FR2470477A1 - Moteur a courant continu sans balai - Google Patents

Abstract

MOTEUR CARACTERISE PAR UN CIRCUIT D'ENTRAINEMENT COMPORTANT UN GENERATEUR DE SIGNAL, UNE MEMOIRE POUR ENREGISTRER LES DONNEES D'INFORMATION REPRESENTANT LES GRANDEURS ECHANTILLONNEES, DES MOYENS REPONDANT AUX SIGNAUX DE SORTIE DU GENERATEUR DE SIGNAL POUR LIRE LES DONNEES D'INFORMATION ET DES MOYENS POUR SYNCHRONISER LA LECTURE DES DONNEES D'INFORMATION SUIVANT L'ACTION DU CHAMP MAGNETIQUE SUR LES ENROULEMENTS, UN MOYEN ALIMENTANT LES ENROULEMENTS ET DONNER UN COUPLE ASSURANT LA ROTATION RELATIVE, ET UN MOYEN REPONDANT A LA DONNEE D'INFORMATION POUR COMMANDER LES COURANTS ELECTRIQUES ET SUPPRIMER LES ONDULATIONS DU COUPLE.

Description

La présente invention concerne un moteur à courant continu sans balai et

notamment un moteur à courant continu sans

balai comportant un circuit d'entrainement.

Dans l'art antérieur, on a proposé des circuits de commande de moteur à courant continu permettant d'avoir un

couple essentiellement constant quel que soit l'angle de rota-

tion de l'arbre du moteur. Par exemple les brevets 3.383.574 et 3.517.289 décrivent des éléments à effet Hall pour commander le courant d'alimentation de l'enroulement d'armature du moteur, lié de façon similée égale à la position angulaire du rotor

pour arriver à un couple pratiquement constant.

Toutefois si comme dans les exemples cités de l'art antérieur, on détecte le champ magnétique à l'aide des deux éléments à effet Hall pour générer directement des courants sinusoïdaux traversant les enroulements du stator, on arrive à un décalage de la tension continue dans le signal de sortie de détection fourni par les éléments à effet Hall, si bien qu'il

y a une composante continue dans les courants sinusoïdaux tra-

versant les enroulements du stator. Il en résulte que l'inter-

valle du demi-cycle positif de la courbe sinusoïdale a une lon-

gueur différente de l'intervalle du demi-cycle négatif, ce qui provoque une ondulation du couple. Ce qui précède entratne que même si l'on réalise plusieurs éléments à effet Hall dans le même matériau, les sensibilités de ces différents éléments ne

coïncident pas les unes avec les autres mais sont dispersées.

Les tensions de sortie sont de ce fait dispersées, ce qui

provoque l'ondulation du couple résultant.

De plus, il est difficile d'aimanter l'aimant du rotor pour que son champ magnétique soit sinusoïdal de façon précise et dans des conditions normales il y aura des parties d'aimantation inégales. Cela également entraine des ondulations

dans le couple.

La présente invention a pour but de créer un moteur à courant continu, sans balai, remédiant aux inconvénients

mentionnés ci-dessus, permettant d'avoir un circuit d'entra ne-

ment supprimant les ondulations du couple, même si le champ magnétique de l'aimant du rotor n'est pas de façon précise, sinusoïdal, et/ou même si les éléments à effet Hall utilisés pour détecter le champ magnétique présentent de façon inévitable

des différences de gain ou de sensibilité.

L'invention a également pour but de créer un cir-

cuit d'entraînement impulsionnel d'un moteur à courant continu, sans balai, évitant la génération de bruit dans la bande des fréquences audio, et permettant de façon simple d'assurer l'asservissement de la vitesse et d'améliorer le gain.

A cet effet, l'invention concerne un moteur à cou-

rant continu, sans balai, dont l'aimant du rotor définit un

champ magnétique sinusoïdal, des enroulements de stator, bi-

phases, étant prévus dans des positions séparées l'une de l'au-

tre d'un angle électrique qui est un multiple impair de 900, le circuit d'entraînement étant constitué par un générateur de signaux dont la fréquence de sortie est déterminée par la vitesse de rotation du rotor, et une mémoire qui contient les données d'information numériques transformées en grandeurs

échantillonnées correspondant à un signal sinusoïdal sans dis-

torsion, et, lorsque le moteur fonctionne, les données d'infor-

mation numériques de la mémoire sont lues par le signal de sortie du générateur de signaux en synchronisme avec le champ magnétique

de l'aimant du rotor en servant à déterminer les courants tra-

versant les enroulements du stator pour supprimer pratiquement

les ondulations du couple.

Suivant un mode de réalisation particulièrement

intéressant, il est prévu un premier oscillateur dont la fré-

quence d'oscillation est supérieure à la fréquence de sortie du générateur de signaux, un second oscillateur dont la fréquence d'oscillation est très supérieure à la fréquence d'oscillation du premier oscillateur, un compteur, un flip-flop (bascule bistable) et un circuit d'entraînement impulsionnel pour chacun des enroulements du stator. Dans ce mode de réalisation, le compteur est remis à l'état initial par le signal de sortie du premier oscillateur et il donne un signal de sortie lorsque le signal de sortie du seàond oscillateur est compté à un état déterminé par la donnée lue dans la mémoire; le flip-flop est mis à l'état par le signal de sortie du premier oscillateur,

en étant remis à l'état initial par le signal de sortie du comp-

teur pour donner un signal impulsionnel appliqué au circuit

d'entraînement impulsionnel, la fréquence de répétition corres-

pondant à la fréquence d'oscillation du premier oscillateur.

Le courant obtenu découlant de chacun des stators change de direction entre les intervalles des demi-cycles positif et négatif

du champ magnétique appliqué à cet enroulement du stator.

Suivant une autre caractéristique de l'invention, le premier et le second oscillateurs sont des oscillateurs à fréquence variable et on commande de façon différentielle les fréquences d'oscillation du premier et du second oscillateurs à fréquence variable à l'aide d'un signal d'asservissement de vitesse pour augmenter le gain d'asservissement et arriver à

une réponse rapide.

La présente invention sera décrite plus en détail à l'aide des dessins annexés, dans lesquels: - la figure 1 est une coupe verticale d'un exemple

de moteur à courant continu sans balai.

- les figures 2 et 3 sont des vues en plan, schéma-

tiques, montrant respectivement l'aimant du rotor et les enrou-

lements du stator du moteur de la figure 1.

- la figure 4 est un schéma d'un exemple de circuit d'entraînement d'un moteur à courant continu, sans balai selon

l'art antérieur.

- la figure 5 est un schéma-bloc d'un circuit d'entraînement d'un moteur à courant continu sans balai selon

un mode de réalisation de l'invention.

- les figures 6A, 6B et les figures 7A-7N ainsi que les figures 8A-8F sont des chronogrammes servant à expliquer le

fonctionnement du circuit d'entraînement de la figure 5.

- la figure 9 est un schéma-bloc d'un autre mode

de réalisation de l'invention.

DESCRIPTION DE DIFFERENTS MODES DE REALISATION PREFERENTIELS DE

L'INVENTION:

Pour permettre une meilleure compréhension de l'in-

vention on développera d'abord la structure et les caractéristi-

ques générales d'un moteur à courant continu sans balai, com-

portant un circuit d'entraînement selon l'art antérieur, en se reportant aux figures 1-4. Un tel moteur à courant continu,

sans balai donne un couple qui est toujours pratiquement cons-

tant quelle que soit la position angulaire du rotor. Dans l'exem-

ple représenté d'un moteur à courant continu sans balai, de ce

type, l'aimant du rotor est aimanté pour donner un champ magné-

tique sinusoïdal et des courants alternatifs sinusoïdaux bi-

phases, dont la phase diffère de 900; ces courants sont appli-

qués aux enroulements statoriques, biphases, pour donner un couple qui est toujours pratiquement constant quel que soit l'angle de rotation du rotor, pour arriver à une rotation sans couple irrégulier. De façon plus particulière, la figure 1 montre un moteur à courant continu sans balai, comportant un arbre 1 portant un aimant de rotor 2 et une culasse de rotor 3. L'aimant de rotor 2 se compose d'un aimant permanent fixé à la culasse 3; cet aimant est aimanté pour présenter plusieurs p8les par exemple huit p8les (selon la figure 2) donnant un

champ magnétique sinusoïdal.

Selon la figure 3, les blocs d'enroulement C1, C2 du stator sont répartis pour être en phase l'un avec l'autre par rapport au champ magnétique de l'aimant rotatif 2, en étant branchés en série pour former un premier enroulement de stator 4 (figure 4). Les blocs d'enroulement de stator C3, C4 sont disposés de la même manière pour être en phase l'un avec l'autre par rapport au champ magnétique de l'aimant rotatif 2 en étant également branchés en série pour former un second enroulement statorique 5. Le premier et le second enroulements statoriques 4, 5 sont disposés en regard de l'aimant rotatif 2 dans des positions qui diffèrent l'une de l'autre d'un angle

électrique de 90 ou d'un multiple impair de cet angle.

