CH640986A5 - Procede de commande d'un moteur electrique en boucle ouverte. - Google Patents
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Description
La présente invention a pour but un procédé de commande en boucle ouverte pour les moteurs pas à pas et assimilables.
L'invention vise également à résoudre certains problèms posés par les systèmes de commande en boucle ouverte des moteurs pas à pas pour les rendre compétitifs avec des systèmes plus coûteux et plus sophistiqués commandant en boucle fermée des moteurs pas à pas ou des servo-moteurs à courant continu.
Le procédé selon l'invention est défini par la revendication 1.
L'invention permet par exemple la réalisation d'une imprimante peu coûteuse qui assure cependant une excellente qualité d'impression, par exemple une imprimante série à impact dont l'élément d'impression est positioné sans oscillations au moment de la frappe.
Les dessins annexés représentent à titre d'exemple non limitatif un mode de réalisation du dispositif selon l'invention.
La figure 1 est une représentation schématique d'un moteur pas à pas qui peut être commandé selon le procédé de l'invention.
La figure 2 est un graphique type d'une caractéristique de couple statique.
La figure 3 est un graphique de la période d'oscillation en fonction de l'amplitude.
La figure 4A est un graphique qui illustre des caractéristiques correspondant aux équations (2) et (3) de la description détaillée.
La figure 4B est un graphique donnant l'erreur maximale en fonction de l'amplitude d'oscillation.
La figure 5A-1 est un graphique illustrant les positions respectives du champ et du roteur pour une accélération/décélération en une étape.
La figure 5A-2 est un graphique illustrant les vitesses respectives du champ et du rotor pour une accélération/décélération en une étape.
La figure 5B-1 est un graphique illustrant les positions respectives du champ et du rotor pour une accélération/décélération en deux étapes.
La figure 5B-2 est un graphique illustrant les vitesses respectives du champ et du rotor pour une accélération décélération en deux étapes.
La figure 6 est un schéma synoptique d'ensemble d'un dispositif de mise en œuvre du procédé de commande.
La figure 7 est un schéma synoptique de la logique de décision de la figure 6.
Les figures 8A-8E sont des graphiques illustrant les vitesses de déplacement obtenus dans différents cas.
La figure 9A est un graphique obtenu par la méthode empirique qui est une partie d'un procédé selon l'invention.
La figure 9B représente la distribution de courant complète qui est déduite du graphique de la figure 9A.
La figure 10 est une vue en perspective schématique de l'appareil qui permet d'obtenir les courbes des figures 9A et 9B.
La figure 1 illustre schématiquement un moteur pas à pas tétrapolaire à réluctance variable dont le pas élémentaire ou incrément angulaire est de 15°. L'invention n'est évidemment pas limitée à ce mode de réalisation et s'applique aussi bien aux moteurs pas à pas à aimants permanents qu'aux moteurs à réluctance variable. Il est en outre évident que le nombre de phases et la valeur du pas ne sont pas limités aux valeurs mentionnées.
Le moteur de la figure 1 comporte un rotor 10 tournant dans un stator 12. On voit que le rotor comporte une série de dents 14,16,18,20,22 et 24. Le stator forme une série de pôles 26,28,30,32,34,36,38 et 40 qui sont partagés entre les types nord et sud. Ces pôles portent des enroulements individuels 42,44,46,48, 50, 52, 54 et 56. La disposition des pôles et des dents est telle que seul un nombre restreint de dents peuvent être alignées avec des pôles à un instant donné. Dans l'exemple de la figure 1, la dent 22 est alignée ^vec le pôle 32 et la dent 16 est alignée avec le pôle 40. Lorsque le rotor tourne, d'autres combinaisons de dents et de pôles deviennent alignées.
Avec des modèles mathématiques appropriés, on peut démontrer que le couple statique est une fonction approximativement sinusoïdale du déplacement angulaire du rotor lorsqu'une seule paire d'enroulements est excitée (figure 2). Ce résultat bien connu a été vérifié pour les moteurs â aimants permanents et à réluctance variable. Ceci peut être exprimé de la manière suivante:
tH—t max. sin 0e formule dans laquelle:
xmax est le couple de maintien retenant le rotor dans l'une de ses positions stables et dépend du courant d'excitation.
0e est l'angle électrique défini par Oe = NR • 0m si NR est le nombre de dents du rotor et 0m l'angle que fait le rotor par rapport à la position stable considérée.
Dans le cas où deux phases adjacentes A et B sont excitées par des courants respectifs IA et IB, le couple obtenu est:
t=-xA sin 0e-tb sin (0e + 90°)
= - Vta2+^ b2 sin (0e + arctg Tb/ta> ( 1 )
Ainsi, l'excitation simultanée de deux phases a pour effet de déplacer la position stable et d'augmenter le couple de maintien. Cependant, le couple reste une fonction sinusoïdale du déplacement du rotor.
