausgangsspannungen von 0.4 bis 0.6 auf 0.8 bis 1.0 verschoben, was in wesentliche kleineren schaltfrequenten Spannungszeitflächen über den Filterinduktvitäten und damit in einer massiven Verringerung des Filterinduktivitätsstromrippel resultiert bzw. für einen gegenüber dem Stand der Technik gleichen Stromrippel der Induktivitätswert wesentlich verringert oder die Schaltfrequenz abgesenkt werden kann, womit eine Verringerung der Schaltverluste des Wechselrichters bzw. Verbesserung der Effizienz der Energieumformung erreichbar ist. In the simplest case, a constant (zero frequency) voltage value (offset) can also be selected for the low-frequency common-mode component. The sine modulation function of the phases of a system corresponding to the state of the art are shifted by a positive offset, i.e. the same for all phases in each case, in such a way that the maximum values of the resulting total phase modulation functions are equal to the amplitude of the triangular carrier signal. For a modulation, i.e. a relative sine (push-pull) output voltage amplitude (based on half the input DC voltage) of 10%, a common mode shift of 90% is added. As a result, the duty cycle range of the pulse-width-modulated bridge arm output voltages is shifted from 0.4 to 0.6 to 0.8 to 1.0, which results in significantly smaller switching-frequency voltage-time areas over the filter inductances and thus in a massive reduction in the filter inductance current ripple or, for a current ripple which is the same as in the prior art, significantly reduces the inductance value or the switching frequency can be lowered, thereby reducing the switching losses of the inverter or improving the efficiency of the energy conversion.
[0012] Steigt die Aussteuerung, wir der Offset soweit zurückgenommen, dass die Gesamtphasenmodulationsfunktionen wieder nur in diskreten Punkten die Dreieckträgersignalamplitude erreichen und sonst unterhalb dieses Pegels liegen. Allerdings werden dann auch entsprechend höhere Ausgangsphasengrundschwingungen gebildet, welche auch in Richtung einer Verringerung der schaltfrequenten Filterinduktivitätsspannungen wirken. If the modulation increases, the offset is reduced to such an extent that the total phase modulation functions again only reach the triangular carrier signal amplitude in discrete points and are otherwise below this level. However, correspondingly higher output phase fundamental waves are then also formed, which also act in the direction of a reduction in the switching-frequency filter inductance voltages.
[0013] In Summe ist so durch Einsatz es erfindungsgemässen Verfahrens ein signifikanter Vorteil hinsichtlich Auslegung des Ausgangsfilters (Bauvolumen) oder der Effizienz des Gesamtsystems (Wechselrichter und Ausgangsfilter) erreichbar. In sum, by using the method according to the invention, a significant advantage with regard to the design of the output filter (structural volume) or the efficiency of the overall system (inverter and output filter) can be achieved.
[0014] Neben einem positiven Offset kann in sinngemäss gleicher Weise kann auch ein negativer Offset Anwendung finden, wobei dann der Wert des Offsets jeweils so gewählt wird, dass die Gesamphasenmodulationsfunktionen nur in diskreten Punkten den negativen Wert der Amplitudes des Dreieckträgersignals erreichen und sonst betragsmässig kleinere Werte aufweisen. In addition to a positive offset, a negative offset can also be used in the same way, the value of the offset is then selected so that the Gesamphasenmodulationsfunktion only in discrete points reach the negative value of the amplitude of the triangular carrier signal and otherwise smaller in terms of amount Have values.
[0015] Die vorgehend für Sinusphasenmodulationsfunktionen beschriebene Verschiebung (Addition eines Offsets) kann vorteilhaft auch für Summenphasenmodulationsfunktionen Einsatz finden, wobei dann ein betragsmässig geringfügig höherer Offsetwert gewählt werden kann und somit eine geringfügige weitere Verbesserung der Performance möglich ist. The shift (addition of an offset) described above for sinusoidal phase modulation functions can also be used advantageously for sum phase modulation functions, in which case a slightly higher offset value can be selected and thus a slight further improvement in performance is possible.
