CH657241A5

CH657241A5 - ADAPTIVE ECHOCOMPENSATION DEVICE FOR DIGITAL DUPLEX TRANSFER ON TWO-WIRE CABLES.

Info

Publication number: CH657241A5
Application number: CH311782A
Authority: CH
Inventors: Siegbert Hentschke; Peter Wildenauer
Original assignee: Int Standard Electric Corp
Priority date: 1981-05-22
Filing date: 1982-05-19
Publication date: 1986-08-15
Also published as: SE447619B; GB2102255A; BE893274A; SE8203102L; DE3120434A1; AU8381682A; AU549938B2; GB2102255B

Description

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. The invention relates to a device according to the preamble of patent claim 1.

Eine derartige Einrichtung ist bekannt aus Frequenz 34 (1980) H.2., S. 40-45. Such a device is known from Frequency 34 (1980) H.2., Pp. 40-45.

Das adaptive Digitalfilter besteht dort aus einem adaptiven Transversalfilter. Dabei kann die Adaption bisweilen durch ein von der entfernten Gegenstelle empfangenes Signal beeinträchtigt werden, so dass keine ausreichende Kompensation stattfindet. Ausserdem ist bei einem Transversalfilter die Länge des kompensierbaren Echos durch die Koeffizientenanzahl bestimmt und somit eng begrenzt. Längere Echos können daher nur dann vollständig kompensiert werden, wenn die Anzahl der Filterkoeffizienten erheblich erhöht wird. The adaptive digital filter consists of an adaptive transversal filter. In this case, the adaptation can sometimes be impaired by a signal received by the remote partner, so that adequate compensation does not take place. In addition, in the case of a transversal filter, the length of the compensable echo is determined by the number of coefficients and is therefore narrowly limited. Longer echoes can therefore only be fully compensated for if the number of filter coefficients is increased significantly.

Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, eine Einrichtung der genannten Art anzugeben, mit der eine verbesserte Kompensation des vom eigenen Quellensignal herrührenden Störsignals bei möglichst schneller Adaption möglich ist. It is therefore the object of the invention to provide a device of the type mentioned, with which an improved compensation of the interference signal originating from one's own source signal is possible with the fastest possible adaptation.

Die Aufgabe wird wie im Patentanspruch 1 angegeben gelöst. Weiterbildungen ergeben sich aus den anhängigen Ansprüchen. The object is achieved as indicated in claim 1. Further developments result from the pending claims.

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

3 3rd

657 241 657 241

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigen: The invention will now be explained in more detail with reference to the drawings, for example. Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemässen Einrichtung, 1 is a block diagram of the device according to the invention,

Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel der Kompensationsschaltung 4 aus Fig. 1, 2 shows a first exemplary embodiment of the compensation circuit 4 from FIG. 1,

Fig. 3 ein zweites Ausführungsbeispiel der Kompensationsschaltung 4 aus Fig. 1, bei dem eine Fehlerdifferenzkorrelation stattfindet, 3 shows a second exemplary embodiment of the compensation circuit 4 from FIG. 1, in which an error difference correlation takes place,

Fig. 4 ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel des verwendeten Transversalfilters, bei dem eine Fehlerdifferenzkorrelation stattfindet, 4 shows an advantageous exemplary embodiment of the transversal filter used, in which an error difference correlation takes place,

Fig. 5 das Transversalfilter nach Fig. 4, wobei für die Fehlersignalfunktion und für das Kompensationssignal jeweils eine Zeitmultiplexschaltung vorgesehen ist, und FIG. 5 shows the transversal filter according to FIG. 4, a time-division multiplex circuit being provided for the error signal function and for the compensation signal, and

Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel der Nachstellschaltung aus den Fig. 2, 3, 4 und 5. 6 shows an embodiment of the adjustment circuit from FIGS. 2, 3, 4 and 5.

Die in Fig. 1 dargestellte Einrichtung zum Anschluss einer Quelle 1 und einer Senke 2 an eine Zweidrahtleitung besteht im wesentlichen aus einer Gabelschaltung 3 und einer Kompensationsschaltung 4. Die Quelle 1 kann eine Datenquelle oder eine Quelle für digitalisierte Sprachsignale sein, beispielsweise ein PCM-Coder. Entsprechendes gilt für die Senke 2. Die Quelle 1 ist über ein Sendefilter 6 mit der Gabelschaltung 3 verbunden. Das Sendefilter 6 begrenzt die Bandbreite des Sendesignals nach oben und bringt damit die digitalen Quellensignale in eine zur Übertragung über die Zweidrahtleitung geeignete Form. Die Gabelschaltung 3 ist an die Zweidrahtleitung 9 angeschlossen, über die die Duplexübertragung von Nachrichten im Gleichlageverfahren zwischen der gezeigten Endstelle und der nicht gezeigten entfernten Endstelle erfolgt. Vom Senkenzweig der Gabelschaltung 3 wird ein Abtast- und Halteglied 8 gespeist, dessen Ausgang mit dem nichtinvertierenden Eingang einer aus einem Operationsverstärker aufgebauten Subtraktionsschaltung 7 verbunden ist. Die Senke 2 ist an den Ausgang der Subtraktionsschaltung 7 angeschlossen. Zum Abtast- und Halteglied gehört ein nicht gezeigtes Empfangsfilter, das in das Empfangssignal eingestreute hohe Frequenzanteile unterdrückt. Der Ausgang der Quelle 1 ist mit dem Eingang eines digitales Filters 10 mit adaptiver Koeffizienteneinstellung verbunden, welches erfin-dungsgemäss aus der Parallelschaltung eines adaptiven Transversalfilters 11 und eines adaptiven Rekursivfilters 12 besteht. Die Parallelschaltung eines Rekursivfilters zum Transversalfil-ters dient dazu, die Länge des kompensierbaren Echos gegenüber der vom Trans versalfilter begrenzten Länge zu vergrös-sern. The device shown in FIG. 1 for connecting a source 1 and a sink 2 to a two-wire line essentially consists of a hybrid circuit 3 and a compensation circuit 4. The source 1 can be a data source or a source for digitized speech signals, for example a PCM coder . The same applies to the sink 2. The source 1 is connected to the hybrid circuit 3 via a transmission filter 6. The transmission filter 6 limits the bandwidth of the transmission signal upwards and thus brings the digital source signals into a form suitable for transmission over the two-wire line. The hybrid circuit 3 is connected to the two-wire line 9, via which the duplex transmission of messages takes place in the same procedure between the terminal shown and the remote terminal not shown. From the lower branch of the hybrid circuit 3, a sample and hold element 8 is fed, the output of which is connected to the non-inverting input of a subtraction circuit 7 constructed from an operational amplifier. The sink 2 is connected to the output of the subtraction circuit 7. The sampling and holding element includes a reception filter, not shown, which suppresses high frequency components interspersed in the reception signal. The output of source 1 is connected to the input of a digital filter 10 with adaptive coefficient setting, which according to the invention consists of the parallel connection of an adaptive transversal filter 11 and an adaptive recursive filter 12. The parallel connection of a recursive filter to the transversal filter serves to increase the length of the compensable echo compared to the length limited by the transversal filter.

