Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Schaltungsanordnung für Zeitmessgeräte, insbesondere für integrierte Schaltkreise in Zeitmessgeräten, mit mindestens einem bistabilen Multivibrator, der mit zwei Schaltstufen versehen ist, welche je einen Schalt- und einen Steuertransistor gleichen Leitungstyps mit zueinander parallelgeschalteten Kollektor-Emitter-Strecken aufweisen, und bei dem die Basis des Steuertransistors jeder der beiden Schaltstufen über jeweils ein kapazitives Glied mit einem gemeinsamen Fortschalteingang des Multivibrators verbunden und die Basis des Schalttransistors jeder der beiden Schaltstufen direkt mit den Kollektoren des Schalt- und des Steuertransistors der jeweils anderen Schaltstufe gekoppelt ist und bei dem die Kollektoren des Schalt- und des Steuertransistors einer der beiden Schaltstufen mit einem Signalausgang des Multivibrators verbunden sind.
Bistabile Multivibratoren der obengenannten Art sind bereits bekannt, z. B. aus dem Fachbuch Micropower Electronics von E. Keonjian, Oxford 1964, S. 64, Fig. 5. Bei diesen bekannten bistabilen Multivibratoren besteht, wie z: B. aus den Oszillogrammen einer aus solchen Multivibratoren zusammengesetzten Zählkette in Fig. 7 auf Seite 66 des genannten Fachbuches ersichtlich, das Problem, dass die obere Grenze der Repetitionsfrequenz umso niedriger liegt, je geringer die dem Multivibrator zugeführte Leistung ist.
In den erwähnten Oszillogrammen wird dies daran ersichtlich, dass die Ecken der Rechteckimpulse in den verschiedenen, der jeweils gleichen Zählstufe zugeordneten Oszillogrammen umso stärker abgerundet sind, je geringer die zugeführte Leistung ist.
Diese Verringerung des oberen Grenzwertes der Repetitionsfrequenz mit der Abnahme der dem Multivibrator zugeführten Leistung hat verschiedene Ursachen.
Eine dieser Ursachen ist die Tatsache, dass die Steuer- und Schalttransistoren der Multivibratoren über ihren Basis-Emitter-Strecken, ihren Kollektor-Basis Strecken und ihren Kollektor-Emitter-Strecken Kapazitäten aufweisen. Diese Kapazitäten sind teilweise echte, durch die Anschlussleitungen und die sich gegenüberstehenden Elektroden der Transistoren gebildete Kapazitäten und teilweise Diffusionskapazitäten, also scheinbare, durch Verzögerungen im Leitungsmechanismus der Transistoren bedingte Kapazitäten, die sich zu den echten Kapazitäten hinzuaddieren.
Diese Kapazitäten der Schalt- und Steuertransistoren eines Multivibrators der eingangs genannten Art müssen bei jedem Kippvorgang des Multivibrators zum Teil von der niedrigen Kollektorspannung der durchgeschalteten Schaltstufe auf die höhere Kollektorspannung der gesperrten Schaltstufe aufgeladen und zum Teil von dieser höheren auf die genannte niedrigere Spannung entladen werden. Die Aufladung von der niedrigeren auf die höhere Spannung erfolgt mit dem der betreffenden Schaltstufe aus der Batterie zugeführten Strom und dauert daher umso länger, je geringer dieser Strom ist.
Diese Ursache für die Verringerung des oberen Grenzwertes der Repetitionsfrequenz mit Abnahme der dem Multivibrator zugeführten Leistung ist - qualitativ gesehen - unabänderlich, und quantitativ lässt sich der bei einer bestimmten zugeführten Leistung bzw. einem bestimmten zugeführten Strom durch diese Ursache bedingte obere Grenzwert der Repetitionsfrequenz im wesentlichen nur durch technologische Massnahmen bei der Herstellung der Transistoren beeinflussen, wenn man einmal davon ausgeht, dass die Leitungsführung der Verbindungsleitungen der Multivibratorschaltung von vornherein so gewählt ist, dass die durch die Verbindungsleitungen verursachten Kapazitäten bereits vernachlässigbar klein sind.
Die durch diese Ursachen bedingten oberen Grenzwerte liegen jedoch noch weit über den bei entsprechenden Werten des zugeführten Stromes derzeit erreichbaren oberen Grenzwerten.
Die bestimmenden Ursachen für die Verringerung der derzeit erreichbaren oberen Grenzwerte der Repetitionsfrequenz mit Abnahme der zugeführten Leistung bzw. des zugeführten Stromes sind daher anderer Natur.
Eine dieser bestimmenden Ursachen, die bei einem einzelnen Multivibrator der eingangs genannten Art gar nicht in Erscheinung tritt, sondern nur bei einer aus einer Mehrzahl von Multivibratoren der eingangs genannten Art zusammengeschalteten Zählkette wirksam wird, ist die durch die kapazitive Kopplung der einzelnen Zählstufen untereinander bzw. durch die zu diesem Zweck vorgesehenen kapazitiven Glieder verursachte Rückwirkung auf den jeweils als Impulsgeber für die nachgeschaltete Zählstufe wirkenden Multivibrator.
Denn da der Signalausgang des als Impulsgeber wirkenden Multivibrators über der Kollektor-Emitter-Strecke eines der beiden Schalttransistoren und der mittels einer Koppelkapazität bzw. einem der genannten kapazitiven Glieder an diesen Signalausgang angekoppelte Steuereingang der nachgeschalteten Zählstufe bzw. des dieselbe bildenden Multivibrators über der Basis-Emitter Strecke von jeweils einem der beiden Steuertransistoren dieses nachgeschalteten Multivibrators liegt und der differentielle Eingangswiderstand des betreffenden Steuereinganges relativ klein ist, ist die Koppelkapazität bzw. das dieselbe bildende kapazitive Glied praktisch parallel zum Signalausgang des den Impulsgeber bildenden Multivibrators geschaltet, d. h.
diese Koppelkapazität addiert sich praktisch zu der internen Kapazität am Signalausgang des als Impulsgeber wirkenden Multivibrators, die sich aus den Kapazitäten der über dem Signalausgang liegenden Kollektor-Emitter-Strecke des einen Steuertransistors, Kollektor-Emitter-Strecke des einen Schalttransistors und Basis-Emitter-Strecke des anderen Schalttransistors zusammensetzt, hinzu, was zur Folge hat, dass von dem zugeführten Strom nicht nur die genannte interne Kapazität, sondern zusätzlich auch noch die genannte Koppelkapazität aufgeladen werden muss. In dem Masse, in dem die Koppelkapazität die von dem zugeführten Strom aufzuladende, aus der internen und der Koppelkapazität zusammengesetzte Gesamtkapazität vergrössert, vergrö ssert sich daher die Aufladezeit für diese Gesamtkapazität und verringert sich entsprechend der obere Grenzwert der Repetitionsfrequenz.