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On va maintenant étudier la caractéristique d'oscillation du rotor d'un moteur dont le pas angulaire est 0o. Si le rotor est écarté de sa position stable d'un angle a < 0o, il est soumis à un couple de rappel qui est une fonction sinusoïdale de 0m. L'oscillation du rotor est donc exactement la même que celle 5 d'un pendule. (Voir par exemple «Introduction to Elliptic Functions» de Frank Bowman, page 27, Dover 1961). On peut écrire en négligeant les frottements:
initiale est ©] pas/s. Le champ tourne à une vitesse constante ©2 qui peut être plus ou moins grande que © ]. Ces hypothèses sont exprimées par les relations suivantes:
0r (0) = 0 0/ (0) = ca,
0f(O) = O 0f' (t) = ö>2
La solution de l'équation suivante du mouvement du rotor:
0m (t) = 2 arcsin (sin a /2 sn co0t)
(2)
0r" (t)+q20 [0r (t) - 0f (t)] = o en posant ©0 = 2 n fo, si fo est la fréquence de résonance pour les petits angles.
sn u désigne la fonction elliptique de u, c'est-à-dire que si x=sn u, ona est
ôr (t) = —k—— sinQ0t+©2t
"n
(4)
U =
dt o l/(l-t2)(l-k¥)
20
k=sin a/2 est le module de la fonction elliptique. L'équation (2) caractérise le mouvement périodique du rotor. La période complète T est donnée par la formule ©0T = 4K, K étant l'intégrale définie:
K=
P 1 dt
0 i/ô^TÏÏ^PF)"
dans cette équation, £20=2itfo est la fréquence angulaire d'oscillation en radians/s pour des angles relativement grands (mais tout de même inférieurs à un pas complet). Le
2JQ
rapport^ 'est celui de la figure 3.
Le premier terme du membre de droite de l'équation (4) est de nature oscillatoire et le second terme est simplement l'expression de la rotation du champ 0f (t). En résumé, on peut dire que le rotor «suit» le champ du stator en oscillant de part et d'autre de sa position d'équilibre. L'amplitude de cette oscillation est (©i - ffl2)/fi0 pas. Cette amplitude doit rester inférieure à un pas, ce qu'exprime la condition suivante:
30
O] — ©2 <£S0
(4A)
En examinant l'équation (2), on voit que le mouvement du rotor peut être représenté avec une très bonne approximation par l'équation:
35
En différentiant l'équation (4) par rapport à t, on obtient: 0/ (t) = (©! - ©2) cos Q„t+©2 (5)
0m(t) = a sin (tc/2K) ©0t
Cette équation est évidemment celle du mouvement harmonique simple. La pulsation a été réduite de ©0 à (7t/2K)©0. 40 Le graphique de la figure 3 donne les variations du rapport
7C
K/2 . Comme on pouvait s'y attendre, l'équation (3) est exacte lorsque a est petit. Lorsque a augmente, l'erreur évolue selon la courbe de la figure 4B. On voit qu'elle reste de toute 45 manière très faible.
Dans tous les cas pratiques, l'angle d'avance du champ (décalage angulaire entre le rotor et le champ) ne dépasse pas un pas du moteur (a = 0o). Le mouvement harmonique simple donne donc des résultats suffisamment précis pour le but re- 50 cherché.
Un autre aspect à examiner est la rotation uniforme du champ. On suppose qu'il est possible d'exciter séquentiellement les enroulements du stator de telle manière que le champ résultant tourne comme celui d'un moteur à induction poly- 55 phasé. On fait en outre les hypothèses suivantes:
1) le champ tourne à vitesse constante,
2) l'intensité du champ reste constante.
Dans ces conditions, on peut s'imaginer que le rotor est tiré par un ressort dont l'autre extrémité décrit une trajectoire 60 circulaire à vitesse constante. Suivant la démonstration précédente, on peut admettre que le rotor est animé d'un mouvement harmonique simple tant que le décalage entre le rotor et le champ reste faible. Dans l'analogie du ressort, cela revient à dire que la constante d'élasticité ne varie pas. Il est donc rela- 65 tivement simple d'exprimer le mouvement du rotor.
On admet qu'à l'origine des temps t = 0, la position du rotor coïncide avec celle du champ et que sa vitesse angulaire
à l'instant t= 7t/Q0, la position et la vitesse du rotor sont re-(3) spectivement:
0r (rc A,) = 0f (ti/Qo) = 7i©2/Q0
0/ (7t/fl0) = 2ff>2-Cû1
(6)
(7)
Ainsi, au point milieu du cycle de résonance, le rotor a non seulement une position coïncidant avec celle du champ, mais en plus sa vitesse est passée de ©1 à 2©2 - ©j (variation nette: 2(©2-©[)).
Méthode de commande marche-arrêt en demi-onde
Pour faire accélérer un moteur pas à pas à partir de l'arrêt complet, le champ appliqué tourne à ©2 pas/s, ©2 < O0. A la fin de la moitié de la période de résonance t = 7t/Q0, la vitesse du rotor est 2©2 (©, = 0 dans l'équation (7)). Si maintenant la vitesse du champ est commutée de ©2 à 2© 2 à cet instant précis, le rotor se trouve «accroché» ou synchronisé par le champ et tourne à vitesse constante. En pratique, pendant ce mouvement à vitesse constante, le rotor peut être légèrement en retard sur le champ, compte tenu de la faible énergie nécessaire pour compenser les pertes dues aux frottements. A la fin du mouvement à vitesse constante, la vitesse du champ est à nouveau commutée et redevient ©2, de sorte que le rotor prend de l'avance. Après une demi-période de résonance, le rotor s'immobilise complètement (©, = 2©2 dans l'équation (7)). A ce moment précis, le champ est aligné avec le rotor et il suffit d'interrompre sa rotation pour que le mouvement du rotor s'arrête sans oscillation. La figure 5A montre cette caractéristique d'accélération-décélération en une étape.