Das zweite Eingangssignal des digitalen Filters 10, welches ebenso wie das erste Eingangssignal parallel den Eingängen des Transversalfilters 11 und des Rekursivfilters 12 zugeführt wird, ist das Ausgangssignal eines Analog-Digital-Wandlers 13, der an seinem Eingang das analoge kompensierte Senkensignal vom Ausgang der Subtraktionsschaltung 7 empfängt. Der Analog-Digital-Wandler 13 kann im einfachsten Falle ein 1-Bit-A/D-Wandler, d.h. ein Komparator, sein. Die Ausgangssignale A und B beider paralleler Filter 11 und 12 fasst ein digitaler Addierer 14 zum Kompensationssignal zusammen. Dieses steuert einen Digital-Analog-Wandler 15, dessen Ausgang mit dem nichtinvertierenden Eingang der Subtraktionsschaltung 7 verbunden ist. Die Subtraktionsschaltung 7 subtrahiert also vom Summensignal im Senkenzweig, welches das unerwünschte Störsignal enthält, das Ausgangssignal des digitalen Filters 10. Dieses soll eine Nachbildung des zu kompensierenden Störsignals sein, so dass bei vollständiger Kompensation nur das gewünschte Empfangssignal übrig bleibt. The second input signal of the digital filter 10, which, like the first input signal, is fed in parallel to the inputs of the transversal filter 11 and the recursive filter 12, is the output signal of an analog-digital converter 13, which has the analog compensated sink signal from the output of the subtraction circuit at its input 7 receives. In the simplest case, the analog-digital converter 13 can be a 1-bit A / D converter, i.e. a comparator. The output signals A and B of both parallel filters 11 and 12 are combined by a digital adder 14 to form the compensation signal. This controls a digital-to-analog converter 15, the output of which is connected to the non-inverting input of the subtraction circuit 7. The subtraction circuit 7 thus subtracts the output signal of the digital filter 10 from the sum signal in the sink branch, which contains the undesired interference signal. This should be a replica of the interference signal to be compensated, so that only the desired reception signal remains when the compensation is complete.

Das Störsignal setzt sich zusammen aus Übersprechanteilen des eigenen Sendesignals, die über die Gabelschaltung 3 in den Empfangsweg gelangen, und aus verzögerten Echos, die durch Reflexionen des Sendesignals an weiter entfernt liegenden Lei- The interference signal is composed of crosstalk components of the own transmission signal, which reach the receive path via the hook-up circuit 3, and delayed echoes, which are caused by reflections of the transmission signal at lines further away.

tungsimpedanzfehlanpassungen entstehen. Bei unvollständiger Kompensation ist dem am Ausgang der Subtraktionsschaltung 7 auftretenden Empfangssignal oder Nutzsignal ein Fehlersignal überlagert, das wegen seiner Herkunft vom Quellensignal mit 5 disem korreliert ist. Dieses Fehlersignal dient zur Nachstellung der Filterkoeffizienten des adaptiven digitalen Filters 10. impedance mismatches arise. In the event of incomplete compensation, an error signal is superimposed on the received signal or useful signal occurring at the output of the subtraction circuit 7, which is correlated with 5 disem because of its origin from the source signal. This error signal is used to adjust the filter coefficients of the adaptive digital filter 10.

Für das adaptive Rekursivfilter, im folgenden einfach Rekursivfilter genannt, sind in der Fig. 2 und 3 zwei unterschiedliche Ausführungsformen dargestellt. Die zusätzlich zum gestri-lo chelt umrandeten Rekursivfilter 12 gezeigten Baugruppen sind im wesentlichen bereits in der Fig. 1 enthalten und bedürfen daher im Zusammenhang mit den Fig. 2 und 3 keiner eigenen Erläuterung mehr. For the adaptive recursive filter, hereinafter simply called the recursive filter, two different embodiments are shown in FIGS. 2 and 3. The assemblies shown in addition to the dashed-edged recursive filter 12 are essentially already contained in FIG. 1 and therefore do not require any further explanation in connection with FIGS. 2 and 3.