Bisher wurden nun diese Koppelkapazitäten verhältnismässig gross im Vergleich zu der genannten internen Kapazität gewählt, so dass sich schon allein dadurch eine beträchtliche Verringerung des oberen Grenzwertes der Repetitionsfrequenz bei zu Zählketten zusammengeschalteten Multivibratoren der eingangs genannten Art ergab.
Diese Wahl ist jedoch bei den bekannten Multivibratorschaltungen der eingangs genannten Art, mindestens jedenfalls bei der erwähnten, aus dem obengenannten Fachbuch bekannten Version dieser Multivibratorschaltungen, notwendig, weil über die Koppelkapazitäten eine bestimmte Schaltleistung übertragen werden muss, um ein sicheres Kippen der nachgeschalteten Zählstufe zu gewährleisten. Diese Schaltleistung ist erforderlich, um die Spannung am Steuereingang der nachgeschalteten Zählstufe bzw. des nachgeschalteten Multivibrators so lange hoch zu halten, bis die Kollektorspannung des mit seiner Basis-Emitter Strecke den Steuereingang bildenden Steuertransistors sowie des zu diesem parallel geschalteten Schalttransistors von der höheren Kollektorspannung der gesperrten Schaltstufe auf die niedrigere Kollektorspannung der durchgeschalteten Schaltstufe übergegangen ist, d. h.
bis die interne Kapazität, die über der Kollektor-Emitter-Strecke des mit seiner -Basis-Emitter Strecke den Steuereingang bildenden Steuertransistors liegt, von der höheren Kollektorspannung der gesperrten Schaltstufe auf die niedrigere Kollektorspannung der durchgeschalteten Schaltstufe entladen ist.
Die für diesen Zweck erforderliche Schaltleistung ist bei der aus dem genannten Fachbuch bekannten Version von Multivibratorschaltungen der eingangs genannten Art deswegen verhältnismässig gross, weil während des Kippvorganges, während dessen einerseits die Spannung am Steuereingang bzw. an der Basis-Emitter-Strecke des denselben bildenden Steuertransistors hochgehalten werden muss und anderseits die Kollektorspannung dieses Steuertransistors von der höheren Kollektorspannung der gesperrten Schaltstufe auf die niedrigere Kollektorspannung der durchgeschalteten Schaltstufe übergeht, über den zwischen Basis und Kollektor dieses Steuertransistors angeordneten ohmschen Widerstand ein verhältnismässig grosser Teil der über die Koppelkapazität zugeführten Schaltleistung abfliesst, und zwar insbesondere in dem Zeitabschnitt,
in dem sich die Kollektorspannung des besagten Steuertransistors schon der Kollektorspannung der durchgeschalteten Schaltstufe nähert, während gleichzeitig seine Basisspannung noch hochgehalten werden muss, so dass zwischen Basis und Kollektor des besagten Steuertransistors eine verhältnismässig grosse Potentialdifferenz vorhanden ist und damit über den besagten zwischen Kollektor und Basis des Steuertransistors angeordneten ohmschen Widerstand ein verhältnismässig grosser Verluststrom fliesst.
Bei einer anderen bisher noch nicht vorbekannten Version von Multivibratoren der eingangs genannten Art sind nun die genannten, jeweils zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren angeordneten ohmschen Widerstände durch Dioden ersetzt. Diese Dioden befinden sich während des Kippvorganges im Sperrzustand und lassen daher nur einen im Vergleich zu den genannten ohmschen Widerständen sehr geringen Verluststrom, nämlich höchstens ihren Sperrstrom, durch.
Infolgedessen wäre bei dieser Version die über die Koppelkapazitäten zu übertragende Schaltleistung wenn man die Diodenkapazität unberücksichtigt lassen könnte - wesentlich geringer und entsprechend könnten die Koppelkapazitäten bei dieser Version wesentlich kleiner als bei der Version mit ohmschen Widerständen zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren gemacht werden.
Bei Vernachlässigbarkeit der Diodenkapazitäten wäre es also bei der Version mit Dioden zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren möglich, die Koppelkapazitäten so klein zu machen, dass sie nur z. B. die Hälfte der genannten internen Kapazität betragen und daher den oberen Grenzwert der Repetitionsfrequenz praktisch nur sehr wenig herabsetzen.
Wenn aber bei dieser Version mit Dioden zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren die Diodenkapazitäten sehr klein sein sollen, dann tritt eine andere bestimmende Ursache für die Verringerung der derzeit erreichbaren oberen Grenzwerte der Repetitionsfre quenz mit Abnahme der zugeführten Leistung bzw.
des zugeführten Stromes wesentlich ausgeprägter als bei der Version mit ohmschen Widerständen zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren in Erscheinung, nämlich das Problem der Umladung der Koppelkapazitäten.
Dieses Problem tritt zwar auch bei der Version mit ohmschen Widerständen zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren auf, es ist jedoch dort trotz der Notwendigkeit wesentlich grösserer Koppelkapazitäten nicht ganz so kritisch, weil die Widerstandswerte der ohmschen Widerstände wesentlich niedriger als die Widerstandswerte von an Stelle dieser ohmschen Widerstände eingesetzten Dioden gewählt werden können, letzteres eben deswegen, weil bei den an Stelle der ohmschen Widerstände eingesetzten Dioden die Diodenkapazität sehr gering gehalten werden muss und demzufolge die Fläche derselben sehr klein sein muss, was wiederum zu sehr hohen Widerstandswerten der Dioden bei den anliegenden relativ kleinen Spannungen führt,
während im Gegensatz dazu bei ohmschen Widerständen die parallel zu den ohmschen Widerständen liegenden parasitären Kapazitäten die Wahl eines niedrigeren Widerstandswertes nicht behindern, weil bei ohmschen Widerständen, zumindest jedenfalls bei in intergrierten Schaltkreisen angeordneten ohmschen Widerständen, die parasitären Kapazitäten mit dem Widerstandswert des ohmschen Widerstandes abnehmen.
Das genannte Problem der Umladung der Koppelkapazitäten tritt jeweils während des Zeitraumes zwischen der Anstiegsflanke eines dem Fortschalteingang eines Multivibrators der eingangs genannten Art zuzuführenden Fortschaltimpulses und der Abfallsflanke des jeweils vorangegangenen Fortschaltimpulses auf, denn zum Zeitpunkt der Abfallsflanke des vorangegangenen Fortschaltimpulses ist die Spannung an dem Koppelkondensator, der den genannten zuzuführenden Fortschaltimpuls überträgt, noch nahezu Null oder verhältnismässig klein, während diese Spannung zum Zeitpunkt des Beginnes der Anstiegsflanke des genannten zuzuführenden Fortschaltimpulses annähernd gleich der Spannungsdifferenz zwischen der höheren Kollektorspannung der gesperrten Schaltstufe und der niedrigeren Kollektorspannung der durchgeschalteten Schaltstufe sein muss, wenn mit Sicherheit gewährleistet sein soll,
dass der genannte zuzuführende Fortschaltimpuls von dem gemeinsamen Fortschalteingang des Multivibrators auf die gesperrte Schaltstufe des Multivibrators übertragen wird.