Si l'on veut atteindre une vitesse maximale supérieure à i20, l'accélération contrôlée ne peut se faire en une seule demi-
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période. Le rotor doit alors être accéléré d'un pas à chaque de- les résistances 164,172 et 132, fournit un courant correspon-mi-période. Autrement dit, le rotor accélérera de 0 à 2cöa pen- dant à l'enroulement 156 de la phase A. Le potentiel du point dant la première demi-période (vitesse du champ: ©a), puis de de jonction des résistances 164 et 172 est proportionnel au 2coa à 2œb pendant la seconde demi-période (vitesse du courant qui parcourt l'enroulement et l'amplificateur opéra-
champ: œa + œ b), et ainsi de suite. Il faut évidemment que la 5 tionnel 140, du fait de ses propriétés intrinsèques, maintient ce décélération se fasse aussi par paliers. La figure 5B représente courant à une valeur directement proportionnel à la sortie du une caractéristique d'accélération-décélération en deux convertisseur 124. Les techniques actuelles d'intégration à
étapes. grande échelle permettent de regrouper tous les composants
Il est donc clair que le contrôle total du mouvement du ro- qui sont à gauche des convertisseurs sous la forme d'un mi-tor suppose que le champ tournant du stator ait les propriétés i0 croprocesseur unique.
suivantes: Le fonctionnement d'un tel système ressort clairement de
1) Vitesse constante, mais commutable (constante par pa- sa description détaillée. On notera cependant que le compteur liers) modulo N divise la sortie de l'oscillateur à quartz 90 par un
2) Rigidité ou rapport couple/décalage constant: x/0 = Cte certain nombre fixé par la logique de décision 84 et fournit si 0 est l'angle de décalage entre le champ et le rotor. 15 donc une horloge à fréquence variable sur la ligne 94.
La figure 6 illustre un système répondant à ces conditions. La figure 7 est un schéma synoptique de la logique de déci-Le système reçoit des ordres de mouvement d'un circuit d'en- sion 84. Chaque ordre reçu sur la ligne d'entrée 82 indique trée 80 qui peut être un ordinateur, une mémoire ou tout autre une nouvelle position du moteur et de sa charge mécanique, dispositif analogue. Ces ordres sont appliqués par une ligne L'information de nouvelle position est directement chargée d'entrée 82 à une logique de décision 84 qui est reliée par des 20 dans un circuit soustracteur 400 qui reçoit également à son lignes 86 à un compteur «modulo N» 88. Un oscillateur à entrée négative l'information d'ancienne position contenue quartz 90 fournit une fréquence constante au compteur 88 par dans un compteur 402. La sortie du soustracteur est appliquée une ligne 92. Le compteur 88 est lui-même relié par une ligne par des lignes 406 à une logique combinatoire de complémen-94 à un compteur réversible 96 dont le sens de comptage est tarité 408 qui est reliée par une ligne 410 à un registre d'incré-commandé par le circuit de décision 84 par une ligne 98. Le 25 ment 412 et par une ligne 414 à une bascule bistable 416. Un circuit de décision 84 sera décrit en détail en regard de la fi- signal d'échantillonnage transmis par une ligne d'entrée 418 gure 7. est appliqué par une ligne 420 à la bascule 416 et par une ligne
Le compteur 96 fournit des signaux d'adressage sur des li- 422 au registre 412. La ligne 418 aboutit à un compteur de pas gnes 100,102,104 et 106 à des mémoires mortes 108,110,112 restants 424 qui reçoit également par une ligne 426 la sortie de et 114. Ces mémoires sont reliées par des lignes 116,118,120 30 la logique combinatoire 408. Un signal de mise à jour trans-et 122 à des convertisseurs numérique-analogique 124,126, mis par des lignes 428,430 et 432 est appliqué simultanément 128 et 130. au compteur d'ancienne position 402 et au compteur d'incré-
Les sorties analogiques des convertisseurs 124-130 sont ments 424.
reliées par des résistances 132,134,136 et 138 à des amplifica- La sortie du compteur 424 est appliquée par une ligne 434 teurs opérationels 140,142,144 ez 146. Ces amplificateurs 35 à une logique combinatoire de sélection de vitesse 436 qui reopérationnels sont associés à des amplificateurs de puissance çoit également la sortie du registre d'incrément 412 par des li-148,150,152 et 154 qui alimentent respectivement les enrou- gnes438.
lements de phase A, B, C, D, 156,158, 160 et 162. Comme in- La bascule 416 fournit le signal de sens de rotation sur une diqué précédemment, l'invention n'est aucunement limitée à ligne 440. La logique de sélection de vitesse 436 possède cinq ce nombre de phases. 40 lignes de sortie 440,442,444,446 et 448 correspondant res-
Des résistances détectrices 164,166,168 et 170 sontinter- pectivement à des vitesses V, 2V, 3 V, 4V et 8V, comme expli-calées entre les enroulements 156,158,160 et 162 du moteur et qué plus loin.
la masse électrique. Les points communs de ces résistances et Le circuit de la figure 7 correspond à une application pra-des enroulements sont reliés aux entrées des amplificateurs tique dans laquelle la charge mécanique du moteur pas à pas opérationnels associés par des résistances de réaction, respec- 45 est une boule d'impression du type IBM avec 22 caractères sur tivement 172,174,176 et 178. chaque rangée horizontale. La boule constitue la charge mé-
Les ordres appliqués à l'entrée de la logique de décision 84 canique rotative d'un moteur pas à pas à réluctance variable définissent la future position finale de l'axe du rotor. La logi- qui tourne par incréments de 15°, soit au total 24 positions que de décision conserve en permanence la position actuelle stables par tour.
de l'axe du rotor et peut donc déterminer le sens de rotation 50 Les figures 8 A à 8E illustrent les différents profils de vi-du moteur et le «profil de vitesse» à utiliser. tesse du champ correspondant à tous les mouvements incré-
Quand le profil de vitesse a été choisi, il est simple de dé- mentiels possibles. Pour cette application, la logique de déci-terminer la vitesse angulaire du champ tournant du stator à sion de la figure 7 fonctionne de la manière suivante.