Deux éléments à effet Hall 6, 7 détectent le champ magnétique de l'aimant 2; ces éléments correspondent aux enroulements de stator 4, 5. L'élément Hall 6 se trouve en phase suivant son angle électrique par rapport au stator 4 alors que l'élément Hall 7 se trouve en phase par rapport à son angle électrique sur l'enroulement statorique 5. En outre, les éléments à effet Hall 6, 7 sont dispersés pour détecter le flux magnétique de l'aimant 2 dans des positions qui diffèrent

l'une de l'autre d'un angle électrique de 900.

Dans le circuit d'entraînement connu d'un moteur à courant continu sans balai (figure 4), le courant continu 1 est appliqué par l'intermédiaire de la borne 8 aux éléments à effet Hall 6, 7. Ainsi en fonction de la rotation de l'aimant 2, les éléments à effet Hall 6, 7 génèrent des tensions sinusoïdales qui sont appliquées aux amplificateurs 9, 10 respectifs, qui ont des caractéristiques linéaires. De façon plus particulière les tensions de sortie sinusoïdales dérivées des éléments à effet Hall 6, 7 sont appliquées aux amplificateurs opérationnels

respectifs 11, 12 sur leursbornesd'entrée non inversée et inversée.

Puis pendant chaque demi-cycle positif de la tension sinusoïdale

des éléments Hall 6, 7, la sortie de l'amplificateur opération-

nel respectif 11, 12 débloque le transistor 13 ou 15, si bien qu'un courant traverse le transistor 13 ou 15 pour attaquer le stator respectif 4 ou 5. Pendant le demi-cycle négatif de la

tension sinusoïdale de l'élément à effet Hall 6 ou 7, le tran-

sistor 14 ou 16 est conducteur si bien qu'un courant traverse le transistor pour alimenter l'enroulement de stator 4, 5, respectif. Il en résulte que des courants proportionnels aux tensions dérivées des éléments à effet Hall 6, 7 sont appliqués aux enroulements de stator 4, 5. Si l'angle de rotation du

rotor est égal à e, le flux magnétique 18, coupé par l'enroule-

ment 4 et le flux magnétique y32 coupé par l'autre enroulement 5 du stator, on a g = em sin e........................ (1) =e2 =m cos e........

............... (2)..DTD: dans ces formules Om est constant.

De plus, les éléments à effet Hall 6, 7 détectent le champ magnétique à variation sinusoidale de l'aimant 2 pour générer des tensions proportionnelles au champ magnétique détecté. Ces tensions sont appliquées aux amplificateurs 9, 10

pour exprimer les intensités il et i2 qui traversent les enrou-

lements 4, 5 de la manière suivante il = K sin e........................ (3) i2 = K cos e........................ (4) Dans ces formules K est un coefficient indépendant de l'angle de rotation; ce coefficient est constant aussi longtemps que le courant I est constant. C'est pourquoi les forces F1 et F2 générées par les enroulements 4, 5 peuvent s'écrire comme suit FP il = K sin2............... (5) 2 2 2 =mK cos2e.. (6) Il en résulte que la force F à laquelle est soumis l'aimant 2 du rotor est la suivante

F F + F

1 2

= K.2 2

X K (sin e + cos G> = mK............. (7) m

Ainsi, la force F et de même le couple sont constants et indé-

pendants de l'angle de rotation e du rotor.

En résumé, dans le moteur à courant continu, sans balai, décrit ci-dessus, l'aimant du rotor est aimanté pour donner un champ magnétique sinusoïdal; des signaux alternatifs sinusoïdaux dont les phases diffèrent l'une de l'autre de 900 sont appliqués aux deux enroulements statoriques pour obtenir un couple constant indépendant de l'angle de rotation du rotor et réaliser ainsi un moteur à courant continu dont le couple ne

soit pas irrégulier.

Toutefois comme cela a été résumé ci-dessus, lors-

qu'on détecte le flux magnétique du rotor à l'aide de deux éléments à effet Hall, et que le courant sinusoïdal traversant les enroulements du stator est fourni directement par les signaux de sortie de détection de ces éléments à effet Hall, on arrive à un décalage de la tension continue dans les signaux de sortie

de détection des éléments à effet Hall; les courants sinuso!-

daux qui en résultent dans les enroulements de stator contien-

nent ainsi des composantes continues. C'est pourquoi, les inter-

valles positif et négatif de la courbe sinusoïdale ont des lon-

gueurs différentes, ce qui risque de provoquer une ondulation du couple. De plus même si les éléments à effet Hall sont réalisés dans le même matériau, leurssensibilités ne sont pas les mêmes, si bien que les tensions de sortie des éléments peuvent également être dispersées. Ainsi dans l'exemple ci-dessus, si la tension de sortie de l'élément à effet Hall 6 n'est pas la m8me que la tension de sortie de l'élément 7, on a également une

ondulation du couple.

De plus, dans l'aimantation'de l'aimant du rotor, il est difficile d'obtenir un champ magnétique variant de façon précise suivant un profil sinusoïdal et il appara t normalement une aimantation irrégulière. Dans ce cas, si-le champ magnétique de l'aimant de rotor 2 à aimantation irrégulière est détecté pour donner un signal sinusoïdal appliqué à l'enroulement de stator 4 ou 5, on a un courant à travers l'enroulement de stator

qui engendre une ondulation de couple.

La figure 5 représente un mode de réalisation selon l'invention d'un moteur à courant continu sans balai comportant

un circuit d'entraînement correspondant au type général repré-

senté aux figures 1 à 3. Le circuit se compose de façon générale des mémoires 21, 31 qui sont de préférence des mémoires mortes ROM. Les données d'information enregistrées dans la mémoire morte ROM 21 sont déphasées de 900 par rapport à celles de la mémoire ROM 31. A titre d'exemple, la mémoire ROM 21 contient des données d'information correspondant au demi-cycle positif d'une courbe sinusoïdale représentée à la figure 6A alors que

la mémoire ROM 31 contient les données d'information d'un demi-

cycle d'une courbe sinusoïdale déphasée de 900 par rapport à celle de la figure 6A avec en outre un redressement pleine onde

correspondant à la courbe de la figure 6B.

L'arbre 1 du rotor du moteur de la figure 1 com-

porte par exemple un générateur de fréquence schématisé par la référence 41 pour donner un signal impulsionnel FG se produisant N fois pendant chaque rotation du rotor de façon que la fréquence corresponde à la vitesse de rotation du rotor. Dans le circuit d'entraînement de la figure 5, il est prévu que les données d'information de la forme de la courbe, données préalablement enregistrées dans les mémoires ROM 21, 31 doivent être lues en synchronisme avec le signal FG. A cet effet, il faut que les données enregistrées dans les mémoires ROM 21, 31 correspondent

à des échantillonnages des courbes des figures 6A, 6B détermi-

nés par le nombre de fois que se produit le signal FG pendant chaque rotation du rotor ainsi que par le nombre de pôles

d'aimantation de l'aimant 2 du rotor.

A titre d'exemple, si le générateur de fréquence 41 est prévu pour fournir 512 signaux FG pendant chaque rotation de l'arbre 1 et que l'aimant 2 du rotor est aimanté de façon à présenter huit p8les (comme à la figure 2), il y a quatre périodes du champ magnétique sinusoïdal pour chaque tour du rotor et ainsi il y a 64 signaux FG fournis par le générateur 41 pendant la durée correspondant à un demi-cycle du champ magnétique sinusoïdal. C'est pourquoi dans le cas de l'exemple précédent, les courbes représentées aux figures 6A et 6B sont échantillonnées par 64 impulsions successives d'échantillonnage; les grandeurs d'échantillonnage sont enregistrées respectivement dans les mémoires ROM 21, 31 aux adresses "O"... "63". De façon plus particulière dans l'exemple de la figure 5, on a

enregistré des codes numériques à 8 bits ou données d'informa-

tion représentant les grandeurs échantillonnées des courbes des figures 6A, 6B aux adresses respectives dans les mémoires ROM 21, 31; ces codes numériques à 8 bits sont lus successivement

dans les mémoires ROM 21, 31 en synchronisme avec le signal FG.

Pour identifier les adresses des mémoires ROM 21,

31 d'o on lit les codes numériques à 8 bits des données d'in-

formation, successivement, le circuit d'entraînement de la

figure 5 comporte en outre des compteurs 22, 32 et un amplifica-

teur 42 appliquant le signal FG du générateur de fréquence 41 à un déclencheur de Schmitt 43 pour le mettre en forme à partir de sa forme sensiblement sinusoïdale d'origine et donner une impulsion rectangulaire PFG (figure 8C) appliquée aux entrées

de cadence CK des compteurs 22, 32 pour compter ces impulsions.