Das Rekursivfilter besteht in beiden Ausführungsformen 15 aus zwei Filterabschnitten, wobei der eine eine rekursive Schleife 21, 22, 23 und der andere einen Multiplizierer 24 enthält. Bei Fig. 2 ist die rekursive Schleife dem Multiplizierer vorgeschaltet, wogegen bei Fig. 3 diese Reihenfolge umgekehrt ist. Auf einen weiteren, wesentlichen Unterschied wird später eingegangen 20 werden. In both embodiments 15, the recursive filter consists of two filter sections, one containing a recursive loop 21, 22, 23 and the other a multiplier 24. In Fig. 2 the recursive loop is connected upstream of the multiplier, whereas in Fig. 3 this order is reversed. Another essential difference will be discussed later.

Zunächst wird die Schaltungsanordnung des Rekursivfilters nach Fig. 2 erläutert. Das Referenzsignal, das gleich dem Quellensignal ist, gelangt innerhalb des Rekursivfilters 12 auf einen Addierer 21, dessen Ausgang mit einem Verzögerungsglied 22 25 verbunden ist. Das in dem Verzögerungsglied 22 um eine Taktperiode verzögerte Ausgangssignal des Addierers 21 wird in einem Multiplizierer 23, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des Addierers 21 verbunden ist, mit einem Filterkoeffizienten a multipliziert, dessen Nachstellung später erläutert 30 wird. Der erste Filterabschnitt enthält also eine rekursive Filterschleife, die aus dem Addierer 21, dem Verzögerungsglied 22 und dem Multiplizierer 23 besteht. Das Ausgangssignal dieses ersten Filterabschnitts gelangt vom Addierer 21 auf den einen Eingang eines Multiplizierers 24, der zum zweiten Filterab-35 schnitt gehört. Der Ausgang dieses Multiplizierers 24 liefert den Beitrag B des Rekursivfilters zum Kompensationssignal. Am anderen Eingang des Multiplizierers liegt der Filterkoeffizient b des zweiten Filterabschnitts, mit dem das zu filternde Eingangssignal multipliziert wird. Beide Filterkoeffizienten werden in 40 Nachstellschaltungen 25, die anhand der Fig. 6 erläutert werden, jeweils nach einer vorgegebenen Anzahl von Taktperioden in ihrem Wert veränder. Dazu verwenden die Nachstellschaltungen Korrelationsprodukte, welche im Takt des Rekursivfilters in Multiplizierern 26 und 27 gebildet werden. Beide Multiplizie-45 rer 26 und 27 multiplizieren zu diesem Zweck ein mit dem Fehlersignal (das dem Nutzsignal überlagert ist) verknüpftes Signal mit einem Signal, das vom Ausgangssignal des Rekursivfilters oder vom Ausgangssignal des ersten Filterabschnitts abgeleitet wird. The circuit arrangement of the recursive filter according to FIG. 2 is first explained. The reference signal, which is equal to the source signal, arrives within the recursive filter 12 at an adder 21, the output of which is connected to a delay element 22 25. The output signal of the adder 21 delayed by one clock period in the delay element 22 is multiplied in a multiplier 23, the output of which is connected to the second input of the adder 21, by a filter coefficient a, the adjustment of which will be explained later. The first filter section thus contains a recursive filter loop, which consists of the adder 21, the delay element 22 and the multiplier 23. The output signal of this first filter section passes from the adder 21 to the one input of a multiplier 24 which belongs to the second filter section. The output of this multiplier 24 provides the contribution B of the recursive filter to the compensation signal. At the other input of the multiplier is the filter coefficient b of the second filter section, with which the input signal to be filtered is multiplied. The value of both filter coefficients is changed in 40 adjustment circuits 25, which are explained with reference to FIG. 6, after a predetermined number of clock periods. For this purpose, the adjustment circuits use correlation products which are formed in multipliers 26 and 27 in time with the recursive filter. For this purpose, both multipliers 26 and 27 multiply a signal linked to the error signal (which is superimposed on the useful signal) by a signal which is derived from the output signal of the recursive filter or from the output signal of the first filter section.

so Das mit dem Fehlersignal verknüpfte Signal ist bei dem Filter nach Fig. 2 das in dem Analog-Digital-Wandler 13 digitalisierte Fehlersignal selbst. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass das Empfangssignal jeweils ein Abtastwert des in einem Abtast- und Halteglied 8 (Fig. 1) abgetasteten digi-55 talen Signals ist, das von der Zweidrahtleitung her empfangen wird. The signal associated with the error signal in the filter according to FIG. 2 is the error signal itself digitized in the analog-digital converter 13. In this context, it should be pointed out that the received signal is in each case a sample of the sample and hold element 8 ( Fig. 1) is sampled digital signal received from the two-wire line.

Das zur Nachstellung des Koeffizienten a mit dem mit dem Fehlersignal verknüpfte Signal im Multiplizierer 26 zu multiplizierende Signal wird vom Ausgang des Rekursivfilters abgeleitet 60 und durchläuft ein Verzögerungsglied 28, das eine Verzögerung um j Taktperioden des Transversalfilters 11 bewirkt, wobei j der Filtergrad des Transversalfilters 11 ist. Weiterhin durchläuft dieses Signal eine rekursive Schleife, die aus einem Addierer 29, einem Verzögerungsglied 30 mit der Verzögerungszeit einer 65 Taktperiode und einem Multiplizierer 31 besteht. Das im Verzögerungsglied 30 um eine Taktperiode verzögerte und im Multiplizierer 31 mit einem variablen Koeffizienten multiplizierte Ausgangssignal des Addierers 29 wird zu seinem Eingangssignal The signal to be multiplied in the multiplier 26 to adjust the coefficient a with the signal associated with the error signal is derived 60 from the output of the recursive filter and passes through a delay element 28, which causes a delay by j clock periods of the transversal filter 11, j being the filtering degree of the transversal filter 11 is. Furthermore, this signal runs through a recursive loop, which consists of an adder 29, a delay element 30 with the delay time of a 65 clock period and a multiplier 31. The output signal of the adder 29 which is delayed by one clock period in the delay element 30 and multiplied by a variable coefficient in the multiplier 31 becomes its input signal