partir des graphiques des figures 5A ou 5B. Ainsi, la logique Le compteur d'ancienne position 402 est par exemple un de décision applique un signal de sélection de vitesse au comp-55 compteur réversible à 5 bits. Son contenu représente la posi-teur à module variable 88 pour qu'il fournisse la fréquence tion instantanée du rotor dont les positions utiles peuvent être d'horloge désirée. Ce signal d'horloge (dont la fréquence re- numérotées par exemple de 0 à 21 dans le sens des aiguilles présente la vitesse du moteur) est appliqué au compteur rêver- d'une montre.
sible 96 dont le sens de comptage est déterminé par un signal Le soustracteur 400 détermine la différence entre deux va-
de la logique 84. La sortie du compteur 96 est un code numéri-60 leurs numériques dont l'une indique la nouvelle position à at-que utilisable pour adresser les mémoires mortes 108-114. teindre et dont l'autre indique la position actuelle. Cette diffé-Ces mémoires contiennent la définition des distributions de rence peut être représentée sous la forme d'un nombre à 6 bits courant en fonction du temps (IA, IB, Ic et ID) qui définissent à plus un signe positif ou négatif. L'emploi d'une logique com-chaque instant la valeur instantanée des courants qui parcou- binatoire de complémentarité 408 simplifie le traitement du rent les enroulements du stator. Par exemple, la sortie de la 65 nombre à 6 bits, muni d'un signe, reçu du soustracteur 400. mémoire 108 est transformée en une tension analogique par le Par exemple, « - 21» indique une rotation de 21 positions en convertisseur 124. La boucle de sortie comprenant l'amplifi- sens inverse des aiguilles d'une montre, mais le même résultat cateur opérationnel 140, l'amplificateur de puissance 148 et final peut être obtenu par une rotation d'une position dans le
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sens des aiguilles d'une montre. De ce fait, tous les nombres qui sortent de la plage - 10 à +11 (pour une tête à 22 positions dont le 0) sont remplacés par leur complément à 22 de-signe inverse.
La bascule 416 est positionnée d'après le bit de signe du nombre contenu dans la logique 408. Son état détermine le sens de la rotation du moteur (plus précisément le sens de comptage du compteur réversible 96 de la figure 6).
Le registre d'incrément 412 reçoit le nombre fourni par la logique 408 et le conserve pendant toute la durée du mouvement. Le contenu de ce registre indique donc le nombre total de positions ou de pas dont le moteur doit tourner dans un sens ou dans l'autre.
Le compteur de pas restants 424 est initialement chargé avec le même nombre que le registre d'incrément 412. Cependant, au fur et à mesure de la rotation du moteur, les impulsions de mise à jour fournies par le compteur 88 de la figure 6 sont décomptée du contenu du compteur 424 qui indique donc en permanence le nombre de pas restant à effectuer pour le mouvement en cours.
La logique combinatoire de sélection de vitesse 436 reçoit les contenus respectifs du registre d'incrément 412 et du compteur de pas restants 424 et les compare pour sélectionner l'un de cinq signaux de vitesse V, 2V, 3V, 4V ou 8V. Par exemple, pour un mouvement de cinq pas au total, lorsque le moteur achève le second pas, la logique 436 sélectionne pour le troisième pas la vitesse 8V qui est huit fois plus grande que la vitesse de base V. Un signal correspondant est donc appliqué à la ligne de sortie 448.
La figure 6 représente également des distributions des courants d'excitation qui sont appliquées aux enroulements des phases du moteur. Les informations qui définissent ces formes sont contenues dans les mémoires 108,110,112,114 et la manière de les obtenir va maintenant être expliquée.
Les figures 5A-1 et 5A-2 sont des graphiques en fonction du temps des phases d'accélération et de décélération pour un mouvement d'un seul pas. Sur le graphique de la figure 5A-1, les ordonnées 202 représentent la position angulaire 0 du rotor et sur le graphique 5A-2, les ordonnées 218 représentent la vitesse angulaire 0' du rotor. On notera que la durée du mouvement se décompose en trois phases: accélération, rotation à vitesse constante et décélération.
Pendant la phase d'accélération, le champ tourne à une vitesse constante oo2 et la position du rotor (courbe 204) est en retard sur celle du champ (courbe 206). Pendant la première moitié de la phase, le rotor tourne moins vite (courbe 222) que le champ (droite 220), mais au point milieu 224, la vitesse du rotor devient égale à celle du champ. Pendant la seconde moitié de la phase, le rotor continue d'accélérer (courbe 226) car sa position (courbe 204) est toujours en retard sur celle du champ (droite 206). Cet état de choses dure jusqu'à la fin de la période d'accélération et au point 228, la position du rotor rattrape celle du champ. A cet instant, la vitesse du rotor est exactement le double de celle du champ, soit 2(ö2.
Au point 228, la vitesse du champ est commutée à 2©2, ce qui marque le début de la phase de rotation à vitesse constante du rotor et du champ qui sont pratiquement en synchronisme, comme indiqué par les courbes de position 208 et 230.