Pour satisfaire aux conditions de l'équation (7) ci-dessus, les données d'information numériques correspondant aux grandeurs échantillonnées des courbes des figures 6A, 6B doivent Atre lues en synchronisme dans les mémoires ROM 21, 31 suivant le champ magnétique de l'aimant 2 du rotor. En d'autres termes, il faut commencer la lecture à l'adresse "O" de chacune des mémoires ROM 21, 31 au moment lorsque l'aimant 2 du rotor est positionné en rotation pour que son champ magnétique appliqué par exemple à l'enroulement 4 du stator augmente à partir du point de passage à zéro, par exemple le point P à la figure 7C; puis, les codes numériques des données d'information sont lus aux

autres adresses "1", "2", "3"... "63", séquentiellement.

Pour réaliser la synchronisation précédente de la lecture des mémoires ROM 21, 31 et du champ magnétique de l'aimant 2 du rotor, l'élément à effet Hall 6 est placé de façon que l'influence du champ magnétique de l'aimant 2 sur cet élément soit la même en phase que le champ magnétique sinusoïdal

EHS (figure 7C) appliqué par l'aimant 2 à l'enroulement 4 lors-

que le rotor tourne. Le signal de sortie ES de l'élément à effet Hall 6 est appliqué à limiteur 52 qui en dérive un signal rectangulaire LS (figure 7D) attaquant lui-même un flip-flop

(bascule bistable) pour déclencher celui-ci par son flanc mon-

tant et donner un signal de sortie CS2 (figure 7E) dont la fréquence est égale à la moitié de celle du signal Ls. Ce signal CS2 déclenche un flipflop 58 par son flanc montant et donne un signal CS4 (figure 7F) dont la fréquence est égale à la moitié de celle du signal CS2 c'est-à-dire un quart de la fréquence du signal Ls* Le signal CS4 du flip-flop 58 est appliqué aux

bornes de remise à l'état initial R des compteurs 22, 32 res-

pectifs pour remettre à l'état initial les deux compteurs, simul-

tanément par le flanc montant du signal CS4. Le signal CS4 présente un flanc montant pour chaque rotation du rotor: ce flanc correspond à l'instant de la montée du champ magnétique EHS (figure 7C) à partir du point de passage à zéro P. Il en résulte la remise à l'état initial des compteurs 22, 32, une fois pendant chaque rotation du rotor, lorsque ce dernier se trouve dans une position angulaire correspondant au point de

passage à zéro P du champ magnétique EHs appliqué à l'enroule-

ment 4 du stator; puis les compteurs 22, 32 comptent les impul-

sions PFG' séquentiellement jusqu'à l'état "63" et reviennent à "O" en comptant l'impulsion suivante. L'état des compteurs 22, 32 est appliqué comme adresse de lecture aux mémoires ROM 21, 31. On lit ainsi séquentiellement les données d'information numériques représentant les 64 grandeurs échantillonnées de la courbe de la figure 6A, séquentiellement en partant des 64 adresses de la mémoire ROM 21; cette lecture se fait huit fois pendant chaque rotation du rotor, en synchronisme avec le champ

magnétique EHs; les données d'information numériques représen-

tant les 64 grandeurs échantillonnées de la courbe 6B. sont lues de la même manière, séquentiellement aux 64 adresses de la

mémoire ROM 31; cette lecture se fait également huit fois pen-

dant chaque rotation du rotor en synchronisme avec le champ

magnétique EHS.

Les données d'information numériques à 8 bits lues des mémoires ROM 21, 31 comme cela vient d'être décrit sont transformées en des signaux à modulation de largeur d'impulsion (encore appelés "signaux PCM") Pws et PWC dérivés des flip-flop

71Set 71C. De façon plus détaillée, dans le circuit d'entraine-

ment de la figure 5, un oscillateur de fréquence variable, commandé en tension, 72 donne un signal de sortie d'oscillation P dont la fréquence variable f0 est supérieure à la fréquence de répétition fFG des impulsions PFG* Le signal de sortie, oscillant P0 est compté par un compteur à 8 bits, 73 dont le signal de sortie en forme de donnée d'information à 8 bits, est appliqué à des comparateurs numériques 74S, 74C qui reçoivent également la donnée d'information à 8 bits lue dans les mémoires ROM 21, 31. Les signaux de sortie appliqués aux comparateurs numériques 74S, 74C passent par des portes d'interdiction 75S, 75C respectives pour être appliqués aux bornes de remise à l'état

initial S des flip-flop 71S, 71C. De telles portes d'interdic-

tion 75S, 75C sont seulement fermées pendant le démarrage du moteur, puis lorsque le moteur tourne à sa vitesse normale, elles s'ouvrent comme cela sera décrit. Un oscillateur 75 qui est également de préférence un oscillateur de fréquence variable commandé en tension, comme cela est représenté, donne un signal oscillant P1 dont la fréquence centrale f1 est à l'extérieur de

la bande des fréquences audio; cette fréquence est très infé-

rieure à la fréquence f du signal de sortie P0 de l'oscilla-

teur 72 tout en étant supérieure à la fréquence fFG des impul-

sions PFG comme le montre la comparaison des chronogrammes des

figures 8B, 8C, BD.

Le signal de sortie P1 (figure 8B) de l'oscillateur 76 est appliqué par les portes OU 77S, 77C aux bornes de mise à l'état des flip-flop 71S, 71C pour mettre simultanément ces deux flip-flop à l'état. Le signal de sortie P1 de l'oscillateur 76 est également appliqué à la borne de remise à l'état initial R du compteur 73 pour remettre ce dernier à l'état. De cette façon, le compteur 73 compte les impulsions du signal PO (figure 8B) de l'oscillateur 72 en commençant à partir de chaque impulsion du signal de sortie P1 (figure 8D) de l'oscillateur 76; l'état de comptage résultant du compteur 73 se présente sous la forme d'une donnée d'information à 8 bits; ce signal est comparé dans le comparateur numérique 74S à la donnée d'information de 8 bits quiest lue de la mémoire ROM 21. A la coincidence de tous les bits des données d'information numériques appliqués au comparateur 74S à la fois par la mémoire ROM 21 et par le compteur 73, le comparateur 74S donne une impulsion de sortie d'équivalence PES (figure 8E) qui lorsque le moteur tourne normalement, est fournie par la porte d'interdiction 75S,

alors ouverte, à la borne de remise à l'état initial R du flip-

flop 71S pour remettre ce dernier à l'état initial. De m9me, le comparateur numérique 74C compare les données d'information à 8 bits lues dans la mémoire ROM 31 aux données d'information à 8 bits représentant l'état de comptage du compteur 73; lorsque

tous les bits appliqués aux entrées du comparateur 74C coïnci-

dent, le comparateur donne une impulsion de sortie d'équivalence PEC qui traverse la porte d'interdiction 75C, alors ouverte, le moteur tournant normalement, sur la borne de remise à l'état

initial R du fúip-flop 71C pour remettre ce dernier à l'état.

il

Comme indiqué précédemment, les données qui sont lues séquen-

tiellement aux adresses dans les mémoires ROM 21, 31 en syn-

chronisme avec l'impulsion PFG (figure 8C) et qui sont appli-

quées- aux comparateurs 74S, 74C respectifs, sont des signaux codés en binaire à 8 bits. Toutefois pour faciliter la compré- hension de la figure 8A, on a représenté un groupe de telles

données d'information numériques Do, D1, D2... en les représen-

tant par leurs niveaux analogiques.

Dans tous les cas, le flip-flop 71S donne un signal à modulation de largeur d'impulsion Pws (figure SF) dont la fréquence de répétition est égale à la fréquence fi du signal

de sortie P de l'oscillateur 76 et dont la largeur des impul-

sions est déterminée au niveau du flanc avant par un instant tel que le flanc montant de l'impulsion PFG et au niveau du

flanc arrière par l'instant correspondant à l'impulsion de sor-

tie équivalente P ES De même le flip-flop 71C donne un signal à modulation de largeur d'impulsion P dont la fréquence de répétition est égale à la fréquence f1 et dont la largeur des impulsions est déterminée au niveau de son flanc avant par

-20 l'instant correspondant par exemple au flanc avant de l'impul-

sion PFG' le flanc arrière étant déterminé par l'instant de

l'impulsion de sortie équivalente PEC.

Il est à remarquer que le nombre des impulsions P0 fournies par l'oscillateur 72 et qui sont comptées par le

compteur 73 à partir de l'arrivée de chaque impulsion P1 jus-

qu'à l'arrivée des impulsions de sortie d'équivalence PES, PEC, est déterminé par la donnée d'information numérique lue dans les mémoires ROM 21, 31. Ainsi la largeur de chaque impulsion des signaux Pws et PWC dans l'intervalle d'un cycle complet de l'impulsion PFG est proportionnelle à la donnée d'information numérique lue dans les mémoires ROM 21, 31; il y a ainsi proportionnalité avec le niveau d'échantillonnage respectif des courbes des figures 6A et 6B. Comme les données d'information contenues dans les mémoires ROM 21, 31 correspondent seulement

à un demi-cycle d'une courbe sinusoïdale, les signaux de modu-

lation de largeur d'impulsion PWS, PWC répètent le même signal pour chaque demi-cycle (figures7G, 7L). Les signaux PWS, PWC représentent des courbes sinusoïdales à redressement pleine

onde et non pas des courbes sinusoïdales telles quelles.