Die Aufladung der Koppelkapazität von ihrem Spannungswert zum Zeitpunkt der Abfallsflanke des vorangegangenen Fortschaltimpulses auf die der genannten Spannungsdifferenz entsprechende Spannung erfolgt über den ohmschen Widerstand bzw. die Diode, die zwischen dem Kollektor und der Basis des Steuertransistors liegt, an dessen Basis die Koppelkapazität angeschlossen ist. Diese Aufladung erfordert nun eine bestimmte Zeit, die einerseits von der Grösse der Koppelkapazität und anderseits von dem Widerstandswert des ohmschen Widerstandes bzw. der Diode, über den bzw. die die Koppelkapazität aufgeladen wird, abhängig ist.
Da nun die Grösse der Koppelkapazitäten, wie bereits erläutert, durch die über dieselben zu übertragenden Schaltleistungen bestimmt ist, und zwar wenn auch mit unterschiedlichen Werten - sowohl bei der Version mit ohmschen Widerständen zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren als auch bei der Version mit Dioden zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren, ist für die genannte Aufladungszeit im wesentlichen nur der Widerstandwert des ohmschen Widerstandes bzw. der Diode, über die die Koppelkapazität aufgeladen wird bzw. die Höhe des der Koppelkapazität über diesen ohmschen Widerstand bzw.
die Diode zugeführten Ladestromes massgebend. Die Bemessung der Widerstandswerte dieser zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren angeordneten ohmschen Widerstände bzw. Dioden ist nun unmittelbar von der dem Multivibrator zugeführten Leistung bzw. dem zugeführten Strom abhängig, und zwar in dem Sinne, dass diese Widerstandswerte umso grösser sein müssen, je kleiner der Leistungsverbrauch des Multivibrators sein soll. Aus diesem Grunde wird die für die erwähnte Aufladung der Koppelkapazitäten erforderliche Zeit und damit die mindestens erforderliche Zeitspanne zwischen der Abfallsflanke eines Fortschaltimpulses und der Anstiegsflanke des nächstfolgenden Fortschaltimpulses umso grösser und dementsprechend die obere Grenze der Repetitionsfrequenz des Multivibrators umso geringer, je geringer der Leistungsverbrauch des Multivibrators sein soll.
Nun besteht von Seiten der Zeitmesstechnik, insbesondere für quarzgesteuerte Armbanduhren, einerseits die Forderung nach Herabsetzung des Leistungsverbrauchs von in den Steuerteil von Zeitmessgeräten einzubauenden Schaltungen bis auf das äusserste realisierbare Minimum, wobei aber anderseits, insbesondere im Hinblick auf die Quarzsteuerung, gleichzeitig die Forderung erhoben wird, dass die Arbeitsfrequenz bzw.
die obere Grenzfrequenz dieser Schaltungen möglichst hoch liegen soll und durch die Verminderung des Leistungsverbrauchs möglichst nicht verringert werden soll.
Da diese beiden Forderungen sich jedoch, wie oben schon erwähnt, bei den bekannten Multivibratoren der eingangs genannten Art widersprechen, war es bisher nicht möglich, bei einer gegebenen Arbeitsfrequenz eines solchen Multivibrators dessen Leistungsverbrauch unter einen bestimmten, von der Arbeitsfrequenz abhängigen unteren Grenzwert abzusenken.
Der Erfindung lag nun die Aufgabe zugrunde, eine elektronische Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der dieser untere Grenzwert des Leistungsverbrauchs beträchtlich unter den für die gleiche Arbeitsfrequenz bisher als nicht unterschreitbar angesehenen Wert des Leitungsverbrauchs abgesenkt werden kann bzw. bei der bei fest vorgegebenem Leistungsverbrauch die obere Grenze der Repetitionsfrequenz des bzw. der Multivibratoren beträchtlich erhöht werden kann.
Erfindungsgemäss wird das bei einer elektronischen Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art dadurch erreicht, dass die beiden Schaltstufen des Multivibrators je einen Vortransistor, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen Basis und Kollektor des Steuertransistors der betreffenden Schaltstufe geschaltet ist und dessen Leitungstyp der gleiche wie der Leitungstyp des Steuertransistors in der gleichen Schaltstufe ist, und Mittel zur Speisung des Vortransistors mit einem wenigstens näherungsweise konstanten Basisstrom aufweisen.
Dadurch lässt sich erreichen, dass die erwähnte Aufladung der Koppelkapazitäten bzw. der dieselben bildenden kapazitiven Glieder mit einem im wesentlichen konstanten, von den Vortransistoren gelieferten Ladestrom an Stelle eines über Widerstände oder Dioden zugeführten und daher exponentiell absinkenden Lade stromes erfolgt, wodurch die für die Aufladung erforderliche Zeit ganz beträchtlich verkürzt und damit die obere Grenze der Repetitionsfrequenz des bzw. der Multivibratoren entsprechend erhöht bzw. bei fest vorgegebener Arbeitsfrequenz der Leistungsverbrauch der Schaltungsanordnung erheblich vermindert werden kann.
Vorzugsweise ist bei der vorliegenden Schaltungsanordnung in jeder Schaltstufe des bzw. der Multivibratoren der Kollektor des Vortransistors an den Kollektor des Steuertransistors der betreffenden Schaltstufe und der Emitter des Vortransistors an die Basis des Steuertransistors der betreffenden Schaltstufe angeschlossen. Diese Schaltungsweise der Vortransistoren ist vorteilhafter als die ebenfalls im Rahmen des Möglichen liegende Schaltungsweise mit dem Vortransistor Emitter am Kollektor und dem Vortransistor-Kollektor an der Basis des zugeordneten Steuertransistors.
Als kapazitive Glieder zwischen dem gemeinsamen Fortschalteingang des Multivibrators und den Basiselektroden der Steuertransistoren der beiden Schaltstufen des Multivibrators können bei der vorliegenden Schal- tungsanordnung, ebenso wie bei dem oben erwähnten bekannten Multivibrator, Dioden vorgesehen sein. Das bringt insbesondere für integrierte Schaltkreise den Vorteil mit sich, dass die notwendigen Kapazitäten durch in die integrierten Schaltkreise einbezogene Halbleiterelemente gebildet werden, die im gleichen Herstellungsgang wie die Transistoren herstellbar sind.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Schaltungsanordnung ist in jeder Schaltstufe des bzw. der Multivibratoren die Basis des Vortransistors an eine Konstantstromquelle angeschlossen, die als stromkonstanthaltendes Element einen Transistor von zum Leitungstyp des Vortransistors komplementärem Leitungstyp enthält, an dessen Basis-Emitter-Strecke eine den Strom in seinem Kollektor-Emitter-Stromkreis mindestens annähernd konstanthaltende Referenzspannung liegt und an dessen Kollektor die Basis des Vortransistors angeschlossen ist.