La rotation à vitesse constante se termine à l'instant où la vitesse du champ est commutée de 2ra2 à co2, de sorte que la position 210 du rotor est maintenant en avance sur celle du champ qui produit un effet de freinage. Le rotor ralentit selon la courbe 212, mais conserve une vitesse supérieure à celle du champ jusqu'au point milieu 234 de la phase de décélération. Après ce point, la vitesse du rotor (courbe 236) devient inférieure à celle du champ, mais la décélération se poursuit car la position du rotor est toujours en avance sur celle du champ (courbes 210 et 209). Cet état de choses dure jusqu'à la fin 238
de la phase de décélération qui marque l'arrêt complet du rotor. C'est à cet instant que le champ, qui tourne toujours à la vitesse constante ©2, rattrape la position du rotor. L'arrêt ainsi obtenu est progressif et exempt de toute oscillation, s Les courbes des figures 5 A-1 et 5 A-2 conviennent pour les cas des figures 8A, 8B, 8C, 8D et 8E. Cependant, dans les quatre premiers cas, il n'y a pas de période de rotation à vitesse constante, c'est-à-dire que les phases d'accélération et de décélération se suivent sans transition.
io L'accélération et décélération maximales sur un pas sont limitées par le fait que la vitesse du rotor ne peut varier trop rapidement au cours d'une demi-période de résonance. En d'autre terme, la vitesse du champ ©2 pendant l'accélération doit respecter l'inégalité (4A) qui devient dans ce cas: i5 ©2 < £20,£20 étant la vitesse angulaire de résonance du rotor, c'est à dire 2tu/T si T est la période de réconance mesurée.
Cependant, pour atteindre des vitesses de rotor plus élevées, on peut étaler les phases d'accélération et de décélération sur plusieurs pas. Par ce moyen, le rotor accélère et décélère 2o graduellement à chaque pas en respectant constamment l'inégalité 4A. A titre d'exemple, les figures 5B-1 et 5B-2 illustrent une accélération et une décélération en deux étapes. On notera que pendant le première phase d'accélération, le champ tourne à une vitesse constante ©a et atteint 2©a à la fin de la 25 phase. Pendant la seconde phase d'accélération, le champ tourne à une vitesse constante ©a+©b et atteint une vitesse de 2(©a + ©b)-2©a = 2ab à la fin de la phase (équation 7). Les phases de décélération s'enchaînent de la même manière, mais en ordre inverse.
30 On voit sur le graphique de la figure 5B-2 que la vitesse du champ présente deux paliers 250 et 252 avant d'atteindre sa vitesse maximale qui est également celle du rotor correspondant au palier 254. Pendant la décélération, la vitesse du champ présente également deux paliers 256 et 258 pendant 35 lesquels le rotor décélère progressivement jusqu'à l'immobilisation complète atteinte au point 260. Pendant toutes ces phases d'accélération et de décélération, la courbe représentant la vitesse du rotor coupe en son milieu la droite représentant la vitesse constante du champ, ce qui assure des accélérations et 40 des décélérations maximales jusqu'à l'arrêt complet du rotor sans oscillations ni dépassements.
Il reste à démontrer que pour un moteur tétraphasé à aimants permanents ou à réluctance variable, il existe un pro-45 fil de courant unique 1(0), avec 0=cot, qui produit un champ d'intensité uniforme tournant à une vitesse constante 2co/n pas (pas mécanique par seconde) en posant:
IA (t) = I(rat), courant d'excitation de la phase A IB (t) = I (cot—7r/2), courant d'excitation de la phase B 50 Ic (t) = I (cot—tc), courant d'excitation de la phase C ID (t) = I(cot-3 7i2), courant d'excitation de la phase D.
La forme du courant 1(0) est difficile à prévoir car la relation couple/courant devient très complexe lorsque la matière ferromagnétique est portée à saturation par le champ magné-55 tique. On peut cependant déterminer empiriquement 1(0) par la méthode suivante:
1) Exciter l'enroulement de la phase A avec le courant nominal maximal en laissant les phases B, C et D en circuit ouvert. Mesurer la rigidité du rotor et noter sa position stable. 60 2) Appliquer un courant d'intensité faible et arbitraire à la phase B et réduire le courant de la phase A d'une quantité faible et arbitraire, pas nécessairement égale à celle de la phase B. Dans ces conditions, la position d'équilibre du rotor est décalée de À0 (au plus 5 à 10% d'un pas complet) par rapport à 65 la valeur précédemment notée.
3) Régler les courants dans les deux enroulements (A et B) jusqu'à ce que la rigidité du rotor soit la même que celle de l'opération 1 et vérifier que le décalage A0 de la position
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stable n'a pas changé. Noter les courants d'excitation IA (À0) et IB(À0).
4) Répéter les opérations 2) et 3) pour d'autres décalages 2A0,3À0, etc jusqu'à ce que IA = IB. A ce moment, la position d'équilibre du rotor doit être décalée d'un demi-pas par rapport à sa position initiale (figure 9A).
5) Construire la courbe I (0) d'abord en reliant IA(0) et IB(0), puis en prolongeant symétriquement la courbe ainsi obtenue (figure 9B).
Dans ce qui précède, on a mentionné la «rigidité» du rotor. Cette grandeur est le couple mesuré en unités appropriées (par exemple g-cm/°) nécessaire pour déplacer mécaniquement le rotor sur un angle représentant par exemple 0,7 pas du moteur.
Sur les figures 9A et 9B, les abscisses 300 représentent les degrés de rotation et les ordonnées 302 représentent les intensités en unités appropriées. A chaque stade du processus, deux mesures sont faites en commençant avec un faible courant dans la phase B et un courant maximal dans la phase A. Les deux courbes finissent par se couper en 304 et les mesures sont terminées. La figure 9B montre comment on peut prolonger symétriquement le courbe 306 pour obtenir la partie manquante 306' de la courbe 1(0). De même, par symétrie autour de l'axe des ordonnées, on obtient l'autre moitié 310 de la courbe qui correspond aux phases associées A et B. En procé-5 dant de même pour les autres phases, on obtient les distributions de courant «en cloche» représentées en haut de la figure 6, qui sont enregistrées de manière permanente dans les mémoires mortes 108,110,112 et 114. Ces distributions sont sélectionnées d'après les ordres de positionnement. La vitesse io est commandée par la fréquence de sortie du compteur modulo N88, comme décrit précédemment.