657 241 657 241

4 4th

addiert, und das um eine Taktperiode im Verzögerungsglied 30 verzögerte Addiererausgangssignal ist das Eingangssignal des Multiplizierers 26, das mit dem mit dem Fehlersignal verknüpften Signal multipliziert wird. Der variable Koeffizient, der im Multiplizierer 31 verwendet wird, ist der jeweils vorhandene Filterkoeffizient a des ersten Filterabschnitts. added, and the adder output signal delayed by one clock period in delay element 30 is the input signal of multiplier 26, which is multiplied by the signal associated with the error signal. The variable coefficient which is used in the multiplier 31 is the filter coefficient a of the first filter section present in each case.

Das zur Nachstellung des Koeffizienten b des zweiten Filterabschnitts mit dem mit dem Fehlersignal verknüpften Signal im Multiplizierer 27 zu multiplizierende Signal ist das Ausgangssignal des ersten Filterabschnitts, das in einem Verzögerungsglied 32 um j Taktperioden des Transversalfilters 11 verzögert wird, wobei j, wie oben erwähnt, der Filtergrad des Transversalfilters 11 ist. The signal to be multiplied in the multiplier 27 to adjust the coefficient b of the second filter section with the signal associated with the error signal is the output signal of the first filter section which is delayed in a delay element 32 by j clock periods of the transversal filter 11, where j, as mentioned above, is the degree of filtering of the transversal filter 11.

Die Verzögerungsglieder 28 und 32 dienen dazu, die Einstellung des Rekursivfilters 12 von der Einstellung des Transversalfilters 11 zu entkoppeln. Die Einstellung des Transversalfilters 11 hingegen hängt von der Einstellung des Rekursivfilters 12 ab. Diese Tatsache ist aber für die Einstellung des gesamten digitalen Filters vorteilhaft. The delay elements 28 and 32 serve to decouple the setting of the recursive filter 12 from the setting of the transversal filter 11. The setting of the transversal filter 11, however, depends on the setting of the recursive filter 12. However, this fact is advantageous for setting the entire digital filter.

Zur Entkopplung der Einstellung des Rekursivfilters 12 von der des Transversalfilters werden die Abgriffssignale des Rekursivfilters in den Verzögerungsgliedern 28 und 32 so weit verzögert, dass sie ausserhalb des Fensters erscheinen, welches durch das Trans versalfilter abgedeckt wird. Dazu muss die Verzögerungszeit gleich j Taktperioden des Transversalfilters sein, wobei mit einer Taktperiode die Verzögerung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abgriffssignalen des Transversalfilters gemeint ist. To decouple the setting of the recursive filter 12 from that of the transversal filter, the tap signals of the recursive filter in the delay elements 28 and 32 are delayed to such an extent that they appear outside the window which is covered by the transversal filter. For this purpose, the delay time must be equal to j clock periods of the transversal filter, a clock period meaning the delay between two successive tap signals of the transversal filter.

Hinsichtlich der Länge der Taktperiode sind nun zwei Fälle zu unterscheiden: Im Normalfall wird das Transversalfilter 11 im gleichen Takt wie das Rekursivfilter 12 betrieben, nämlich im Abtasttakt des Abtast- und Haltegliedes 8 (Fig. 1), so dass eine Taktperiode des Transversalfilters gleich einer Abtasttaktperiode ist. Die Verzögerung der Verzögerungsglieder 28 und 32 ist demnach mit Z—J angegeben, da Z—1 eine Verzögerung um eine Abtasttaktperiode bedeutet. With regard to the length of the clock period, two cases can now be distinguished: In the normal case, the transversal filter 11 is operated in the same clock cycle as the recursive filter 12, namely in the sampling clock of the sample and hold element 8 (FIG. 1), so that a clock period of the transversal filter is equal to one Is sampling clock period. The delay of delay elements 28 and 32 is therefore indicated by Z-J since Z-1 means a delay by one sampling clock period.

Falls aber das Transversalfilter 11 sich von konventionellen Transversalfiltern durch eine Multiplexanordnung unterscheidet, die anhand von Fig. 5 noch erläutert wird, so ist die Verzögerung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abgriffssignalen gleich einer Bitperiode, also gleich n Abtasttaktperioden, wenn n die Zahl der Abtastungen pro Bit angibt. Eine Verzögerung um j Taktperioden des Transversalfilters, die, wie erwähnt, notwendig ist, ist für diesen Fall in den Zeichnungen mit Z~~ni angegeben, da Z—1 eine Verzögerung um eine Abtasttaktperiode bedeutet. However, if the transversal filter 11 differs from conventional transversal filters by a multiplex arrangement, which will be explained with reference to FIG. 5, the delay between two successive tap signals is equal to one bit period, that is to say n sampling clock periods, if n indicates the number of samples per bit . A delay by j clock periods of the transversal filter, which, as mentioned, is necessary for this case is indicated in the drawings by Z ~~ ni, since Z-1 means a delay by one sampling clock period.