Ferner sind zweckmässig bei dieser bevorzugten Ausführungsform auch in jeder Schaltstufe des bzw. der Multivibratoren die miteinander verbundenen Kollektoren des Schalt- und des Steuertransistors an eine Konstantstromquelle angeschlossen, die als stromkonstanthaltendes Element ebenfalls einen Transistor von zum Leitungstyp des Schaltund des Steuertransistors komplementärem Leitungstyp enthält, an dessen Basis-Emitter-Strecke eine den Strom in seinem Kollektor-Emitter-Stromkreis mindestens annähernd konstanthaltende Referenzspannung liegt und an dessen Kollektor die miteinander verbundenen Kollektoren des Schalt- und des Steuertransistors angeschlossen sind.
Durch eine solche Ausbildung der vorliegenden Schaltungsanordnung mit Konstantstromquellen zur Lieferung der Basis- und Kollektorströme der Schalt-, Steuer- und Vortransistoren lässt sich erreichen, dass für die gesamte Schaltungsanordnung nur ein oder zwei ohmsche Widerstände erforderlich sind.
Dies stellt insbesondere bei der Ausbildung der vorliegenden Schaltungsanordnung in Form von einem oder mehreren integrierten Schaltkreisen einen grossen Vorteil dar, weil ohmsche Widerstände einen relativ grossen Platzbedarf in integrierten Schaltungen haben und der Fortfall von ohmschen Widerständen bzw. der Ersatz derselben durch die erwähnten Konstantstromquellen dementsprechend ermöglicht, auf den einzelnen Trägerkristallen der integrierten Schaltkreise bei gleichbleibender Fläche derselben gegenüber bisher einem Multivibrator nunmehr 5 bis 10 Multivibratoren unterzubringen. Der pro Schaltungsanordnung noch erforderliche eine ohmsche Widerstand bzw. die noch erforderlichen zwei ohmschen Widerstände können dabei als diskrete Widerstände zwischen der Stromversorgungsquelle und dem bzw. den integrierten Schaltkreisen angeordnet werden.
Die erwähnten Konstantstromquellen können bei der genannten bevorzugten Ausführungsform der vorlie- genden Schaltungsanordnung zweckmässig so ausgebildet sein, dass die die Basisströme der Vortransistoren liefernden Konstantstromquellen jeweils einen geringeren Strom als die Konstantstromquellen liefern, an die die Kollektoren der Schalt- und Steuertransistoren angeschlossen sind.
Zu diesem Zweck können einerseits die Basis Emitter-Strecken der Transistoren, an deren Kollektoren die Basiselektroden der Vortransistoren angeschlossen sind, zueinander parallel und anderseits die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren, an deren Kollektoren die Kollektoren der Schalt- und Steuertransistoren angeschlossen sind, zueinander parallel geschaltet sein, wobei entweder jede dieser beiden Gruppen von zueinander parallel geschalteten Basis-Emitter Strecken an eine gesonderte Referenzspannungsquelle oder aber beide Gruppen an eine gemeinsame Referenzspannungsquelle angeschlossen sein können, letzteres derart, dass die zueinander parallel geschalteten Basis-Emitter-Strecken derjenigen Transistoren, an deren Kollektoren die Kollektoren der Schalt- und Steuertransistoren angeschlossen sind,
direkt an die gemeinsame Referenzspannungsquelle und die zueinander parallel geschalteten Basis-Emitter-Strecken derjenigen Transistoren, an deren Kollektoren die Basiselektroden der Vortransistoren angeschlossen sind, über einen gemeinsamen Emitterwiderstand an die gemeinsame Referenzspannungsquelle angeschlossen sind.
Als Referenzspannungsquelle kann dabei jeweils ein mit einem mindestens annähernd konstanten Referenzstrom beschickter temperaturabhängiger Widerstand vorgesehen sein, vorzugsweise ein Transistor gleichen Leitungstyps wie dem der stromkonstanthaltende Elemente bildenden Transistoren, dessen Emitterelektrode den einen Pol und dessen zusammengeschaltete Kollektor- und Basiselektrode den anderen Pol des temperaturabhängigen Widerstandes bilden.
An Stelle einer solchen Zusammenfassung der stromkonstanthaltende Elemente bildenden Transistoren in zwei Gruppen, die, wie oben erläutert, entweder zwei gesonderte Referenzspannungsquellen oder aber einen zusätzlichen ohmschen Widerstand (nämlich den genannten Emitterwiderstand) erfordert, können jedoch auch jeweils die Basis-Emitter-Strecke des mit seinem Kollektor an die Basis eines der Vortransistoren angeschlossenen Transistors und die Basis-Emitter-Strecke des mit seinem Kollektor an die Kollektoren der zur gleichen Schaltstufe wie dieser Vortransistor gehörenden Schalt- und Steuer transistoren angeschlossenen Transistors in Reihe geschaltet sein, wobei dann die den verschiedenen Schaltstufen des bzw.
der Multivibratoren zugeordneten Reihenschaltungen der Basis Emitter-Strecken an eine gemeinsame Referenzspannungsquelle angeschlossen sind, und wobei als gemeinsame Referenzspannungsquelle ein mit einem mindestens annähernd konstanten Referenzstrom beschickter temperaturabhängiger Widerstand vorgesehen ist, der von zwei Transistoren gleichen Leitungstyps wie dem der stromkonstanthaltende Elemente bildenden Transistoren gebildet ist, deren Basis-Emitter-Strecken hintereinandergeschaltet sind und deren an dem einen Ende dieser Hintereinanderschaltung liegende Emitterelektrode den einen Pol und deren an dem anderen Ende dieser Hintereinanderschaltung liegende Basiselektrode des mit seinem Emitter das eine Ende der Hintereinanderschaltung bildenden Transistors den anderen Pol des temperaturabhängigen Widerstandes bilden,
wobei die Kollektorelektrode des mit seiner Basiselektrode das andere Ende der Hintereinanderschaltung bildenden Transistors vorzugsweise ebenfalls an den genannten anderen Pol angeschlossen ist. Die letztgenannte Schaltungsweise der Konstantstromquellen hat den Vorteil, dass erstens die den Vortransistoren zugeordneten Basisströme zwangläufig klein im Verhältnis zu den den Schalt- und Steuertransistoren zugeordneten Kollektor- sowie Basisströmen sind und dass zudem für die gesamte elektronische Schaltungsanordnung nur ein einziger ohmscher Widerstand erforderlich ist.
Im Falle, dass die elektronische Schaltungsanordnung eine Zählkette bildet bzw. eine Mehrzahl von bistabilen Multivibratoren enthält, die zu einem Impulsfrequenzuntersetzer bzw. zu einer Zählkette zusammengeschaltet sind, kann zweckmässig mindestens ein Teil der den Impulsfrequenzuntersetzer bzw. die Zählkette bildenden bistabilen Multivibratoren mit Vortransistoren in ihren einzelnen Schaltstufen versehen sein, wobei diese mit Vortransistoren versehenen bistabilen Multivibratoren in ununterbrochener Folge vom Eingang des Impulsfrequenzuntersetzers bzw. der Zählkette bis zu einer bestimmten Untersetzer- bzw. Zählstufe anzuordnen sind, weil die Arbeitsfrequenz einer Zählkette in den ersten Stufen am höchsten ist und von Stufe zu Stufe um den Faktor 2 abnimmt.