La méthode de mesure qui permet d'obtenir les profils de courant des figures 9A et 9B, peut être pratiquée à l'aide de l'appareil de la figure 10. Un cadran gradué 322 est fixé au îs corps du moteur pas à pas 320 et une aiguille 324 est fixée à l'axe 326 du moteur. La charge mécanique 328, qui est normalement entraînée par le moteur, peut être remplacée pour les mesures par un dynamomètre 330. Le dynamomètre comporte un index fixe 332 monté sur son cadran 334, et une 20 aiguille mobile 336 qui fournit les mesures permettant d'obtenir les courbes illustrées sur les figures 9 A et 9B.
C
7 feuilles dessins
Claims (4)
1) on ne peut pas obtenir simultanément une grande vi- distingue fondamentalement de celle de la présente invention, tesse et une résolution satisfaisante; 55 Dans l'exemple décrit, les tensions de référence doivent être
1. Procédé pour commander en boucle ouverte des dépla- l'opération de déplacement du rotor (fig. 9A) et d'ajustement cements et des positions d'un élément mobile (10) d'un mo- des courants d'excitation (308) est interrompue dès que les teur électrique, l'élément mobile étant entraîné par couplage courants deviennent égaux (304), le reste de la courbe (308) de magnétique avec un élément statique (12) à enroulements du s chaque courant étant constitué par une courbe symétrique de moteur, plusieurs distributions de champs magnétiques de la courbe (306) de l'autre courant.
l'élément statique définissant des positions fixes ou fonctions 8. Dispositif pour la mise en œuvre du procédé de la revendu temps, dans lesquelles l'élément mobile entraîne est en dication 1, comprenant des moyens de commande d'un mo-équilibre, caractérisé en ce qu'on détermine les distributions teur pas-à-pas constitué d'un stator (12), d'un rotor (10) et de courant (308) à fournir aux enroulements pour obtenir ces 10 d'enroulements statoriques (42-56) pour faire tourner le rotor distributions de champs magnétiques, on met en mémoire entre plusieurs positions d'équilibre, caractérisé en ce que les-(108,110,112,114) ces distributions de courant, chacune ca- dits moyens de commande comprennent des mémoires ractérisée par un code correspondant et qu'on commande les (108-114) destinées à contenir des distributions de courants déplacements et les positions de l'élément mobile (10) en ap- pour fournir des courants aux enroulements afin de créer un pliquant, grâce au code correspondant et au travers de la mé- 15 champ tournant qui entraîne le rotor (10) d'une position moire, ces distributions de champs magnétiques à l'élément d'équilibre initiale fixe à une position d'équilibre finale fixe, statique du moteur. les mémoires étant destinées à fournir pendant la phase d'ac-
2) avant de s'immobiliser, le rotor est affecté par des oscil- définies avec trois chiffres significatifs, ce qui nécessite les lations ou des battements; techniques coûteuses. De plus, il est explicitement mentionné
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que célération des distributions de courants qui permettent d'ame-cet élément statique (12) et cet élément mobile entraîné (10) ner le rotor et le champ tournant en synchronisme et pendant sont respectivement un stator et un rotor, et les enroulements 20 la phase de décélération des distributions de courant qui per-(42-56) sont agencés pour générer en coopérant entre eux les mettent simultanément de mettre le rotor et le champ dans la champs magnétiques. position d'équilibre finale et d'annuler leurs vitesses, et des
2
REVENDICATIONS 7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que
3) il y a un risque de «décrochage» lorsque le moteur que l'hypothèse d'une inductance constante n'est plus valable tourne à grande vitesse. lorsque le courant d'excitation approche de sa valeur nomi-
Jusqu'ici, le premier problème n'a pas reçu de solution sa- 60 naie. Le moteur ne peut donc être utilisé à plein régime, ce qui tisfaisante. Par exemple, un moteur dont les pas angulaire est limite ses performances.
15° et qui effectue 720 pas/s peut tourner à 1800 tr/mn, mais Le brevet des E.-U.A. n° 3 787 727 applique les techni-
ne peut avoir une résolution de 1,8° par pas. Inversement, un ques de commande suivantes sur des demi-pas du moteur: a) moteur dont le pas et 1,8° doit effectuer 6000 pas/s pour tour- la période d'accélération peut être réduite en augmentant temner à 1800 tr/mn. L'emploi d'un réducteur permet d'amélio- 65porairement les courants d'excitation et b) le dépassement rer la résolution angulaire, mais au détriment de la vitesse ma- peut être réduit en diminuant la fréquence d'horloge. Du fait ximale, sans parler du coût de l'appareil. que les caractéristiques de couple sont relativement différentes
Pour résoudre le second problème mentionné ci-dessus, quand le moteur est commandé par pas entiers ou par demi-
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Les moteurs pas à pas sont de deux types généraux: à on a tenté d'appliquer diverses techniques d'amortissement,
aimants permanents ou à réluctance variable. Dans tous les L'amortissement mécanique, outre son coût élevé, réduit les cas où l'on veut obtenir un mouvement pas-à-pas, il est logi- performances du moteur. L'amortissement électronique ou que d'utiliser le moteur pas à pas pour convertir une informa- par commutation donne parfois de bons résultats, mais sa tion numérique en un mouvement mécanique. En règle géné- 5 mise en œuvre est extrêmement délicate. On utilise par exem-rale, les moteurs pas à pas (à aimants permanents et à réluc- pie une technique de retardement du dernier pas d'un mouve-tance variable) sont de plus en plus utilisés dans les systèmes à ment qui n'est applicable que si le dépassement de la position mouvements incrémentiels et ils tendent à se généraliser dans angulaire approche régulièrement 100% du pas. Une autre les applications où les ordres sont fournis sous une forme nu- technique d'amortissement par retardement de phase n'est ap-mérique. io plicable que si la vitesse finale du rotor est prévisible à chaque
Dans la majorité des cas, la charge du système est essen- arrêt. En résumé, dans l'état actuel de la technique, les perfor-tiellement une charge d'inertie avec éventuellement des frotte- mances des systèmes à mouvement pas-à-pas sont sacrifiées à ments modérés. En général, on demande à un moteur pas à cause des difficultés d'amortissement.