Dans le mode de réalisation représenté à la figure , les commutateurs 55, 65 servent à appliquer des signaux de modulation de largeur d'impulsion PWS, PUC respectivement aux

circuits d'entraînement d'impulsions 80, 90 associés aux enrou-

lements de stator 4, 5. Pour commander les circuits de commu-

tation 55, 65 en synchronisme avec le champ magnétique EHS (figure 7C) et le champ magnétique EHC (figure 7J), les sorties

SWS et SWC des flip-flop 56, 66 sont appliquées par l'intermé-

diaire des portes OU, 54, 64 comme signaux de commutation aux circuits de commutation 55, 65 respectifs. Le flip-flop 56 est déclenché par une impulsion de rotor CA (figure 7H) fournie par le compteur 22 chaque fois que ce dernier termine un comptage jusqu'à "63" et revienne à l'état "0"; le flip-flop 66 est déclenché par une impulsion P32 (figure 7M) fournie par le

compteur 32 chaque fois que ce dernier atteint l'état de comp-

tage 32. Ainsi l'impulsion de rotor CA et l'impulsion P32 apparaissent aux instants des passages à zéro des champs magné-

tiques sinusoïdaux EHS et EHC appliqués aux enroulements de

stator 4, 5 pour chaque demi-cycle des champs magnétiques sinu-

soidaux. Comme cela sera décrit de façon plus détaillée

ultérieurement, lors du passage du démarrage à la rotation nor-

male du moteur, les flip-flop 56, 66 sont remis à l'état initial pour mettre les sorties respectives SWS (figure 71) et SWC (figure 7N) au niveau "1". Puis les flip-flop 56, 66 sont

déclenchés par chaque impulsion de rotor CA et P32 pour inver-

ser les sorties respectives SW, et SWC. En d'autres termes,

dès que le moteur tourne à sa vitesse normale, chaque déclenche-

ment du flip-flop 56 par une impulsion de rotor CA et chaque déclenchement du flip-flop 66 par une impulsion P32 inversent les sorties SWS, SWC du niveau "1" au niveau "0" ou du niveau "0" au niveau "1". Dans tous les cas, lorsque le moteur tourne normalement, la sortie SWS du flip- flop 56 est au niveau "1" pendant chaque demi-cycle positif du champ magnétique sinusoïdal

EHS et et commute au niveau "0" pendant chaque demi-cycle néga-

tif du champ magnétique. De même la sortie SWC du flip-flop 66 est au niveau "1" pendant chaque demi-cycle positif du champ magnétique sinusoïdal EH0; ce signal de sortie commute au

niveau "0" pendant chaque demi-cycle négatif du champ magnétique.

Les signaux de sortie SWS, SWC appliqués aux circuits de commu-

tation 55, 65 par les portes OU 54, 64 respectives, mettent les circuits de commutation 55, 65 à l'état représenté en trait plein à la figure 5 lorsque les signaux de sortie SWS, WC sont au niveau "1". De plus, les circuits de commutation 55, 65 commutent aux états indiqués en pointillé à la figure 5 lorsque les signaux de commande de commutation respectifs SWS et SW,

passent au niveau "0".

Le circuit d'entraînement.mpulsionnel 80 comporte des transistors 81, 82 dont les bases sont reliées au contact a du circuit de commutation 55 et des transistors 83, 84 qui sont branchés de façon analogue par leurs bases sur le contact b du circuit de commutation 55. Les collecteurs des transistors 81, 83 sont réunis à la borne 87 qui reçoit de façon appropriée une tension positive; les émetteurs des transistors 82, 84 sont réunis à la masse. Les émetteurs des transistors 81, 83

sont réunis aux collecteurs des transistors 84, 82 respectifs.

Le stator 4,est branché en série sur l'inductance 85 et en parallèle sur le condensateur 86 pour former un circuit branché d'une part entre le point de jonction de l'émetteur et du collecteur des transistors 81, 84 et le point de jonction de

l'émetteur et du collecteur des transistors 83, 82.

De même, le circuit d'entraInement impulsionnel se compose des transistors 91, 92 dont les bases sont reliées au contact a du circuit de commutation 65 et des transistors 93, 94 dont les bases sont reliées au contact b du circuit de commutation 65. Les transistors 91, 93 sont réunis par leurs collecteurs à la borne 97 à laquelle est appliquée une tension positive appropriée, alors que les émetteurs des transistors 92, 94 sont réunis à la masse. Les émetteurs des transistors

91, 93 sont réunis respectivement aux collecteurs des transis-

tors 94, 92. L'enroulement 5 de stator du moteur est branché en série sur l'inductance 95 et en parallèle sur le condensateur 96 pour former un circuit branché entre la réunion de l'émetteur et du collecteur des transistors 91, 94 et par ailleurs entre

la réunion de l'émetteur et du collecteur des transistors 93 et 92.

Pour des circuits d'entraînement impulsionnels 80,

comme ceux décrits ci-dessus, lorsque les circuits de commu-

tation 55, 65 se trouvent dans l'état représenté en trait plein à la figure 5 c'est-à-dire lorsque les -contacts mobiles touchent les contacts fixes a, respectifs, les transistors 81, 82 du circuit 80 et les transistors 91, 92 du circuit 90 sont conducteurE

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pendant les intervalles de temps lorsque les signaux de sortie Pus et P"C des flip-flop 71S, 71C sont respectivement à l'état "1". Lorsque les transistors 81, 82 sont ainsi conducteurs, un

courant d'entraînement passe de la borne 87 à travers l'enroule-

ment 4 de stator dans la direction indiquée par la flèche A0 en trait plein à la figure 5. De mgme lorsque les transistors 91, 92 sont conducteurs, un courant d'entraînement passe de la borne 97 à travers l'enroulement de stator 5 dans la direction

de la flèche B0 représentée en trait plein à la figure 5. Lors-

que les circuits de commutation 55, 65 ont basculé à l'état représenté en pointillé à la figure 5, c'est-à-dire lorsque les contacts mobiles touchent les contacts fixes respectifs b, les transistors 83, 84 du circuit 80 et les transistors 96, 94 du circuit 90 sont conducteurs pendant les intervalles de temps

lorsque les signaux de sortie respectifs Pws et P"c des flip-

flop 71S, 71C sont respectivement à l'état "1". Lorsque les

transistors 83, 84 sont ainsi conducteurs, un courant d'entrat-

nement passe de la borne 87 à travers l'enroulement 4 de stator dans la direction de la flèche A1 représentée en pointillé à

la figure 5; de même lorsque les transistors 93, 94 sont con-

ducteurs, un courant d'entraînement passe de la borne 97 à travers l'enroulement de stator 5 dans la direction de la flèche

B1 représentée en pointillé à la figure 5.

Comme décrit précédemment, lorsque le moteur tourne à sa vitesse normale, les signaux de sortie Pws et PWC des

flip-flop 71S, 71C sont des signaux à largeur d'impulsion môdu-

lée correspondant aux données d'information de la courbe sinu-

soldale enregistrées dans les mémoires ROM 21, 31. Du fait du fonctionnement des circuits de commutation 55, 65 et des circuits d'entra nement impulsionnels 80, 90, les enroulements de stator

4, S reçoivent des courants équivalents à des courants essen-

tiellement sinusoïdaux. Dans le mode de réalisation représenté à la figure 5, l'inductance 85 et le condensateur 86 du circuit d'entraînement impulsionnel 80 et de même l'inductance 95 et le condensateur 96 du circuit 90 fonctionnent comme des filtres passe-bas pour supprimer les composantes de haute fréquence contenues dans les courants traversant les enroulements de stator 4, 5 respectifs. On a toutefois constaté en pratique que le moteur fonctionnait correctement m9me si l'on supprimait

de tels filtres passe-bas.

Comme les enroulements de stator 4, 5 reçoivent les courants d'entraînement en synchronisme avec les champs magnétiques EHS et EHC appliqués par l'aimant 2 du rotor, les conditions de l'équation (7) sont satisfaites, ce qui permet de supprimer les ondulations du couple, même si le champ magnétique de l'aimant 2 du rotor n'est pas exactement sinusoïdal et même

si les éléments à effet Hall 6, 7 ont des sensibilités diffé-

rentes. Comme les compteurs 22, 32 sont remis à l'état initial pour chaque rotation du rotor en fonction du flanc montant du signal de sortie CS4 du flip-flop 58, on peut négliger les erreurs de comptage du compteur 22 et/ou du compteur 32 pour une rotation du rotor puisque l'effet sur la déformation de la

courbe est négligeable du fait que l'on débute un nouveau comp-

tage à chaque tour.