Anhand der nachstehenden Figuren ist die Erfindung im folgenden an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 die Schaltung des eingangs erwähnten bekannten Multivibrators,
Fig. 2 eine einfache Ausführungsform einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung, bei der den Schalt-, Steuer- und Vortransistoren die Kollektor- und Basisströme über ohmsche Widerstände zugeführt werden,
Fig. 3a bis d Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung,
Fig. 4 eine erste Variante der bevorzugten Ausführungsform von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung, bei der den Schalt-, Steuer- und Vortransistoren die Kollektor- und Basisströme aus Konstantstromquellen zugeführt werden, wobei zwei Gruppen von Konstantstromquellen und je eine gesonderte Referenzspannungsquelle für jede Gruppe vorgesehen sind,
Fig.
5 eine zweite Variante der bevorzugten Ausführungsform von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung, bei der den Schalt-, Steuer- und Vortransistoren die Kollektor- und Basisströme aus Konstantstromquellen zugeführt werden, wobei zwei Gruppen von Konstantstromquellen und eine gemeinsame Referenzspannungsquelle für beide Gruppen vorgesehen sind,
Fig. 6 eine dritte Variante der bevorzugten Ausführungsform von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung, bei der den Schalt-, Steuer- und Vortransistoren die Kollektor- und Basisströme aus Konstantstromquellen zugeführt werden, wobei nur eine Gruppe von Konstantstromquellen und eine Referenzspannungsquelle für diese Gruppe vorgesehen sind,
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer eine Zählkette bildenden elektronischen Schaltungsanordnung nach der Erfindung mit drei entsprechend der Variante in Fig.
5 oder 6 aufgebauten, je drei Zählstufen umfassenden integrierten Schaltkreisen und einem vierten, die Referenzströme für die drei integrierten Schaltkreise liefernden integrierten Schaltkreis.
Bei der in Fig. 1 gezeigten, eingangs erwähnten bekannten bistabilen Multivibratorschaltung umfasst jede der beiden Schaltstufen einen Schalttransistor T1 bzw.
T2, einen Steuertransistor Ts bzw. T4, einen Kollektorwiderstand RK, über den die Kollektorströme der Transistoren T1 und T3 sowie die Basisströme der Transistoren T2 und T3 bzw. die Kollektorströme der Transistoren T und T4 sowie die Basisströme der Transistoren T1 und T4 zugeleitet werden, einen Basiswiderstand Ra, über den der Basisstrom des Steuertransistors T3 bzw.
T4 zugeleitet wird, und eine als Kapazität wirkende Diode C zur Ankopplung der Basis des Steuertransistors T3 bzw. T4 an den Fortschalteingang E. Ferner ist an den Kollektor eines der beiden Schalttransistoren T1 und T2, im vorliegenden Fall an den Kollektor des Schalttransistors T & der Signalausgang A des bistabilen Multivibrators angeschlossen.
Bei der in Fig. 2 gezeigten einfachen Ausführungsform eines bistabilen Multivibrators nach der Erfindung sind nun, im Vergleich zu dem in Fig. 1 gezeigten bekannten Multivibrator, die Basiswiderstände RB durch die Kollektor-Emitter-Strecken der jeweils mit einem konstanten Basisstrom Ii.V gespeisten Vortransistoren T5 bzw. T6 ersetzt. Die konstanten bzw. näherungsweise konstanten Basisströme werden den Vortransistoren T5 bzw. T6 über die ohmschen Widerstände Rv zugeführt.
Im stabilen Zustand des in Fig. 2 gezeigten bistabilen Multivibrators wirken diese zwischen Kollektor und Basis der Steuertransistoren T3 und T4 liegenden Kollektor-Emitter-Strecken wie ohmsche Widerstände. Dies soll im folgenden anhand der Fig. 3a bis 3d näher erläutert werden.
In Fig. 3a ist eine (hier aus zwei Kennlinien bestehende) Kennlinienschar eines Silizium-Transistors in der bekannten und allgemein üblichen Form Ic = f(UcE) mit Ip als Parameter dargestellt. Dabei ist jedoch - im Gegensatz zu der meist üblichen unvollständigen Dar stellung - auch der exakte Verlauf des Kollektorstromes 1e über der Kollektor-Emitter-Spannung UCE im Bereich von UCE < 100 mV bis zu negativen Werten von UCE mit dargestellt. In diesem in normalen Anwendungsfällen nicht brauchbaren Bereich arbeiten die Vortransistoren T5 und Tss. Aus diesem Grunde ist der Verlauf der Funktionen Ic = f(UcE) im Spannungsbereich von etwa -30 bis + 50 mV in Fig. 3b nochmals in vergrössertem Massstab dargestellt.
Fig. 3b zeigt, wie ersichtlich, eine lineare Vergrösserung der Kurvenschar im Nullpunktsbereich des Koordinatensystems in Fig. 3a.
Aus Fig. 3b ist ersichtlich, dass sämtliche Kurven lt! = f(Ucz) bei Ic = 0 durch den gleichen Punkt auf der UcE-Achse, nämlich durch die Offsetspannung Uoffset, die bei Zimmertemperatur z. B. etwa 27 mV beträgt, verlaufen. Ferner ist aus Fig. 3b ersichtlich, dass jede einzelne der Kurven Ic = f(Ur) bei UQE = 0 die Ic-Achse nahezu bei dem Wert Ic = -1B schneidet, wenn mit In der den Parameter der betreffenden Kurve bildende konstante Basisstrom bezeichnet wird.
In Fig. 3c ist der allgemeine Verlauf der in Fig. 3b gezeigten Kurven Ic = f(Ucz) nochmals dargestellt, wobei jedoch die Ic-Achse zur übersichtlicheren Dar stellung gestreckt ist.
Aus dem Verlauf der Funktion Ic = f(UcE) in Fig. 3c ergibt sich unter Berücksichtigung der für Transistoren geltenden Beziehung, dass der Emitterstrom gleich der Summe des Basisstromes und des Kollektor stromes bzw. dass IE = Ie + 1B ist, der in Fig. 3d dargestellte allgemeine Verlauf der Funktion IE = f(U).
Vergleicht man nun diesen in Fig. 3d dargestellten Verlauf der Funktion IE = f(UCE) mit der in die gleiche Figur strichpunktiert eingezeichneten, die Stromspannungskennlinie eines konstanten ohmschen Widerstandes bildenden Nullpunktsgeraden, so erkennt man, dass die Funktion IE = f(UtE) im Spannungsbereich zwischen UrE = 0 und UCE etwas grösser als Offset mit relativ guter Genauigkeit mit der genannten strichpunktierten Widerstandsgeraden übereinstimmt.