pas de convertir un ordre numérique en un mouvement angu- Le troisième problème mentionné ci-dessus a pu être ré-
laire dans un minimum de temps et sans dépasser la position 15 solu par l'emploi d'un codeur associé au circuit de com-finale pour éviter les oscillations ou battements. On rencontre mande. Ce codeur détecte la position et/ou la vitesse du rotor fréquemment ce problème dans l'étude des périphériques et fournit un signal de réaction au circuit de commande qui d'ordinateur modernes. Par exemple, dans le cas d'une impri- travaille alors en boucle fermée en cherchant à annuler un si-mante série rapide à un seul élément d'impression (boule ou gnal d'erreur. Ce système est efficace, mais coûteux à cause de marguerite) qui nécessite un positionnement ultrarapide et de 20 la présence du codeur.
haute précision. La commande des moteurs pas à pas a fait l'objet de nom-
Avant d'aborder le problème fondamental inhérent aux breux brevets qui revendiquent diverses solutions dont au-moteurs pas à pas, il faut bien comprendre les caractéristiques cune n'utilise le principe de base de la présente invention. Cer-de construction et de fonctionnement de ce type de moteur. tains de ces brevets sont examinés ci-après dans le cadre de la Un moteur pas à pas comprend un rotor qui coopère avec un 25 description de l'art antérieur.
champ magnétique produit par les enroulements de son sta- Le brevet des E.-U.A. n° 3 579 279 concerne le problème tor. Différentes combinaisons d'enroulements du stator peu- de la «rupture de synchronisme» qui se produit parfois lors-vent être excitées pour créer des positions d'équilibre stable du qu'un ordre de mouvement est brusquement modifié. Le cir-rotor, c'est-à-dire des positions où la somme vectorielle des cuit en question amortit les variations rapides et évite les déforces agissant sur le rotor est nulle. Dans les moteurs à 20 marrages ou les arrêts brutaux. Le but dù système de com-aimants permanents, cela se produit lorsque le champ du ro- mande est d'éviter les dépassements importants du rotor qui tor est aligné avec celui du stator. Dans les moteurs à réluc- risquent de lui faire perdre le synchronisme avec les ordres. En tance variable, ces positions sont les points où le circuit ma- pratique, la fréquence d'horloge est systématiquement réduite gnétique parcouru par le flux du rotor présente une réluctance pendant la décélération. On ne peut qu'espérer que le rotor minimale. 35 suivra fidèlement l'ordre sans erreurs de pas. Cette technique
Si la première combinaison d'enroulements cesse d'être est totalement inefficace pour éliminer les oscillations du ro-excitée et si la combinaison suivante est excitée à son tour, le tor à l'intérieur d'un pas. Elle permet de commander le rotor rotor tend vers sa position d'équilibre adjacente. Pour obtenir pour les mouvements de grande ampleur (plusieurs tours), un mouvement continu, il suffit de commuter séquentielle- mais ne convient absolument pas pour des mouvements de ment les enroulements pour créer un champ tournant pas à 40 quelques pas ou d'une fraction de pas. pas. Dans le même domaine, le brevet des E.-U.A. n°
Pour une commutation relativement lente, le rotor suit le 3 818 261 décrit une technique et un appareil très voisins de champ avec un mouvement intermittent et des oscillations à ceux du brevet précédent.
chaque arrêt. Pour une commutation plus rapide, le rotor est Le brevet des E.-U.A. n° 3 732 480 décrit un système utili-
animé d'un mouvement continu à vitesse sensiblement cons- 45 sant des impulsions de largeur variable pour alimenter un mo-tante. Cependant, les impulsions de commutation suivantes teur pas à pas. La largeur de chaque impulsion est prédétermi-arrivent alors que le moteur tourne à une vitesse différente et née en résolvant sur ordinateur un ensemble d'équations de les résultats deviennent imprévisibles. Cette description quali- mouvement simultanées. La réalisation physique du système tative illustre un problème majeur qui limite l'emploi pratique comprend un générateur de base de temps dont la tension de des moteurs pas à pas. 50 sortie est comparée en permanence à plusieurs tensions pré-
Bien que le moteur pas à pas soit théoriquement idéal établies. Lorsqu'il y a une coïncidence, une nouvelle impul-pour entraîner des charges à mouvement intermittent, il pré- sion est appliquée aux enroulements du moteur. Cette techni-sente en pratique les inconvénients suivants: que est en fait une commande à fréquence variable, ce qui la
3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'on moyens de sélection (80-96) des distributions des courants règle les courants dans les enroulements afin de fournir une ri- pour entraîner le rotor.
gidité constante du rotor dans toutes les positions d'équilibre, 25 9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que de telle manière qu'à décalage égal depuis ces positions, le ro- les mémoires comprennent une mémoire séparée pour chaque tor subisse des couples de rappel égaux. enroulement.