Ein Rekursivfilter und ein Transversalfilter, bei denen nicht wie bei den bisher beschriebenen eine Fehlerkorrelation, sondern eine Fehlerdifferenzkorrelation durchgeführt wird, zeigen die Fig. 3 und 4. Diese Ausführungsformen sind besonders vorteilhaft, wenn die digitalen Signale binär codiert sind, weil die Beeinträchtigung der Kompensation durch ein Gegensignal gerade bei binär codierten Signalen besonders stark ist und weil dieser Nachteil durch eine Fehlerdifferenzkorrelation behebbar ist. 3 and 4 show a recursive filter and a transversal filter in which an error correlation is not carried out, as in the previously described ones, but an error difference correlation. These embodiments are particularly advantageous if the digital signals are binary coded because the impairment of the compensation is particularly strong due to a counter signal, especially in the case of binary-coded signals, and because this disadvantage can be remedied by an error difference correlation.

Zunächst wird das Rekursivfilter nach Fig. 3 beschrieben. Wie bereits erwähnt, ist beim Rekursivfilter 12 nach Fig. 3 der den Multiplizierer 24 enthaltende Filterabschnitt dem die rekursive Schleife 21, 22, 23 enthaltenden Filterabschnitt vorgeschaltet. Diese Vertauschung der Reihenfolge gegenüber Fig. 2 bedeutet für die Verarbeitung der binär codierten Signale eine SchaltungsVereinfachung. Eine Erläuterung der Verarbeitung des Referenzsignals in den Filterabschnitten erübrigt sich hier, da sie der Beschreibung der Fig. 2 entnommen werden kann. The recursive filter according to FIG. 3 is first described. As already mentioned, in the recursive filter 12 according to FIG. 3, the filter section containing the multiplier 24 is connected upstream of the filter section containing the recursive loop 21, 22, 23. This reversal of the sequence compared to FIG. 2 means a simplification of the circuit for the processing of the binary coded signals. An explanation of the processing of the reference signal in the filter sections is unnecessary here, since it can be found in the description of FIG. 2.

Die Filterkoeffizienten a und b werden auch hier in Nachstellschaltungen 25, die anhand der Fig. 6 erläutert werden, jeweils nach einer vorgegebenen Anzahl von Taktperioden in ihrem Wert verändert. Zur Bereitstellung der dazu notwendigen The filter coefficients a and b are also changed in value here in adjusting circuits 25, which are explained with reference to FIG. 6, after a predetermined number of clock periods. To provide the necessary

Korrelationsprodukte sind wiederum Multiplizierer 40 und 41 vorhanden, welche ein mit dem Fehlersignal verknüpftes Signal mit einem Signal multiplizieren, das von einem Filterabgriffssignal abgeleitet ist. Bei diesem Rekursivfilter ist nun das mit dem mit dem Fehlersignal verknüpften Signal zu multiplizierende Signal für beide Multiplizierer 40 und 41 vom gleichen Abgriffssignal, nämlich dem Filterausgangssignal (oder dem Ausgangssignal des Filterabschnitts mit der rekursiven Schleife) abgeleitet. Dieses Abgriffssignal wird wiederum in einem Verzögerungsglied 42 um j Taktperioden des Transversalfilters verzögert, damit die Einstellung des Rekursivfilters 12, wie bei Fig. 2 erläutert, von der des Transversalfilters 11 entkoppelt ist. Correlation products are in turn multipliers 40 and 41, which multiply a signal associated with the error signal by a signal derived from a filter tap signal. In this recursive filter, the signal to be multiplied by the signal associated with the error signal for both multipliers 40 and 41 is now derived from the same tap signal, namely the filter output signal (or the output signal of the filter section with the recursive loop). This tap signal is in turn delayed in a delay element 42 by j clock periods of the transversal filter, so that the setting of the recursive filter 12, as explained in FIG. 2, is decoupled from that of the transversal filter 11.

Vom Verzögerungsglied 42 durchläuft das Abgriffssignal einen Differenzbildner, der aus einem Addierer 43 und einem Verzögerungsglied 44 mit der Verzögerungszeit einer Taktperiode besteht. Der Addierer subtrahiert von jedem Wert des Abgriffssignals den im Verzögerungsglied 44 um eine Taktperiode vorausgegangenen Wert. Diese Differenzbildung nachfolgender Abgriffssignalwerte ist für die Fehlerdifferenzkorrelation von wesentlicher Bedeutung. From the delay element 42, the tap signal passes through a difference former which consists of an adder 43 and a delay element 44 with the delay time of one clock period. The adder subtracts from each value of the tap signal the value preceding the delay element 44 by one clock period. This difference formation of subsequent tap signal values is of essential importance for the error difference correlation.

Das Ausgangssignal des Differenzbildners 43 , 44 ist das Signal, das im Multiplizierer 40 mit dem mit dem Fehlersignal verknüpften Signal zu multiplizieren ist, und von dem das im Multiplizierer 41 mit dem mit dem Fehlersignal verknüpften Signal zu multiplizierende Signal abgeleitet wird. Die Ableitung geschieht dadurch, dass das Ausgangssignal des Differenzbildners 43, 44 eine rekursive Filterschleife 45, 46, 47 durchläuft, die der bei Fig. 2 erläuterten Filterschleife 29, 30, 31 entspricht, und deren Filterkoeffizient wiederum der Filterkoeffizient a des Filterabschnitts mit der rekursiven Schleife 21, 22, 23 ist. The output signal of the difference generator 43, 44 is the signal to be multiplied in the multiplier 40 by the signal associated with the error signal and from which the signal to be multiplied in the multiplier 41 by the signal associated with the error signal is derived. The derivation takes place in that the output signal of the difference generator 43, 44 passes through a recursive filter loop 45, 46, 47, which corresponds to the filter loop 29, 30, 31 explained in FIG. 2, and whose filter coefficient in turn is the filter coefficient a of the filter section with the recursive one Loop 21, 22, 23 is.