Die Kollektor-Emitter-Strecken der Vortransistoren To und T6 wirken also in dem genannten Spannungsbereich von 0 bis Offset wie ohmsche Widerstände und damit genau so wie die Widerstände RB in Fig. 1. Der Widerstandswert dieser von den Kollektor-Emitter Strecken der Vortransistoren T5 und T6 gebildeten Widerstände ist dabei, wie aus Fig. 3d ersichtlich, angenähert Uoffset,IEv. Man erhält also bei der Multivibratorschaltung in Fig. 2 im stabilen Zustand das gleiche Verhalten wie das der Multivibratorschaltung in Fig.
1, wenn man den Basisstrom IBV der Vortransistoren T5 und T6 so wählt, dass Uoffset/IBv = RB ist (vorausgesetzt wird hierbei, dass der Spannungsabfall an dem in der gesperrten Schaltstufe des Multivibrators in Fig. 1 angeordneten Widerstand RB kleiner oder höchstens gleich Offset ist, d. h. unter 27 mV liegt. Diese Voraussetzung ist in der Regel bei den bekannten entsprechend Fig. 1 aufgebauten Multivibratorschaltungen gegeben).
Betrachtet man noch einmal die schon oben angeführte, für Transistoren geltende Beziehung, dass die Summe des Kollektorstromes und des Basisstromes gleich dem Emitterstrom sein muss, so ergibt sich aus dieser Beziehung für den Kollektorstrom der von den Transistoren T5 und T6 gebildeten Vortransistoren Icv IEVIBV Man kann also den Kollektorstrom der Vortransistoren in zwei Teilströme mit entgegengesetzten Richtungen aufteilen, von denen der eine Teilstrom IEV und der andere Teilstrom Ir;, ist. Der Teilstrom IEV des Kollektorstromes des Vortransistors ist nun derjenige, der aus dem Emitter des Vortransistors herausfliesst und der Basis des Steuertransistors T3 bzw.
T4 zugeführt wird, und der Teilstrom IEV des Kollektorstromes des Vortransistors ist der konstante Strom, der der Basis des Vortransistors zugeführt wird.
Bei der obigen Betrachtungsweise der Kollektor Emitter-Strecke der Vortransistoren T5 und T6 als Widerstand (siehe Fig. 3d) fliesst nun in diesen gedachten Widerstand auf der Kollektorseite des Vortransistors nur der Teilstrom IEV des Kollektorstromes des Vortransistors hinein, weil auf der Emitterseite des Vortransistors aus diesem gedachten Widerstand auch nur der Emitterstrom des Vortransistors IEV herausfliesst.
Die obige Betrachtungsweise der Kollektor-Emitter-Strecke des Vortransistors als Widerstand impliziert also, dass der andere Teilstrom 1B v des Kollektorstromes als selbständiger Strom betrachtet wird, der dem Anschlusspunkt des Kollektors des Vortransistors an die Kollektoren des Steuer- und Schalttransistors zufliesst, d. h. bei der genannten obigen Betrachtungsweise der Kollektor-Emitter-Strecken der Vortransistoren als Widerstand fliesst der konstante Basisstrom IBV des Vortransistors sozusagen zum Anschlusspunkt des Kollektors des Vortransistors an die Kollektoren des Steuer- und Schalttransistors. Aus Gründen dieser Betrachtungsweise ist der Kollektorstrom der Vortransistoren T, und T6 in Fig. 2 in Form der beiden entgegengesetzt gerichteten Teilströme IBV und IEV angegeben.
Der dem Anschlusspunkt des Kollektors des Vortransistors an die Kollektoren des Schalt- und des Steuertransistors zufliessende konstante Teilstrom IBV kann bei dieser Betrachtungsweise einfach zu dem dem gleichen Anschlusspunkt über den Widerstand RK ZUfliessenden Strom 1K hinzuaddiert werden. Im folgenden soll daher für die Summe dieser beiden Ströme IIS + IBV die Bezeichnung 1* verwendet werden, wobei also 1* = 1K + IlBv ist.
Es ist demgemäss zu der oben angeführten Gegen überstellung der Multivibratorschaltungen in den Fig. 1 und 2, bei der die Kollektor-Emitter-Strecken der Vortransistoren T und T6 in Fig. 2 als gedachte, dem Widerstand Rp in Fig. 1 entsprechende Widerstände aufgefasst wurden, noch ergänzend zu bemerken, dass das erwähnte, praktisch identische Verhalten der beiden Multivibratorschaltungen im stabilen Zustand genau genommen erst dann vorhanden ist, wenn die Ströme IK in Fig. 1 gleich den Strömen I: in Fig. 2 sind, d. h.
also, wenn die Ströme Ix in Fig. 2 um 1Bv niedriger als die Ströme 1K in Fig. 1 liegen, was sich beispielsweise durch eine entsprechend geringere Spannung U= der Stromversorgungsquelle der Multivibratorschaltung in Fig. 2 erreichen lässt.
Während also unter den genannten Voraussetzungen das statische Verhalten der Multivibratorschaltungen in den Fig. 1 und 2 praktisch identisch ist, bestehen im dynamischen Verhalten zwischen der Multivibratorschaltung in Fig. 2 und der Multivibratorschaltung in Fig. 1 ganz wesentliche Unterschiede.
Einer dieser Unterschiede wird sofort ersichtlich, wenn man die Fig. 3d betrachtet: Während nämlich der Widerstand R3 in Fig. 1 ein linearer Widerstand ist, dessen Stromspannungsverhalten der strichpunktierten Linie in Fig. 3d entspricht, ist der von der Kollektor Emitter-Strecke der Vortransistoren T5 und T6 gebildete Widerstand ein nichtlinearer Widerstand, dessen Stromspannungsverhalten nur bei positiven Kollektor Emitter-Spannungen UCE nahezu mit dem Strom sp an- nungsverhalten des linearen Widerstandes RB in Fig. 1 übereinstimmt, bei negativen Kollektor-Emitter-Spannungen UCE jedoch das Verhalten einer im Sperrzustand befindlichen Diode zeigt.
(Exakt genommen ist dieses Stromspannungsverhalten bei negativen Kollektor-Emitter-Spannungen UCE nicht das einer gesperrten Diode, sondern das eines Transistors im inversen Betrieb, was aber zumindest qualitativ dem einer gesperrten Diode ähnlich ist.)
Nun war eingangs bereits erwähnt und auch begründet worden, dass und warum bei einem linearen ohmschen Widerstand wie dem Widerstand R3 in Fig. 1 die über die Koppelkapazitäten (welche von den Gleich richtern C gebildet werden) zu übertragende Schaltleistung wesentlich grösser als bei einer an Stelle von RB eingesetzten Diode sein muss.
Diese hohe Schaltleistung führte wiederum, wie ebenfalls eingangs schon erläutert, zu der Notwendigkeit relativ grosser Koppelkapazitäten und bildete damit eine der Ursachen der Herabsetzung des oberen Grenzwertes der Repetitionsfrequenz bei zu Zählketten zusammengeschalteten Multivibratoren der in Fig. 1 gezeigten Art, und zwar deswegen, weil diese Koppelkapazitäten praktisch parallel zu den Signalausgängen der einzelnen Multivibratoren der Zählkette geschaltet sind und daher die Schaltzeit der Multivibratoren um die zu ihrer Aufladung notwendige Zeit vergrössern.