4. Procédé selon la revendication 1 ou 3, caractérisé en ce 10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé en ce que, pour déterminer les distributions des courants destinés à que les moyens de sélection (80-96) comprennent des circuits établir des champs magnétiques, on déplace l'élément mobile 30 d'adressage afin de générer des adresses qui permettent de entraîné (10) dans plusieurs positions par pas successifs par fournir depuis les mémoires les distributions choisies.
rapport à l'élément statique, que dans chacune d'elle on ajuste 11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce les distributions afin que le couplage magnétique entre l'élé- que les moyens de sélection (80-96) comprennent un généra-
ment moteur et l'élément entraîné permette à l'élément en- teur d'horloge (90) variable associé à un compteur (96) qui traîné d'être en équilibre à ces positions et qu'on met en mé- 35 fournit les adresses.
moire un code caractéristique des distributions nécessaires en 12. Dispositif selon la revendication 11, caractérisé en ce correspondance avec chaque position pour permettre à l'élé- que les moyens de sélection (80-96) comprennent un premier ment entraîné d'y être en équilibre. indicateur de position (402) dont le contenu représente la der-
5. Procédé selon la revendication 4, dans lequel l'élément nière position du rotor, un second indicateur de position (82) entraîné comporte plus d'une position d'équilibre par rapport40 dont le contenu représente la position future désirée du rotor, à l'élément statique, caractérisé en ce qu'on déplace l'élément et un circuit soustracteur (400) déterminant le nombre de pas mobile entraîné (10) avec des pas ne dépassant pas 10% du qui sépare les deux positions du rotor.
décalage entre les positons d'équilibre pour définir les posi- 13. Dispositif selon la revendication 12 pour commander tions pour lesquelles les distributions de courants destinés à un moteur dont le rotor (10) entraîne une charge mécanique
établir des champs magnétiques sont déterminées. 45 (328), caractérisé en ce que les moyens de sélection (80-96)
6. Procédé selon l'une des revendications 2 à 5, consistant comprennent une logique combinatoire de complémentarité à déterminer des courants pour les enroulements d'un moteur (408) pour déterminer le nombre de pas minimum entre le pas-à-pas polyphasé présentant plusieurs positions d'équi- dernière position et la position future du rotor.
libre, afin de créer un champ tournant uniforme, les enroule- 14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce ments (42-56) étant rendus opérationnels séquentiellement so que les moyens de sélection (80-86) comprennent une logique par paires successives pour commander le rotor du moteur (84,86) de sélection des vitesses reliée au circuit soustracteur (10), le procédé étant caractérisé, pour chacune des paires, par' (400), et un jeu de profils de vitesse programmés (212) pour le fait d'exciter un enroulement de la paire avec un courant fournir des signaux d'entrée au générateur d'horloge variable,
opérationnel maximum et de mesurer la rigidité du rotor à la 15. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 14, carac-
position d'équilibre fixe résultante, puis d'établir un second 5 térisé en ce qu'il est agencé de manière que le champ tournant courant relativement faible à travers l'autre enroulement de la ait une vitesse (230,254) et une intensité uniforme entre les paire et de réduire le courant à travers le premier enroulement phases d'accélération (222) et de décélération (236).
pour déplacer le rotor d'un angle qui n'est qu'une fraction de celui vers la prochaine position d'équilibre, de corriger les fiQ
deux courants mentionnés pour obtenir une rigidité de rotor La présente invention concerne un procédé de commande
égale à la première rigidité mesurée tout en maintenant la po- en boucle ouverte de moteurs électriques et leur technique sition du rotor ed te déplacer successivement le rotor par pas d'alimentation pour éviter les oscillations du rotor, employ-
successivs vers la prochaine position stable en établissant les ant une détermination des distributions de courants d'excita-
courants à travers les enroulements de la paire tout en les cor- 65 tion qui permette d'obtenir ces résultats malgré des différen-
rigeant pour maintenir la position et la rigidité du rotor, les ces entre les caractéristiques magnétiques et de couple de mo-
valeurs des courants ainsi corrigés des enroulements créant teurs de types différents ou de moteurs du même type n'utili-
ainsi un champ tournant uniforme. sant pas les mêmes matériaux magnétiques.
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pas, deux pas au départ ou à l'arrêt sont utilisés pour compenser la différence. La fréquence d'horloge est asservie à un signal de réaction de position. Bien que cette technique utilise deux niveaux de tension pour les enroulements du moteur, il s'agit essentiellement d'une commande numérique qui n'a rien à voir avec les principes de la présente invention.
Le brevet des E.-U.A. n° 4 009 428 cherche à obtenir un profil de vitesse trapézoïdal, ce qui le différencie du procédé de l'invention. Par ailleurs, il est basé sur l'hypothèse d'un moteur synchrone idéal, ce qui constitue une autre différence. Pour réaliser une phase d'accélération constante, il faut que le champ tournant soit en avance d'un angle constant sur le rotor, ce qui suppose une variation continue de la fréquence d'horloge pendant les phases d'accélération et de décélération. Ce problème est résolu par l'emploi d'un générateur de rampe linéaire et d'un générateur d'impulsions à fréquence variable. Un tel circuit est totalement différent de celui d'une forme d'exécution décrite de l'invention qui utilise une horloge constante et commutable alimentant un convertisseur numérique-analogique. De plus, le brevet précédent ne tient pas compte des caractéristiques réelles du moteur, ce qui conduit inévitablement à des imprécisions. En d'autres termes, du fait que le couple du moteur dépend de ses caractéristiques de construction et des propriétés de saturation du matériau magnétique, il n'est pas possible d'obtenir des accélérations et des décélérations constantes dans des applications pratiques avec une simple paire de courants sinus-cosinus.
Le dernier brevet cité sera le brevet des E.-U.A. n° 3 328 658 qui décrit une méthode de freinage par inversion de phase qui a été mentionée plus haut. La difficulté majeure est que l'instant d'application de l'impulsion de freinage dépend de la vitesse finale du rotor et de l'angle d'avance juste avec le freinage.
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