Dans la description ci-dessus faite du fonctionne-

ment d'un moteur à courant continu, sans balai, équipé d'un circuit d'entratnement selon l'invention, on a supposé que le moteur tournait à la vitesse de rotation normale pour que le générateur de fréquence 41 fournisse le signal FG. Toutefois à l'instant du démarrage du moteur, le rotor ne tourne pas, si bien que le générateur de fréquence 41 ne peut pas donner de signal FG pour la lecture dans les mémoires ROM 21, 31. De cette façon, pour démarrer efficacement le moteur à courant continu sans balai, le circuit d'entra nement de la figure 5 comporte en outre une borne 101 qui reçoit un-signal de niveau logique "1", seulement pendant que le commutateurde démarrage (non représenté) est commandé à la main. Ce signal est fourni par la bande 101 à travers la porte OU, 102 à un circuit de

commutation 103 qui commute de son état normal à l'état repré-

* senté en trait plein et assure la liaison à la masse par le contact a, pour passer à l'état de mise en oeuvre représenté en pointillé à la figure 5; le contact mobile du circuit de commutation 103 recontre alors le contact b relié à la source

de tension +OB. Ainsi, suivant l'enfoncement manuel du commuta-

teur de démarrage, une impulsion SP (figure 7A) passant au niveau "1" est dérivée du commutateur 103 pour être appliquée par..les.portes OU, 77S et 77C aux bornes de mise à l'état S des

flip-flop (bascules bistables) 71S, 71C.-

Les flip-flop 71S, 71C sont mis à létat par l'en-

foncement manuel du commutateur de départ et les signaux de sortie PW et PW de ces flip-flop (figures 7G, 7L) passent à l'état "1". L'impulsion SP du commutateur 103 est également fournie à la borne de mise à l'état S du flip-flop 104 pour mettre ce dernier à l'état et faire passer son signal de sortie SF (figure 7B) au niveau "1". Ce signal de sortie SF est appliqué aux portes d'interdiction 75S, 75C pour fermer ces dernières

aussi longtemps que le signal SF est au niveau "1", pour qu'au-

cune impulsion de remise à l'état initial ne soit appliquée aux flip-flop 71S et 71C aussi longtemps que le signal SF est à l'état logique "1"; les signaux de sortie Pws et PWC sont ainsi

maintenus au niveau logique "1".

De plus, le signal de sortie L (figure 7D) du S limiteur 52 est appliqué à la porte 53 dont le signal de sortie attaque la porte OU, 54. L'élément à effet Hall 7 qui détecte le champ magnétique EHC (figure 7J) de l'aimant 2 du rotor fournit-la tension détectée EC correspondant au limiteur 62 qui en déduit un signal rectangulaire LC (figure 7K) appliqué à la porte 63 dont la sortie est reliée à la porte OU 64. Le signal de sortie SF du flip-flop 104 est également appliqué comme signal de porte aux portes 53, 63 pour les ouvrir seulement

pendant l'intervalle lorsque le signal de sortie SF du flip-

flop 104 est de niveau "1". Pendant cet intervalle, lorsque les portes 53, 63 sont ouvertes, les signaux de sortie LS, LC

(figures 7D, 7K) des limiteurs 52, 62 sont appliqués respecti-

vement par les portes 53, 63 ainsi que par les portes OU 54, 64 aux circuits de commutation 55, 65 pour assurer la commutation

sélective de ces circuits de commutation.

Les signaux LS et LC sont prévus pour être synchro-

nisés par les champs magnétiques de forme sinusoïdale EHS et EHC

appliqués respectivement aux enroulements de stator 4 et 5. Cha-

que intervalle dans lequel le signal LS ou LC est à l'état logi-

que "1", correspond à un demi-cycle positif du champ magnétique respectif EHS ou EHc; dans chaque intervalle dans lequel le signal LS ou L0 est égal à "li correspond au demi-cycle négatif du champ magnétique respectif EHS ou EHC. Comme les signaux de sortie Pws et PWC des flip-flop 71S et 71C sont respectivement maintenus à l'état "1" pendant la période de démarrage, il en résulte que dans chaque intervalle lorsqu'un demi-cycle positif du champ magnétique sinusoïdal EHS est appliqué au stator 4, le circuit de commutation 55 occupe la position représentée en trait plein à la figure 5 et c'est pourquoi un courant constant

traverse l'enroulement de stator 4 dans la direction de la flè-

che Ao. De même pendant l'intervalle lorsqu'un demi-cyclé posi-

tif du champ magnétique sinusoïdal EHC est appliqué à l'enrou-

lement de stator 5, le circuit de commutation 65 occupe l'état représenté en trait plein à la figure 5 et c'est pourquoi un courant constant traverse l'enroulement de stator 5 dans la direction de la flèche B

Par ailleurs pendant l'intervalle lorsqu'un demi-

cycle négatif du champ magnétique sinusoïdal EH, est appliqué à l'enroulement de stator 4, le circuit de commutation 55 passe à la position représentée en pointillé à la figure 5, si bien qu'un courant constant traverse l'enroulement de stator 4 dans la direction de la flèche AI' De marme pendant l'intervalle lorsqu'un demi-cycle négatif du champ magnétique sinusoïdal EHC

est appliqué à l'enroulement de stator 5, le circuit de commu-

tation 65 passe à l'état représenté en pointillé, si bien qu'un courant constant traverse l'enroulement de stator 5 dans la

direction de la flèche B1. On établit ainsi un état d'entraine-

ment à commutation pour démarrer le moteur. En outre, le signal

de sortie SF du flip-flop 104 est appliqué aux bornes d'autori-

sation EN des compteurs 22, 32 pour interdire le comptage par ces compteurs aussi longtemps que le signal de sortie SF est à l'état "l". Pendant la période de démarrage lorsque le signal de sortie SF est à l'état "1", les compteurs 22, 32 sont au repos et ne comptent pas les impulsions PFG du déclencheur de

Schmitt 43.

Du fait des courants constants décrits ci-dessus qui traversent alternativement les enroulements de stator 4 et 5 dans une direction puis dans l'autre, à l'entraînement en commutation, le rotor commence à tourner. Lorsque le rotor atteint la position angulaire dans laquelle l'élément à effet Hall 6 détecte la première fois un point de passage à zéro avec montée P du champ magnétique EH., le signal de sortie CS4 du flip-flop 58 passe au niveau "1" et remet les compteurs 22, 32 à l'état initial; il en est de même du flip-flop 104, si bien que le signal de sortie SF de ce dernier passe à l'état "0". Le retour du signal de sortie SF du flip-flop 104 à l'état "0"

autorise les compteurs 22, 32 à démarrer le comptage des impul-

sions PFG du déclencheur de Schmitt 43. Le comptage fait par les compteurs 22, 32 donne les adresses de lecture pour les mémoires ROM 21, 31 pour lire en séquence les données d'information des courbes enregistrées dans chacune des mémoires ROM. De plus, le retour du signal de sortie SF du flip-flop 104 à l'état "O" ouvre les portes d'interdiction 75S, 75C pour que les impulsions d'équivalence PES et PEC puissent les traverser comme impulsions de remise à l'état initial des flip-flop 71S, 71C; puis les signaux de sortie Pws et PNe des flip-flop 71S et 71C sont modulés en largeur d'impulsion comme cela a été décrit ci- dessus

pour l'état de rotation normal du moteur.

Le retour du signal de sortie SF du flip-flop 104 à l'état "O" entraSne également la fermeture des portes 53, 63 si bien que les circuits de commutation 55 et 65 sont commandés par les signaux de sortie SWS et SWC des flip-flop 56 et 66 respectifs. De plus le signal de sortie SF-du flipflop 104 est appliqué aux bornes de remise à l'état initial R des fMipflop 56 et 66 qui sont remis à l'état initial par le flanc descendant du signal SF. Ainsi comme représenté aux figures 7I et 7N, les signaux de sortie SWS et SW, montent à l'état "1" en synchronisme avec le passage du signal de sortie SF du flip-flop 104 de l'état "1" à l'état "O". Puis comme décrit ci-dessus dans le cas de la rotation normale du moteur, les flip-flop 56, 66 inversent leurs signaux de sortie respectifs en fonction de

chaque impulsion de report CA du compteur 22 et de chaque impul-

sion P32 du compteur 32; les circuits de commutation 55, 65 sont ainsi commutés par les signaux de sortie SW et SW en

S C

synchronisme avec les champs magnétiques EHS et EHc sur les enroulements de stator 4 et 5. Cela termine le passage de la

phase de démarrage du moteur à la phase de rotation normale.