Die Tatsache, dass der von den Kollektor-Emitter Strecken der Vortransistoren T5 und T6 gebildete Widerstand bei positiven Spannungen UCETS bzw. UCET6 das gleiche Verhalten wie der Widerstand R3 in Fig. 1, bei negativen Spannungen
UCET6 bzw. UcETss jedoch angenähert das Verhalten einer im Sperrzustand befindlichen Diode zeigt, ermöglicht es daher, die Koppelkapazitäten bei der Multivibratorschaltung in Fig. 2 wesentlich geringer als bei der Multivibratorschaltung in Fig. 1 zu wählen und damit eine der Ursachen der Verringerung des oberen Grenzwertes der Repititionsfrequenz zu beseitigen.
Der Unterschied im dynamischen Verhalten der Multivibratorschaltungen in den Fig. 1 und 2, der sich dadurch ergibt, ist folgender:
Bei der beim Eintreffen eines Fortschaltimpulses vom gesperrten in den durchgeschalteten Zustand übergehenden Schaltstufen eines Multivibrators der in den Fig. 1 und 2 gezeigten Art wird durch den Fortschaltimpuls die Spannung an der Basis des Steuertransistors dieser Schaltstufe über die Spannung am Kollektor des Steuertransistors angehoben und damit die bei Multivibratoren wie in Fig. 1 über RB liegende Spannung und bei Multivibratoren wie in Fig. 2 über der Kollektor-Emitter-Strecke des Vortransistors T5 bzw.
T6 liegende Spannung negativ, und diese negative Spannung vergrössert sich während der Dauer des Fortschaltimpulses immer mehr, weil die Kollektorspannung des Steuertransistors bei dem durch den Fortschaltimpuls ausgelösten Übergang der Schaltstufe vom gesperrten in den durchgeschalteten Zustand von der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe auf die niedrigere Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe übergeht.
Während nun bei dem Multivibrator nach Fig. 1 der von dieser negativen Spannung angetriebene Strom durch den Widerstand Re proportional dieser Erhöhung der negativen Spannung ansteigt, geht bei der Multivibratorschaltung nach Fig. 2 der entsprechende über die Kollektor-Emitter-Strecke des Vortransistors T5 bzw. T5 abfliessende Strom praktisch bereits unmittelbar nach Beginn des Fortschaltimpulses in den von dieser negativen Spannung nahezu unabhängigen relativ geringen Kollektor-Emitter-Strom über, der sich aus Fig. 3d ergibt.
Infolge des mit der Erhöhung der genannten negativen Spannung ansteigenden Stromes durch Re sinkt bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 die Spannung an der Basis des Steuertransistors schon während der Dauer der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses und dann auch während der weiteren Dauer des Fortschaltimpulses ab, und zwar so lange, bis die Kollektorspannung des Steuertransistors bei der niedrigeren Kollektorsp annung einer durchgeschalteten Schaltstufe angelegt ist.
Durch eine genügend grosse Koppelkapazität und einen entsprechend grossen durch diese Koppelkapazität fliessenden, von der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses erzeugten Strom muss nun gewährleistet werden, dass die Spannung an der Basis des Steuertransistors mindestens so lange über der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe gehalten wird, bis die Spannung an der anderen, vom durchgeschalteten in den gesperrten Zustand übergehenden Schaltstufe des Multivibrators bis nahezu auf die höhere Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe übergangen ist.
Im Gegensatz dazu steigt bei einer Multivibratorschaltung nach Fig. 2 die Spannung an der Basis des Steuertransistors während der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses an, wobei lediglich die Steilheit des Anstiegs der Basisspannung des Steuertransistors durch den konstanten Strom, der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Vortransistors abfliesst, verringert wird.
Man kann daher bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 2 die Koppelkapazität im Prinzip so klein wählen, dass der Anstieg der Basisspannung des Steuertransistors, der sich ohne Berücksichtigung des über die Kollektor-Emitter-Strecke des Vortransistors abfliessenden Stromes ergeben würde, gerade gleich der durch diesen Strom verursachten Verminderung des Anstiegs der Basisspannung des Steuertransistors ist (wobei in den Strom neben dem vom Kollektor zum Emitter des Vortransistors fliessenden Wirkstrom auch der zwischen diesen beiden Punkten fliessende Blindstrom mit einzubeziehen ist), so dass die Spannung an der Basis des Steuertransistors nach einer anfänglichen kurzen Anhebung auf Spannungswerte über der genannten höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe während der Dauer der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses annähernd konstant bleibt.
In der Praxis werden die Koppelkapazitäten aus Sicherheitsgründen jedoch nicht ganz so gering gewählt, bzw. genauer gesagt werden für diese Kollektor Emitter-Ströme der Vortransistoren die höchstmöglichen Toleranzwerte eingesetzt und für diese höchstmöglichen Toleranzwerte wird die Bemessung der Koppelkapazitäten so getroffen, dass die obige Voraussetzung einer während der Dauer der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses etwa konstant bleibende Basisspannung des Steuertransistors erfüllt ist. Dies führt bei den normalerweise unter dieser oberen Toleranzgrenze liegenden Kollektor-Emitter-Strömen der Vortransistoren dazu, dass die Basisspannung des Steuertransistors bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 2 normalerweise während der Dauer der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses ansteigt.
Aber auch diese auf die genannten höchstmöglichen Toleranzwerte der Kollektor-Emitter-Ströme der Vortransistoren zugeschnittenen Koppelkapazitäten liegen mit ihren Kapazitätswerten noch unterhalb der internen Kapazität Cl (s. Fig. 2), die sich aus der Basis-Emitter-Kapazität des Transistors T1 sowie den Kollektor-Emitter-Kapazitäten der Transistoren T2 und T4 und ferner der Kapazität der den Strom 1K liefernden Stromquelle bzw.
der parasitären Parallelkapazität des an die Kollektoren der Transistoren T2. und T4 angeschlossenen Widerstandes RK zusammensetzt und die beim Übergang der die Transistoren T2 und T4 enthaltenden Schalt stufe vom durchgeschalteten in den gesperrten Zustand bzw. während der von diesem Übergang gebildeten Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses am Signalausgang A von der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe auf die höhere Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe aufgeladen werden muss. Selbst wenn man mit ausserordentlich ungünstigen Werten für die höchstmögliche Toleranz der genannten Kollektor-Emitter-Ströme der Vortransistoren T5 und T6 rechnet, ergeben sich Koppelkapazitäten, die um einiges unter der Kapazität Ci liegen.