Da das mit dem mit dem Fehlersignal verknüpfte Signal zu multiplizierende Signal, wie erläutert, in diesem Rekursivfilter durch Differenzbildung entstanden ist, muss infolgedessen auch das mit dem Fehlersignal verknüpfte Signal ein durch Differenzbildung entstandenes Signal sein. Diese Differenzbildung und die Erzeugung des mit dem Fehlersignal verknüpften Signales besorgt ein spezieller Analog-Digital-Wandler 13', der aus einem Differenzierglied 48 mit nachgeschaltetem Komparator 49 besteht. Der Komparator 49 bestimmt das Vorzeichen der im Differenzierglied 48 gebildeten Fehlersignaldifferenz, so dass das mit dem Fehlersignal verknüpfte Signal, das auch dem Transversalfilter 11 zugeführt wird, gleich dem Vorzeichen der zeitlichen Ableitung des Fehlersignals ist. Since, as explained, the signal to be multiplied with the signal associated with the error signal was created in this recursive filter by forming the difference, the signal associated with the error signal must consequently also be a signal created by forming the difference. This difference formation and the generation of the signal associated with the error signal is provided by a special analog-to-digital converter 13 ', which consists of a differentiator 48 with a comparator 49 connected downstream. The comparator 49 determines the sign of the error signal difference formed in the differentiator 48, so that the signal associated with the error signal, which is also fed to the transversal filter 11, is equal to the sign of the time derivative of the error signal.

Entsprechend dieser Fehlersignalverknüpfung ist auch das Transversalfilter 11 gegenüber dem Stand der Technik in einer Weise geändert, die nun anhand der Fig. 4 erläutert wird. Bei dem Transversalfilter nach Fig. 4 werden die in Verzögerungsgliedern 50 um eine Taktperiode gegeneinander verzögerten Abgriffssignale wie üblich in Multiplizierern 51 mit variablen Filterkoeffizienten multipliziert und die Produkte in Addierern 52 zum Ausgangssignal des Transversalfilters 52 zusammengefasst. Die variablen Filterkoeffizienten werden von Nachstellschaltungen 25 bereitgestellt, deren Eingangssignale jeweils die in zugehörigen Multiplizierern 53 gebildeten Korrelationsprodukte sind. Die Nachstellschaltungen 25 werden später anhand der Fig. 6 erläutert. Die Multiplizierer 53 multiplizieren die mit dem Fehlersignal verknüpften Signale aber nicht wie bei Transversalfiltern nach dem Stand der Technik mit den Abgriffssignalen, sondern mit den Differenzen zweier aufeinanderfolgender Abgriffssignale. Diese werden In Subtraktionsschaltungen 54 gebildet, welche von dem dem jeweiligen Multiplizierer 53 zugeordneten Abgriffssignal das zeitlich vorhergegangene Abgriffssignal subtrahieren, das am Ausgang des jeweils nächsten Verzögerungsgliedes 50 erscheint. In accordance with this error signal linkage, the transversal filter 11 has also been changed compared to the prior art in a manner which will now be explained with reference to FIG. 4. In the transversal filter according to FIG. 4, the tapping signals delayed by one clock period in delay elements 50 are multiplied as usual in multipliers 51 by variable filter coefficients and the products are combined in adders 52 to form the output signal of the transversal filter 52. The variable filter coefficients are provided by adjustment circuits 25, the input signals of which are the correlation products formed in associated multipliers 53. The adjustment circuits 25 will be explained later with reference to FIG. 6. However, the multipliers 53 do not multiply the signals associated with the error signal by the tap signals, as in the case of transversal filters according to the prior art, but by the differences between two successive tap signals. These are formed in subtraction circuits 54, which subtract from the tap signal assigned to the respective multiplier 53 the previous tap signal that appears at the output of the next delay element 50.

Die Taktfrequenz, mit der dieses Transversalfilter betrieben wird, ist die Frequenz, mit der die Werte des mit dem Fehlersignal verknüpften Signales auftreten, also die Abtasttaktfrequenz des Abtast- und Haltegliedes 8 (Fig. 1). Dies kann bedeu- The clock frequency with which this transversal filter is operated is the frequency with which the values of the signal associated with the error signal occur, that is to say the sampling clock frequency of the sampling and holding element 8 (FIG. 1). This can mean

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

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ten, dass die Rechenoperationen im Transversalfilter 12 mit beträchtlich hoher Geschwindigkeit durchgeführt werden müssen. ten that the arithmetic operations in the transversal filter 12 must be performed at a considerably high speed.