La raison pour laquelle on utilise les signaux de sortie Es, EC des éléments à effet Hall 6, 7 pour commander les circuits de commutation 55, 65 au démarrage, puis commuter sur les signaux de sortie SWS et SWC des flip-flop 56, 66 pour agir sur les circuits de commutation 55, 65 lorsque le moteur tourne normalement, est que l'on utilise les signaux les plus précis pour commander les circuits de commutation 55, 65 en rotation normale, puis améliorer les caractéristiques de rotation normale du moteur. Toutefois, si les signauSx de sortie L. et LC des limiteurs 52, 62 sont suffisamment précis, chacun de ces signaux peut servir à commander les circuits de commutation 55, 65 à la fois au démarrage et lorsque le moteur tourne normalement; en d'autres termes, les flip-flop 56, 66 et les portes OU, 54, 64 peuvent être supprimés, des liaisons directes reliant les portes

53, 63 aux circuits de commutation 55, 65.

- Lorsque le moteur tourne normalement et qu'une force externe est appliquée pour arrêter de force la rotation

du rotor, le déclencheur de Schmitt 43 ne fournit plus d'impul-

sion PFG et le moteur ne peut plus continuer à fonctionner normalement. Pour traiter ce cas, le circuit d'entraînement (figure 5) comporte un détecteur de vitesse 105 relié à la

sortie de l'amplificateur 42 pour en dériver une tension propor-

tionnelle à la fréquence du signal FG du générateur de fréquence - 41. Cette tension fournie par le circuit 105 est appliquée au détecteur de niveau 106 pour que lorsque la vitesse de rotation du rotor diminue endessous d'une valeur prédéterminée, le détecteur de niveau donne le signal "1" qui est appliqué par la porte OU, 102 au commutateur 103 qui commute de nouveau celui-ci dans l'état représenté en pointillé. Comme pour le démarrage décrit précédemment, le circuit de commutation 103 fournit une impulsion SP de niveau "1" aux flip-flop 71S, 71C et 104, pour que les courants qui traversent les enroulements de stator 4, 5 correspondent à l'état d'entraînement à commutation, décrit pour le démarrage du moteur. Lorsque la vitesse de rotation du rotor a augmenté de façon appropriée, le circuit de commutation 103 revient à l'état représenté en trait plein, puis lors de la remise à l'état initial du flip-flop 104, la caractéristique de l'état d'entraînement à commutation de la phase de démarrage

se termine et la rotation du moteur est maintenue à l'état normal.

De plus le circuit d'entraînement du moteur à

courant continu, sans balai selon l'invention présente de préfé-

rence un moyen d'asservissement de vitesse de rotation de cons-

truction simple. Plus particulièrement dans le mode de réalisa-

tion de la figure 5, les oscillateurs 72, 76 donnent des signaux à largeur d'impulsion modulée; ces oscillateurs sont commandés

en tension ou sont à fréquence variable comme cela a été men-

tionné; le signal FG du générateur de fréquence 41, amplifié par l'amplificateur 42 est appliqué à un convertisseur fréquence/ tension 78 qui donne une tension SVO variant avec les variations de la vitesse de rotation du rotor. La tension SVO est appliquée à un oscillateur de fréquence variable 72 pour commander la fréquence d'oscillation de celuici. Lorsque la fréquence du

signal de sortie P0 de l'oscillateur 72 change, le temps néces-

saire au compteur 72 pour compter le nombre d'impulsions ou de cycles du signal P0 correspondant à la donnée d'information numérique lue dans les mémoires ROM 21, 31 change de façon à

modifier en correspondance les instants auxquels les compara-

teurs numériques 74S, 74C génèrent les impulsions d'équivalence PES' PEC. Ainsi chaque largeur d'impulsion du signal à largeur d'impulsion modulée PWS et PWC de chaque cycle de l'impulsion

PFG change, ce qui fait varier le couple créé.

Lorsque la vitesse de rotation du moteur dépasse la vitesse prédéterminée ou la vitesse normale, la fréquence

du signal FG augmente et la tension de sortie SVO du convertis-

seur 78 augmente de façon correspondante pour augmenter la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 72. Cela entraîne une réduction de la largeur des impulsions des signaux PW et P et un abaissement de la vitesse de rotation en direction de la valeur normale ou valeur prédéterminée. Inversement lorsque la vitesse de rotation du moteur tombe en-dessous de la vitesse prédéterminée ou vitesse normale, la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 72 s'abaisse et les largeurs des impulsions des

signaux Pws et P C augmentent pour augmenter la vitesse de rota-

tion du rotor vers la valeur normale ou valeur prédéterminée.

On peut ainsi asservir la vitesse en commandant la fréquence

d'oscillation de l'oscillateur 72. --

Toutefois pour augmenter le gain de l'asservisse-

ment et avoir une réponse rapide pour tout déviation par rapport

à la vitesse de rotation prédéterminée, il est préférable d'appli-

quer la tension de sortie SVO du convertisseur 78 par l'inver-

seur 79 à l'oscillateur 76 pour commander la fréquence d'oscil-

lation de ce dernier de façon différentielle par rapport à la

commande de l'oscillateur 72. Ainsi, lorsque la vitesse de rota-

tion du moteur dépasse la valeur normale ou valeur prédéterminée, on diminue la fréquence d'oscillation de l'oscillateur 76 pour réduire le nombre d'impulsions des signaux Pws et PWC dans

chaque cycle d'impulsion PFG pour diminuer la vitesse de rota-

tion du moteur. Inversement lorsque la vitesse de rotation du

moteur devient inférieure à la valeur normale ou valeur prédé-

terminée, on augmente la fréquence d'oscillation de l'oscilla-

teur 76 pour augmenter le nombre d'impulsions des signaux P., PWC dans chaque cycle d'impulsion PFG' si bien que la vitesse

de rotation du moteur augmente vers la valeur normale.

Il est à remarquer que comme la largeur des impul-

sions et le nombre des impulsions des signaux Pws et PWC de chaque cycle de l'impulsion PFG déterminant le débit de lecture

dans les mémoires ROM 21, 31 sont modifiés de façon différen-

tielle par le signal d'asservissement de vitesse SVO, on arrive à un gain d'asservissement relativement élevé et une réponse rapide ou de déviation de la vitesse de rotation par rapport

à la vitesse normale ou vitesse prédéterminée.

Dans le mode de réalisation de la figure 5, on utilise l'équivalence des impulsions de sortie PES et PEC des comparateurs numériques 74S et 74C pour déterminer les diverses largeurs des impulsions des signaux Pws et PWC sur la base des comparaisons du signal de sortie numérique du compteur 73, par les données d'information numériques lues des mémoires ROM 21,

31. Toutefois, on peut obtenir des signaux à modulation de lar-

geur d'impulsion PW et Pwc, analogues à l'aide des seules

sorties des compteurs et sans utiliser les comparateurs numéri-

ques 74S et 74C.

De façon plus particulière selon la figure 9, dans le circuit d'entratnement du moteur à courant continu sans balai, selon un autre mode de réalisation de l'invention, (les éléments du circuit d'entraînement correspondant à ceux décrits

précédemment pour la figure 5 portant les m8mes références numé-

riques), la donnée d'information numérique lue dans la mémoire 21 est préréglée dans le compteur 73S en fonction de l'impulsion

de sortie P1 de l'oscillateur 76. Le compteur 73S est un décomp-

teur c'est-à-dire que le signal de sortie P0 de l'oscillateur 72 est décompté dans le compteur 73S de la valeur préréglée dans celui-ci et qui correspond à la donnée d'information numérique lue dans la mémoire ROM 21. Lorsque l'état du compteur 73S a diminué à la valeur "O" c'est-à-dire lorsque tous les bits du signal de sortie ont décompté jusqu'à l'état "O", le détecteur de zéro 79S donne une impulsion de sortie ZP qui est appliquée à la borne de remise à l'état initial R du flip-flop 71S pour remettre ce dernier à l'état initial. Il est à remarquer que

l'impulsion de sortie ZP du détecteur de zéro 79S est équiva-

lente à l'impulsion de sortie d'équivalence PES du comparateur numérique 74S à la figure 5. En d'autres termes, le décomptage à zéro de la valeur lue dans la mémoire ROM 21 comme dans le mode de réalisation de la figure 9, et le comptage de zéro à

la valeur lue dans la mémoire ROM 21 comme à la figure 5 cons-

tituent des solutions équivalentes de sorte que le flip-flop 71S de la figure 9 donne le m9me signal P M a modulation de largeur d'impulsion que le flip-flop 71S de la figure 5. La figure 9 montre uniquement le montage correspondant à une phase dite sinusoïdale; le montage est analogue pour une phase dite cosinusidale, et comporte un compteur correspondant au compteur 73S et un détecteur de zéro correspond au circuit 79S de la figure 9. De plus à l'exception des changements des moyens servant à remettre les flip-flop 71S et 71C à l'état initial pour définir la largeur des impulsions des signaux PW et P., les autres parties du mode de réalisation de la figure 9 sont

les mames que celles du mode de réalisation de la figure 5.