[0016] Wie vorstehend erwähnt, findet bei gemäss dem Stand der Technik realisierten Systemen eine 3. Harmonische (typischerweise ebenfalls einer Sinusfunktion) mit einer Amplitude gleich 1⁄4 der Amplitude der Sinusphasenmodulationsfunktion zu Erweiterung des Aussteuerbereiches um 15% gegenüber Sinusmodulation Anwendung. Es kann nun die Amplitude der 3. Harmonischen im Sinne einer Maximierung des niederfrequenten Anteiles der pulsbreitenmodulierten Brückenzweigausgangsspannungen (bzw. max. Verringerung schaltfrequenter Anteile) maximal, d.h. so gross gewählt werden, dass die aus Addition der Sinusphasenmodulationsfunktionen und der maximalen 3. Harmonischen resultierenden Gesamtphasenmodulationsfunktionen in diskreten Punkten den positiven oder negativen Spitzenwert (Amplitude) des Dreieckträgersignals der Pulsbreitenmodulation erreichen und sonst auf kleinere Werte beschränkt bleiben. Demgemäss ist mit zunehmendem Aussteuergrad die Amplitude der 3. Harmonischen zurückzunehmen und wird an der Aussteuergrenze gleich der Amplitude einer dem Stand der Technik entsprechenden 3. Harmonischen. As mentioned above, in systems implemented according to the prior art, a 3rd harmonic (typically also a sine function) with an amplitude equal to 1⁄4 of the amplitude of the sine phase modulation function is used to expand the dynamic range by 15% compared to sine modulation. The amplitude of the 3rd harmonic in the sense of maximizing the low-frequency component of the pulse-width-modulated bridge arm output voltages (or a maximum reduction in switching-frequency components) can now be selected to be maximum, i.e. so large that the total phase modulation functions resulting from the addition of the sinusoidal phase modulation functions and the maximum 3rd harmonic reach the positive or negative peak value (amplitude) of the triangular carrier signal of the pulse width modulation in discrete points and otherwise remain limited to smaller values. Accordingly, as the degree of modulation increases, the amplitude of the 3rd harmonic must be reduced and, at the modulation limit, becomes equal to the amplitude of a 3rd harmonic corresponding to the prior art.
[0017] Wie eine nähere Analyse zeigt, ist dieses grundsätzlich im gesamten Aussteuerbereich anwendbare Verfahren bei hohen Aussteuergraden (ca. ab 50% Maximalaussteuerung) einer Offset-Verschiebung der Modulationsfunktionen vorzuziehen. As a closer analysis shows, this method, which can basically be used in the entire modulation range, is preferable to an offset shift of the modulation functions at high levels of modulation (approx. 50% maximum modulation).
[0018] Die vorgehend beschriebene Offset-Verschiebung der Phasenmodulationsfunktionen oder Erweiterung der Sinusphasenmodulationsfunktionen mit einer maximalen 3. Harmonischen kann vorteilhaft mit einer Verringerung der Schaltfrequenz (Verringerung der Frequenz des Dreieckträgersignals) gekoppelt werden, welche auf eine entsprechende Verringerung der Schaltverluste des Wechselrichters bzw. Verbesserung der Effizienz der Energieumformung führt, wobei die Frequenzverringerung mit Blick auf einem gegenüber Steuerung nach dem Stand der Technik gleichen Effektivwert des Rippels des Stromes in den Filterinduktivitäten gewählt werden kann, und dann abhängig von Aussteuergrad eingestellt wird. The above-described offset shift of the phase modulation functions or expansion of the sinusoidal phase modulation functions with a maximum 3rd harmonic can advantageously be coupled with a reduction in the switching frequency (reduction in the frequency of the triangular carrier signal), which leads to a corresponding reduction in the switching losses of the inverter or improvement the efficiency of the energy conversion, the frequency reduction being able to be selected with a view to an RMS value of the ripple of the current in the filter inductances which is the same as that of control according to the prior art, and is then set as a function of the modulation level.
[0019] Anzumerken ist, dass die Offset-Verschiebung von Modulationssignalen vorteilhaft auch für Wechselrichter einer Last mit zwei Phasenanschlüssen Anwendung finden kann. Der Wechselrichter weist in diesem Fall also zwei Brückenzweige auf. Analog kann die Offset-Verschiebung auch mehr als drei Phasen angewandt werden. It should be noted that the offset shifting of modulation signals can advantageously also be used for inverters of a load with two phase connections. In this case, the inverter has two bridge branches. Similarly, the offset shift can also be applied to more than three phases.