Eine Ausführungsform des Transversalfilters, bei der diesem Mangel abgeholfen ist, zeigt die Fig. 5. Dieses Transversalfilter unterscheidet sich von dem nach Fig. 4 hauptsächlich dadurch, dass nicht alle Filterabschnitte gleichzeitig mit dem Fehlersignal verknüpfte Signale verarbeiten und ihren Beitrag zum Filterausgangssignal zur gleichen Zeit liefern, sondern dass dies gruppenweise nacheinander geschieht. Dafür sorgen zwei taktsynchron arbeitende Zeitmultiplexschaltungsanordnungen, die das mit dem Fehlersignal verknüpfte Signal in jedem Zeitabschnitt immer nur einer Gruppen von Filterabschnitten zuführen bzw. immer nur eine Gruppe mit dem Filterausgang verbinden und im nächsten Zeitabschnitt eine andere Gruppe entsprechend bedienen. Die Filterabschnitte sind in n Gruppen eingeteilt, wobei n das Verhältnis der Abtastfrequenz zur Bitfolgefrequenz ist. Dementsprechend haben die Zeitmultiplexschaltungsanord-nungen, die der Einfachheit wegen als umlaufende Schalter 55 und 56 dargestellt sind, n verschiedene Schaltzustände und werden im Abtasttakt weitergeschaltet. Da die Wortfolgefrequenz des mit dem Fehlersignal verknüpften Signales, wie erwähnt, gleich der Abtasttaktfrequenz ist, bedeutet dies, dass jeder Filterabschnitt nicht wie üblich im Abtasttakt, sondern im Bittakt betrieben wird. Zur Durchführung ihrer Rechenoperationen steht also den einzelnen Filterabschnitten die n-fache Zeit zur Verfügung, d.h. eine Taktperiode des Transversalfilters ist gleich einer Bitperiode und nicht gleich einer Abtastperiode. Infolgedessen ist die Verzögerungszeit der Verzögerungsglieder 50 so gewählt, dass sie gleich einer Bitperiode ist, und mit Z~n angegeben. An embodiment of the transversal filter in which this defect is remedied is shown in FIG. 5. This transversal filter differs from that according to FIG. 4 mainly in that not all filter sections process signals associated with the error signal simultaneously and their contribution to the filter output signal at the same time deliver, but that this happens in groups one after the other. This is ensured by time-division multiplex circuit arrangements operating in isochronous fashion, which feed the signal associated with the error signal to only one group of filter sections or connect only one group to the filter output in each time section and operate another group accordingly in the next time section. The filter sections are divided into n groups, where n is the ratio of the sampling frequency to the bit rate. Accordingly, the time-division multiplex circuit arrangements, which are shown for the sake of simplicity as rotary switches 55 and 56, have n different switching states and are switched forward in the sampling clock. Since, as mentioned, the word repetition frequency of the signal associated with the error signal is equal to the sampling clock frequency, this means that each filter section is not operated in the sampling clock as usual, but in the bit clock. The individual filter sections therefore have n times the time to carry out their arithmetic operations, i.e. a clock period of the transversal filter is equal to a bit period and not a sampling period. As a result, the delay time of the delay elements 50 is selected so that it is equal to one bit period and is indicated by Z ~ n.

Von der Herabsetzung der Taktfrequenz im Tran versalfilter ist die Taktfrequenz des Rekursivfilters nicht betroffen. Diese ist in jedem Falle gleich der Abtasttaktfrequenz. The clock frequency of the recursive filter is not affected by the reduction of the clock frequency in the transversal filter. In any case, this is equal to the sampling clock frequency.

Es sei noch darauf hingeweisen, dass die Zeitmultiplex-Ar-beitsweise des Transversalfilters unabhängig davon ist, ob die oben erläuterte Differenzbildung der Abgriffssignale vorgenommen wird oder nicht. Diese Zeitmultiplex-Schaltungsanord-5 nungen 55 und 56 können daher auch bei Transversalfiltern nach dem Stand der Technik eingesetzt werden, wenn ein ope-rationssparender Betrieb erwünscht ist. It should also be pointed out that the time division multiplex mode of operation of the transversal filter is independent of whether or not the above-mentioned differentiation of the tap signals is carried out. These time-division multiplex circuit arrangements 55 and 56 can therefore also be used in transversal filters according to the prior art if an operation-saving operation is desired.

Nachstehend wird noch ein Ausführungsbeispiel der Nachstellschaltungen 25 aus den bisher beschriebenen Figuren anhand der Fig. 6 erläutert. An exemplary embodiment of the adjustment circuits 25 from the figures described so far is explained below with reference to FIG. 6.

Wie bereits erwähnt, verarbeiten die Nachstellschaltungen Korrelationsprodukte Xn_j • en, wobei en der Wert des mit dem Fehlersignal verknüpften Signales und X„_j der Wert des damit ls zu multiplizierenden Signals ist. Diese Korrelationsprodukte Xn_j • en addiert ein Akkumulator 60 über G Taktintervalle auf, wobei G eine geeignete vorgegebene Zahl ist. Nach dieser Anzahl von Taktintervallen wird der Akkumulator 60 wieder auf Null gestellt und sein zuvor berechnetes Ergebnis, Korrela-20 tionssumme genannt, von einem Multiplizierer 61 übernommen. Dieser multipliziert die Korrelationssumme mit einem Faktor 2—p, wobei ß eine natürliche Zahl ist. Die Multiplikation, die eigentlich eine Division ist, lässt sich infolge der Binärdarstellung der Korrelationssumme durch eine einfache Schie-25 beoperation der Korrelationssumme um ß Stellen bewerkstelligen. Als Ergebnis erhält man den Nachstellwert Aq des Filterkoeffizienten, der schliesslich in einem Akkumulator 62 zum gerade vorhandenen Wert qi des Koeffizienten addiert wird, damit der darauffolgende Wert qj+i gemäss qi + i = qi + Aq ge-30 bildet wird. Der Akkumulator 62 hat einen weiteren Eingang, an dem der Anfangswert qo eingegeben wird. Somit werden in den Nachstellschaltungen die Koeffizienten in Intervallen von G Taktperioden iterativ nachgestellt. As already mentioned, the adjustment circuits process correlation products Xn_j • en, en being the value of the signal associated with the error signal and X "_j being the value of the signal to be multiplied thereby. An accumulator 60 adds up these correlation products Xn_j • en over G clock intervals, G being a suitable predetermined number. After this number of clock intervals, the accumulator 60 is reset to zero and its previously calculated result, called the correlation sum, is taken over by a multiplier 61. This multiplies the correlation sum by a factor 2-p, where ß is a natural number. The multiplication, which is actually a division, can be achieved as a result of the binary representation of the correlation sum by a simple shift operation of the correlation sum by ß digits. The result obtained is the readjustment value Aq of the filter coefficient, which is finally added to the currently existing value qi of the coefficient in an accumulator 62, so that the subsequent value qj + i is formed according to qi + i = qi + Aq ge-30. The accumulator 62 has a further input at which the initial value qo is entered. The coefficients are thus iteratively adjusted in the adjustment circuits at intervals of G clock periods.