Dans la variante de réalisation décrite ci-dessus à l'aide de la figure 9, les compléments à 1 (un) de la donnée d'information numérique lue dans les mémoires ROM 21, 31 sont respectivement préréglés dans le compteur 73S et le compteur correspondant de la phase du cosinus qui dans ce cas fonctionne en comptage du signal de sortie de l'oscillateur 72; lorsque tous les bits de l'état du compteur sont au niveau logique "1",

le flip-flop 71S ou 71C est remis à l'état initial.

Il est à remarquer que dans les différents modes de réalisation de l'invention, tels que précédemment décrits,

la donnée d'information sinusoïdale enregistrée dans les mé-

moires ROM 21, 31 ne comporte pas de distorsion et est lue à

l'aide du signal P synchronisé sur la rotation du rotor, c'est-

FG à-dire en synchronisme avec le champ magnétique de l'aimant 2 du rotor, champ qui est détecté par l'élément à effet Hall 6:

la donnée d'information lue est utilisée pour générer les cou-

rants qui traversent les enroulements de stator 4 et 5. De ce fait, les circuits d'entraînement des moteurs à courant continu sans balai selon l'invention évitent toute ondulation du couple qui existe dans l'art antérieur du fait de la différence entre le gain ou la sensibilité des éléments à effet Hall, servant à

détecter le champ magnétique du rotor et/ou du fait de la ten-

sion continue-de décalage. De plus même si le champ magnétique de l'aimant 2 du rotor n'est pas exactement sinusoïdal, les courants qui traversent les enroulements de stator 4 et 5 du "v-. " moteur équipé d'un circuit d'entraînement selon l'invention, ne

seront pas influencés.

De façon plus particulière, dans le circuit d'en-

traînement de chaque moteur à courant continu selon l'invention, la donnée d'information numérique lue dans les mémoires c'est- à-dire dans les mémoires ROM 21, 31 n'est pas transformée en des signaux analogiques correspondants, mais est traitée de façon numérique pour commander la largeur des impulsions des signaux à modulation de largeur d'impulsion déterminant les

intensités des courants traversant les enroulements de stator.

C'est pourquoi après la lecture de la donnée d'information numérique dans la mémoire, il n'est pas possible au circuit d'entraînement de créer une tension continue de décalage ou analogue, ce qui permet une rotation constante du moteur sans

que le couple fourni ne présente d'ondulation.

Il est à remarquer que comme les enroulements du stator sont entraînés par des impulsions de-courant lorsque le moteur tourne normalement, lesderniers étages du circuit

d'entraînement tels que les étages 80 et 90 peuvent être ali-

mentés par une seule source de tension, ce qui est intéressant lorsque la source de tension est une batterie, par exemple dans

un appareil portatif.

Il est également à remarquer que dans les modes de réalisation représentés, la fréquence répétitive des signaux à largeur d'impulsion modulée Pws et PWC est déterminée par le signal de sortie P1 de l'oscillateur 76 choisi à l'extérieur de la bande des fréquences audio, pour éviter toute génération de bruit par le circuit d'entraînement du moteur, par exemple dans le cas d'un lecteur de disques ou de bandes. On ne pourrait éviter ce bruit si par exemple l'impulsion PFG était utilisée à la place du signal de sortie P1 de l'oscillateur 76 pour déterminer la fréquence de répétition des signaux à largeur

d'impulsion modulée. En d'autres termes si par exemple le flip-

flop 71S était mis à l'état par l'impulsion PFG et était remis

à l'état initial par le signal de sortie du comparateur numéri-

que 74S (figure 5) ou encore la sortie du détecteur de zéro 79S (figure 9) la fréquence de répétition du signal à modulation de largeur d'impulsion résultant Pws serait égale à la fréquence de l'impulsion PFG. Dans ce cas, si le moteur à courant continu sans balai est utilisé pour entraîner le plateau d'un lecteur de disques phonographique et si le générateur de fréquence 41 donne 512 impulsions pour chaque rotation du rotor et ainsi du plateau, la fréquence de l'impulsion PFG est approximativement égale à 300Hz pour une vitesse de plateau de 33 1/3 tours par minute. Dans ce cas la fréquence répétition de chacun des signaux à largeur d'impulsion modulée est située dans la plage des fréquences audio si bien que les impulsions commandant

l'entratnement du plateau peuvent entraîner des bruits g9nants.

Toutefois comme indiqué précédemment, dans le cadre de l'invention, le signal P1 de l'oscillateur 76 détermine la fréquence de répétition des signaux à largeur d'impulsion modulée; ce signal est choisi très en dehors de la bande ou plage des fréquences audio, ce qui évite le bruit. Il est en

outre à remarquer à titre d'exemple que dans les circuits d'en-

tratnement de moteur à courant continu sans balai selon l'inven-

tion, le signal d'asservissement SVO peut servir à commander la fréquence de l'oscillateur de fréquence variable 72 pour

changer la largeur des impulsions des signaux à largeur d'impul-

sion modulée et régler également la fréquence de l'oscillateur

de fréquence variable 76 pour déterminer la fréquence de répé-

tition des signaux à largeur d'impulsion modulée; on arrive ainsi à un gain d'asservissement relativement élevé et la caractéristique de réponse de l'asservissement en vitesse est améliorée. Dans les modes de réalisation de l'invention, tels que représentés, les intensités des courants qui traversent les enroulements 4 et 5 du stator sont synchronisées sur le champ magnétique de l'aimant 2 du rotor par l'élément à effet Hall 6

qui détecte le champ magnétique. On peut faire une synchronisa-

tion similaire, par exemple à l'aide d'un aimant permanent sup-

plémentaire fixé dans une position prédéterminée de la culasse 3 du rotor pour constituer un repère de rotation; dans ce cas, on détecte la position de cet aimant supplémentaire, par exemple à l'aide d'un élément à effet Hall dont le signal de sortie est utilisé de la même manière, la sortie ES de l'élément 6 assurant

la synchronisation voulue.

Dans les circuits d'entraînement impulsionnels 80, , associés aux enroulements de stator 4, 5 respectifs, les chemins de courant différents tels que A0 et A1 et tels que B0 Bi servent pour le changement de sens des courants électriques a travers les enroulements de stator. Toutefois dans le circuit d'entraînement d'un moteur à courant continu sans balai, selon l'invention, les changements de sens des courants électriques traversant les enroulements de stator peuvent être réalisés en inversant les connexions des extrémités des enroulements c'est-à-dire en échangeant les extrémités d'entrée et de sortie

de ces enroulements.

R- E V E N D I C A T I 0 N S

) Moteur à courant continu sans balai comportant un rotor avec un aimant définissant un champ magnétique sinusoïdal et un stator à enroulementsbiphaser,,espacés l'un de l'autre d'un angle électrique qui est un multiple impair de 90 et le rotor et le stator sont montés pour tourner l'un par rapport à l'autre,

les enroulements du stator étant influencés par le champ magné-

tique sinusoïdal, moteur caractérisé par un circuit d'entratne-

ment comportant un générateur de signal donnant une sortie dont

la fréquence est déterminée par la vitesse de la rotation rela-

tive, une mémoire pour enregistrer les données d'information représentant des grandeurs échantillonnées, respectives, de courbes sinusoïdales prédéterminées, des moyens répondant aux signaux de sortie du générateur de signal pour lire les données d'information dans la mémoire et des moyens pour synchroniser la lecture des données d'information suivant l'action du champ magnétique sinusoïdal sur les enroulements du stator, un moyen

pour donner des courants électriques alimentant les enroule-

ments du stator pour coopérer avec le champ magnétique et donner un couple assurant la rotation relative, et un moyen répondant à la donnée d'information lue dans la mémoire pour commander les courants électriques et supprimer les ondulations

du couple.

2 ) Moteur à courant continu sans balai selon la revendication 1, caractérisé en ce que la donnée d'information est enregistrée sous forme numérique dans la mémoire aux adresses correspondant aux parties le long des courbes pour qu'elle corresponde.aux valeurs d'échantillonnage respectives, et les moyens de lecture des données d'information contiennent des moyens pour générer des impulsions en fonction du signal de sortie du générateur de signaux et un moyen de comptage pour compter les impulsions et donner des états de comptage qui correspondent aux adresses, séquentiellement pour la lecture

des données d'information dans la mémoire.

3 ) Moteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que le moyen pour synchroniser la lecture des données d'information comporte un moyen répondant au champ magnétique sinusoïdal pour générer un signal de remise à l'état initial et remettre le moyen de comptage chaque fois que le champ magnétique établi par l'aimant du rotor est dans une position de rotation prédéterminée par rapport aux enroulements du stator. ) Moteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moyen générant un signal de remise à l'état initial se compose d'un élément à effet Hall fixé de façon relative pour les enroulements du stator, pour donner un signal de

sortie en fonction du champ magnétique sinusoïdal, et un flip-

flop répondant au signal de sortie de l'élément à effet Hall donne le signal de remise à l'état initial pour la position de

rotation prédéterminée.