[0020] Im folgenden wird der Erfindungsgegenstand anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen, welche in den beiliegenden Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert. Es zeigen jeweils schematisch: Fig.1: Schaltbild des Leistungsteiles eines Dreiphaseninverters mit Dreiphasenlast mit isoliertem Sternpunkt (Ersatzschaltbild des Statorwicklungssystems einer Dreiphasen Wechselstrommaschine, induzierte Spannungen nicht gezeigt). Fig.2: Schaltfrequentes Dreieckträgersignal der Pulsbreitenmodulation und Sinusphasenmodulationsfunktionen (links) und resultierender Strom in einer Induktivität des Ausgangstiefpassfilters gezeigt für kleine Aussteuerung über einer Ausgangsspannungsperiode; (a) Verhältnisse bei Realisierung gemäss dem Stand der Technik; (b) Verhältnisse für positive Offest-Verschiebung und (c) Verhältnisse für negative Offset-Verschiebung der Sinusphasenmodulationsfunktionen. Die bei Einsatz des Verfahrens erreichbare Reduktion des schaltfrequenten Rippels des Filterinduktivitätsstromes wird unmittelbar deutlich. Fig.3: Schaltfrequentes Dreieckträgersignal der Pulsbreitenmodulation und Summenphasenmodulationsfunktionen (links) und resultierender Strom in einer Induktivität des Ausgangstiefpassfilters gezeigt für kleine Aussteuerung über einer Ausgangsspannungsperiode; (a) Verhältnisse bei Realisierung gemäss dem Stand der Technik; (b) Verhältnisse für Addition einer 3. Harmonischen mit maximaler Amplitude. Die bei Einsatz des Verfahrens erreichbare Reduktion des schaltfrequenten Rippels des Filterinduktivitätsstromes wird unmittelbar deutlich. Fig.4: Effektivwert des Rippels des Stromes in den Induktivitäten des Ausgangstiefpassfilters dargestellt über dem Aussteuergrad für Steuerung des Wechselrichters gemäss dem Stand der Technik (a), bei positive Offset-Verschiebung (b) und (c) für Addition einer 3. Harmonischen mit maximaler Amplitude. Es wird deutlich, dass etwa ab einem Modulationsgrad von 50% die Maximierung der Amplitude der 3. Harmonischen einer Offset-Verschiebung auf eine stärkere Verringerung des Stromrippeleffektivwertes führt. Für kleine Aussteuergrade weist die Offsetverschiebung klar eine höhere Performance auf.In the following, the subject matter of the invention is explained in more detail with reference to preferred exemplary embodiments, which are illustrated in the accompanying drawings. They each show schematically: FIG. 1: Circuit diagram of the power section of a three-phase inverter with three-phase load with an isolated star point (equivalent circuit diagram of the stator winding system of a three-phase alternating current machine, induced voltages not shown). 2: Switching-frequency triangular carrier signal of the pulse width modulation and sinusoidal phase modulation functions (left) and the resulting current in an inductance of the output low-pass filter shown for small modulation over an output voltage period; (a) conditions when implemented according to the state of the art; (b) ratios for positive offset shift and (c) ratios for negative offset shift of the sinusoidal phase modulation functions. The reduction in the switching frequency ripple of the filter inductance current that can be achieved when using the method becomes immediately clear. 3: Switching-frequency triangular carrier signal of the pulse width modulation and sum phase modulation functions (left) and the resulting current in an inductance of the output low-pass filter shown for small modulation over an output voltage period; (a) conditions when implemented according to the state of the art; (b) Ratios for addition of a 3rd harmonic with maximum amplitude. The reduction in the switching frequency ripple of the filter inductance current that can be achieved when using the method becomes immediately clear. Fig. 4: RMS value of the ripple of the current in the inductances of the output low-pass filter shown over the modulation level for controlling the inverter according to the prior art (a), with positive offset shift (b) and (c) for addition of a 3rd harmonic maximum amplitude. It becomes clear that from a modulation level of 50% or more, the maximization of the amplitude of the 3rd harmonic of an offset shift leads to a greater reduction in the effective current ripple value. The offset shift clearly shows a higher performance for small modulation levels.
Claims (9)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CH01071/17A CH714100B1 (en) | 2017-08-29 | 2017-08-29 | Method for controlling a multi-phase inverter. |
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| CH01071/17A CH714100B1 (en) | 2017-08-29 | 2017-08-29 | Method for controlling a multi-phase inverter. |
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| CH714100A2 (en) | 2019-03-15 |
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