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5 Blätter Zeichnungen 5 sheets of drawings

Claims

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1.Device for connecting a source and a sink to a two-wire line for duplex transmission of digital messages in the same procedure with a hybrid circuit and with an adaptive digital filter that derives from the source signal a compensation signal for suppressing the interference signal, which is caused by the source signal in the sink signal , wherein the coefficients of the adaptive digital filter are iteratively adjusted depending on an error signal representing the non-suppressed portion of the interference signal, and wherein the adjustment values for adjusting the individual filter coefficients are equal to a function of a sum of correlation products formed by a predetermined number of clock intervals Multiplication of signals derived from tap signals of the digital filter are formed with a signal linked to the error signal, characterized in that the adaptive digital filter (10) au s the parallel connection of an adaptive digital transversal filter (11) and an adaptive digital recursive filter (12), the sum of their output signals (A, B) being the compensation signal.

2. Device according to claim 1, characterized in that the recursive filter (12) consists of two filter sections, the one filter section containing a recursive loop (21, 22, 23), which delays its output signal by one clock period (22), with a multiplies (24) the first variable coefficient (24) and adds it to its input signal, and the other filter section includes a multiplier (24) which multiplies its input signal by a second coefficient (b) that is used to form the readjustment value of the first coefficient ( a) signal to be multiplied by the signal associated with the error signal (26, 41) is derived from the output signal of the recursive filter (12) so that the signal to be used to form the readjustment value of the second filter coefficient (b) is multiplied by the signal associated with the error signal ( 27, 40) signal is derived from the output signal of one filter section (21, 22, 23), and that in the transversal filter (11) and in Recursive filter (12) is the mentioned function of the sum of correlation products (X "_j • en) this sum multiplied by 2 - p, where ß is a natural number (Fig. 2, 3, 6).

2nd

PATENT CLAIMS

3. Device according to claim 2, characterized in that in the recursive filter (12) the tap signals used to form the coefficient readjustment values are delayed in each case in delay stages (28, 32, 42) by j clock periods of the transversal filter (11), j the degree of filtering of the transversal filter (11).

4. Device according to claim 3 or 2, characterized in that in the recursive filter (12) the filter section with the recursive loop (21, 22, 23) is connected upstream of the filter section with the multiplier (24), and that the signal associated with the error signal is the error signal digitized in an analog-digital converter (13) (FIG. 2).

5. Device according to claim 3 or 2, characterized in that in the recursive filter (12) the tapping signals used to form the coefficient adjustment values pass through a difference former (43, 44) which delays by one clock period of each of the successive digital values (44 ), previous digital value subtracted (43) (Fig. 3).

6. Device according to claim 5, characterized in that the signal associated with the error signal is the sign signal (49) of the time derivative (48) of the error signal.

7. Device according to claim 5 or 6, characterized in that in the recursive filter (12) the filter section with the recursive loop (21, 22, 23) is connected downstream of the filter section with the multiplier (24), that the difference images (43, 44) as the tapping signal of the recursive filter (12) processes its output signal and that the difference between two successive digital values is the signal that is to be multiplied (40) by the signal associated with the error signal to form the readjustment value of the second coefficient (b) and of which the to form the readjustment value of the first coefficient by the signal to be multiplied (41) associated with the error signal (FIG. 3).

8. Device according to claim 3 or 7, characterized in that the signal derived from the output of the recursive filter (12) passes through a recursive filter loop (29, 30, 32; 45, 46, 47), the output signal of which for forming the readjustment value of the first Coefficient (a) is to be multiplied by the signal associated with the error signal (26, 41), and that the value of the first filter coefficient (a) is used as the filter coefficient of this recursive filter loop (FIGS. 2, 3).

9. Device according to one of claims 5 to 7, characterized in that in the transversal filter (11) the signals derived from the tap signals are each the differences (54) of two tap signals occurring at adjacent taps (Fig. 4).

10. Device according to one of the preceding claims, characterized in that a signal with the same link to the error signal as in the recursive filter is used in the transversal filter (Fig. 2, 3).

11. Device according to one of the preceding claims, characterized in that the transverse filter (11) and the recursive filter (12) are operated in time with a scanning and holding element (8) switched on in the sink branch.

12. Device according to one of claims 1 to 10, characterized in that the transversal filter (Fig. 5) is operated in the bit clock of the source (1) and the sink (2), whereas the recursive filter (12) in the clock one in Senkenzweig switched scanning and holding member (8) is operated.

13. The device according to claim 12, characterized in that in the transversal filter (11), the filter sections are divided into n different groups, where n indicates the number of samples per bit that a first time-division switching arrangement (56) is present, which is in the Sampling clock connects the signal associated with the error signal to another of the n groups, that a second time-division multiplex circuit arrangement (55) is present, which connects another of the n groups to the output of the transversal filter in the sampling clock and that the two time-division multiplexing circuit arrangements are operated isochronously (Fig. 5).