) Moteur à courant continu sans balai selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen fournissant les courants électriques dans les enroulements de stator se compose d'un moyen pour inverser le sens de passage des courants

électriques dans les enroulements de stator, pour chaque commu-

tation entre un demi-cycle positif et un demi-cycle négatif du

champ magnétique sinusoïdal appliqué aux enroulements du -stator.

) Moteur selon la revendication 5, caractérisé en ce que la donnée d'information est enregistrée sous forme

numérique dans la mémoire aux adresses correspondant aux posi-

tions le long des demi-cycles des courbes, aux points corres-

pondant aux valeurs d'échantillonnage respectives, le moyen pour lire les données d'information se compose d'un moyen répondant au signal de sortie du générateur de signal pour donner des impulsions à la vitesse correspondant à celle des adresses désignées successivement, et un moyen de comptage pour

compter les impulsions et donner des signaux de sortie de comp-

-tage qui désignent les adresses, séquentiellement pour lire

les données d'information et émettre des impulsions de commuta-

tion lorsque les valeurs des signaux de sortie de comptage

correspondent aux adresses de la mémoire auxquelles sont enre-

gistrées les grandeurs échantillonnées prises aux points de

passage à zéro des courbes respectives, et le moyen pour inver-

ser le sens des courants électriques se compose d'un commuta-

teur à deux états correspondant respectivement aux deux sens de passage des courants électriques, et le moyen de commutation du commutateur entre le premier et le second états en réponse

aux impulsions de commutation.

) Moteur selon la revendication 6, caractérisé en ce que le multiple impair est égal à un, si bien que l'angle électrique est égal à 90 et la mémoire comporte une première et une seconde unités de mémoire ayant un nombre égal d'adresses auxquelles sont enregistrées les données d'information dans le premier et le second éléments de mémoire, correspondant aux positions distantes en phase de 90 suivant les différents demi-cycles respectifs des courbes, et le moyen de comptage se compose d'un premier et d'un second compteurs qui comptent chacun les impulsions et ont des sorties de comptage respectives pour désigner les adresses du premier, du deuxième éléments de mémoire, le premier compteur émettant une impulsion de report comme impulsion de commutation lorsque l'état de comptage du

premier compteur atteint sa valeur maximale et le second comp-

teur émet l'impulsion de commutation respective lorsque l'état

de comptage est à la moitié de la valeur maximale.

80) Moteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que le moyen pour commander les courants électriques se compose d'un premier oscillateur dont seul le signal de sortie atteint une fréquence supérieure à la fréquence du générateur de signal, un second oscillateur dont le signal de sortie est à une fréquence très supérieure à la fréquence d'oscillation du premier oscillateur, un moyen de comptage d'oscillation pour compter les signaux de sortie du second oscillateur en étant

remis à l'état initial par le signal de sortie du premier oscil-

lateur, un premier et un second flip-flop qui sont chacun mis à l'état par le signal de sortie du premier oscillateur et un moyen pour remettre à l'état initial le premier et le second flip-flop, lorsque le signal de sortie du second oscillateur est compté par le moyen de comptage des oscillations à des nombres déterminés par les données d'information lues dans la première et la seconde mémoires, de façon que le premier et le second flip-flop donnent un premier et un second signal à largeur d'impulsion modulée, dont la fréquence de répétition est déterminée par le premier oscillateur, le premier et le second signal à largeur d'impulsion modulée étant appliqués par

le commutateur au moyen donnant le courant électrique pour com-

mander ce dernier, dans l'alimentation des enroulements biphases

du stator.

9 ) Moteur selon la revendication 8, caractérisé

en ce que les deux oscillateurs sont des oscillateurs de fré-

quence variable, un moyen d'asservissement étant prévu, pour 9tre mis en oeuvre par les-différences de la vitesse de rotation relative par rapport à une valeur prédéterminée, pour modifier de façon différente les fréquences d'oscillation des deux oscillateurs. 100) Moteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen de remise à l'état initial des deux flip-flop se compose de deux comparateurs numériques recevant chacun l'état de comptage du moyen de comptage des oscillations, le premier comparateur numérique comparant l'état de sortie du moyen de comptage à l'information lue dans la première mémoire et en cas de coïncidence, il applique un signal de remise à l'état initial au premier flip-flop, et le second comparateur numérique compare l'état de comptage du moyen de comptage des oscillations à l'information lue dans la seconde mémoire et en cas de coïncidence, il applique un signal de remise à l'état

initial au second flip-flop.

) Moteur selon la revendication 8, caractérisé en ce que le moyen de comptage des oscillations se compose de deux décompteurs mis à l'état des données d'information lues respectivement dans la première et la seconde mémoires, pour

effectuer un décomptage à laide de la sortie du second oscilla-

teur à partir de l'état de comptage ainsi introduit, le moyen de remise à l'état initial du premier et du second flip-flop se composant d'un premier et d'un second détecteurs de zéro appliquant des signaux de remise à l'état initial aux deux flip-flop lorsque les deux décompteurs ont décompté jusqu'à zéro à partir de la donnée d'information respectivement mise

dans chacun de ces compteurs.

) Moteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen pour commander les courants électriques se

compose d'un premier oscillateur dont la sortie est a une fré-

quence d'oscillation supérieure à la fréquence du générateur de signaux, d'un second oscillateur dont le signal de sortie est à une fréquence d'oscillation notablement supérieure à la fréquence d'oscillation du premier oscillateur, un compteur pour compter la sortie du second oscillateur,- ce compteur étant remis à

l'état initial par la sortie du premier oscillateur, un flip-

flop mis à l'état par la sortie du premier oscillateur, un moyen pour remettre le flip-flop à l'état lorsque la sortie du second oscillateur est comptée par le moyen de comptage à un nombre déterminé par la donnée d'information lue dans la mémoire de façon que le flip-flop donne des signaux impulsionnels

modulés en largeur, dont le fréquence de répétition est déter-

minée par le premier oscillateur, et le moyen qui fournit le courant électrique se compose d'un circuit d'entrainement impul-

sionnel commandé par les signaux à largeur d'impulsion modulée.

) Moteur selon la revendication 12, caractérisé

en ce que le premier et le second oscillateurs sont des oscilla-

teurs de fréquence variable et le circuit comporte un moyen d'asservissement mis en oeuvre par les différences entre la

vitesse de rotation relative et par rapport à une valeur prédé-

terminée, pour modifier de façon différente la fréquence d'osi-

cillation du premier et du second oscillateurs.

) Moteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que le moyen pour remettre le flip-flop à l'état initial se compose d'un comparateur recevant l'état de comptage du compteur pour le comparer à la donnée d'information lue dans la mémoire et appliquer un signal de remise à l'état initial

aux flip-flop en cas de coïncidence.

150) Moteur selon la revendication 12, caractérisé en ce que la donnée d'information lue dans la mémoire est mise dans le compteur qui travaille en décompteur pour les signaux de sortie du second oscillateur, et le moyen de remise à l'état initial du flip-flop est un détecteur de zéro envoyant un signal de remise à l'état initial du flip-flop lorsque le moyen de comptage atteint l'état de comptage zéro en partant de la

donnée d'information mise dans le compteur.

) Moteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen répondant à la donnée d'information lue dans la mémoire se compose d'un moyen fournissant un signal à largeur d'impulsion modulée formé d'un train d'impulsions dont les largeurs sont modulées en fonction de la donnée d'information lue dans la mémoire et les courants électriques correspondent

au signal à largeur d'impulsion modulée.

170) Moteur selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen mis en o&uvre par le début du fonctionnement du moteur pour interdire l'émission du signal à modulation de largeur d'impulsion, et pour remplacer ce signal

par un signal constant, le moyen fournissant le courant électri-

que donnant des intensités pratiquement constantes à travers les enroulements du stator, en inversant alternativement le sens du courant. ) Moteur selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen mis en oeuvre pour rétablir la production du signal à modulation de largeur d'impulsion lors-

que la vitesse de rotation relative atteint une valeur prédé-

terminée et que le champ magnétique sinusoïdal correspond à une

position déterminée par rapport aux enroulements du stator.

) Moteur selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen mis en oeuvre en réponse au signal de sortie du générateur de signal lorsque la vitesse de

la rotation relative diminue en-dessous d'une valeur prédéter-

minée, pour interdire l'émission du signal à largeur d'impulsion modulée et pour remplacer ce signal par un signal constant qui fait que le moyen fournissant le courant électrique, donne un courant constant passant dans les enroulements de stator, en alternant de sens, et un moyen rétablissant la production du signal à largeur d'impulsion modulée lorsque la vitesse de la rotation relative dépasse de nouveau la valeur prédéterminée et que le champ magnétique sinusoïdal est dans une position

prédéterminée par rapport aux enroulements du stator.