Ein Fortschaltimpuls, der von einer Zählstufe einer Zählkette aus Multivibratoren wie in Fig. 2 geliefert wird, wird daher durch den an den Signalausgang A dieser Zählstufe angeschlossenen Fortschalteingang E der nächstfolgenden Zählstufe bzw. dadurch, dass zu der während seiner Anstiegsflanke aufzuladenden Kapazität C1 noch die praktisch über dem Fortschalteingang E der besagten nächstfolgenden Zählstufe liegende Koppelkapazität CK parallelgeschaltet wird, hinsichtlich seiner Steilheit nur wenig beeinträchtigt. Im Falle, dass z.B. Cl= C1/3 ist, kann sich die Steilheit der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses höchstens um 25 % verringern.
Im Vergleich dazu müssen die Kapazitätswerte der Koppelkapazitäten bei Multivibratoren wie in Fig. 1 aus den obengenannten Gründen wesentlich grösser als die besagte interne Kapazität C1 sein, beispielsweise etwa zwei- bis dreimal so gross, und dadurch wird die Steilheit der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses um 66 bis 75 % bzw. auf ein Drittel bis ein Viertel der Steilheit bei unbelastetem Signalausgang A verringert.
Der Unterschied im dynamischen Verhalten zwischen Multivibratoren wie in Fig. 1 und Multivibratoren wie in Fig. 2, der sich aus der infolge des Ersatzes der linearen Widerstände RB durch die Vortransistoren T5 und T6 ermöglichten Verringerung der Koppelkapazitäten ergibt, ist also zusammengefasst erstens der unterschiedliche zeitliche Verlauf der Basisspannung des jeweils mit dem Fortschaltimpuis beaufschlagten Steuertransistors und zweitens die unterschiedliche Steilheit der Anstiegsflanken der am Signalausgang an die nächstfolgende Zählstufe abgegebenen Fortschaltimpulse.
Ein weiterer wesentlicher Unterschied im dynamischen Verhalten zwischen Multivibratoren wie in Fig. 1 und Multivibratoren wie in Fig. 2 besteht darin, dass bei Multivibratoren wie in Fig. 1 die Umladung der Koppelkapazitäten Schwierigkeiten bereitet bzw.
eine beträchtliche Zeit in Anspruch nimmt, während bei Multivibratoren wie in Fig. 2 die Umladung der Koppelkapazitäten ausserordentlich rasch vor sich geht.
Dies soll im folgenden näher erläutert werden:
Wie oben bereits erwähnt, müssen bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 die Koppelkapazitäten wesentlich grösser als die internen Kapazitäten C1 sein.
Das hat zur Folge, dass nahezu der gesamte Spannungshub der Fortschaltimpulse von dem Signalausgang A einer Zählstufe auf die Basis-Emitter-Strecken der Steuertransistoren der nächstfolgenden Zählstufe übertragen wird. Eine Ausnahme von dieser allgemeinen Regel ergibt sich lediglich für die Übertragung der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses auf die Basis-Emitter Strecke des Steuertransistors der jeweils während dieser Anstiegsflanke vom gesperrten in den durchgeschalteten Zustand übergehenden Schaltstufe, weil die Basis-Emitter-Strecke dieses Steuertransistors die an ihr abfallende Spannung infolge des exponentiellen Verlaufes des Basisstromes über der Basis-Emitter-Spannung nach oben zu begrenzt (diese Begrenzung tritt erst dann nicht mehr in Erscheinung,
wenn die Zeitdauer der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses kleiner als die Laufzeit der dem exponentiellen Eingangswiderstand vorgeschalteten Laufzeitkette wird, mit der sich das Verhalten des Steuereinganges bzw. der Basis-Emitter Strecke eines Transistors für höhere Frequenzen nachbilden lässt, und die für niedrigere Frequenzen einfach zu der Eingangskapazität der Basis-Emitter-Strecke zusammengefasst werden kann). Am Ende der Anstiegsflanke eines Fortschaltimpulses liegt die Basisspannung des Steuertransistors der während dieser Anstiegsflanke vom gesperrten in den durchgeschalteten Zustand übergehenden Schaltstufe etwa bei der genannten höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe. Dies war ja oben bereits erwähnt und auch erläutert worden, denn um diese Bedingung einzuhalten, mussten ja bei Multivibratoren wie in Fig. 1 die Koppelkapazitäten so gross gewählt werden.
Nach dem Ende der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses sinkt die Basisspannung des Steuertransistors der nunmehr (von der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses) durchgeschalteten Schaltstufe bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 infolge des über den Widerstand RB von der Basis des Steuertransistors (welche am Ende der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses auf der genannten höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe liegt) zum Kollektor des Steuertransistors (welcher am Ende der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses auf der genannten niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe liegt) abfliessenden Stomes ab, und zwar so lange, bis entweder die Abfallsflanke des Fortschaltimpulses kommt, oder bis die Basisspannung des Steuertransistors die genannte niedrigere Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe erreicht hat.
Setzt die Abfallsflanke des Fortschaltimpulses unmittelbar nach dem Ende der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses ein, dann ist die Spannungsverringerung der Basisspannung des Steuertransistors, die durch den über Rc abfliessenden Strom verursacht wird, am Ende der Abfalisfianke des Fortschaltimpulses noch relativ klein, und es wird daher praktisch nur der negative Spannungshub der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses auf die Basis des Steuertransistors übertragen, so dass die Basis des Steuertransistors am Ende der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses auf der genannten niedrigeren Kollektorsp annung einer durchgeschalteten Schaltstufe liegt.
Setzt hingegen die Abfallsflanke des Fortschaltimpulses erst dann ein, wenn die Basisspannung des Steuertransistors infolge des über RB abflie ssenden Stromes bereits bis auf die niedrigere Kollek torsp annung einer durchgeschalteten Schaltstufe abgesunken ist, dann wird die Basisspannung des Steuertransistors durch die Abfallsflanke des Fortschaltimpuls es nochmals um nahezu den negativen Spannungshub der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses abgesenkt, d. h. die Basisspannung des Steuertransistors liegt dann am Ende der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses bei einer Spannung, die um die Spannungsdifferenz zwischen der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe und der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe unter der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe liegt.
Im ersteren Fall, wenn also die Abfallsflanke des Fortschaltimpulses unmittelbar nach dem Ende der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses einsetzt und am Ende der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses die Basisspannung des Steuertransistors gleich der genannten niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe ist, bleibt die Basisspannung des Steuertransistors bis zum Beginn der Anstiegsflanke des nächsten Fortschaltimpulses auf dieser niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe, weil die Spannungsdifferenz über dem Widerstand Rg und damit der Strom durch denselben Null ist.
Im letzteren Fall, wenn also die Abfallsflanke des Fortschaltimpulses erst einsetzt, wenn die Basisspannung des Steuertransistors durch Stromabfluss über RB bereits auf die niedrigere Kollektorsp annung einer durchgeschalteten Schaltstufe abgesunken ist, steigt die Basisspannung des Steuertransistors nach dem Ende der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses bis zum Beginn der Anstiegsflanke des nächsten Fortschaltimpulses wieder bis auf die niedrigere Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe an, und zwar deswegen, weil die Zeitspanne vom Ende der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses bis zum Beginn der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses etwa ebenso gross wie die Zeitspanne vom Ende der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses bis zum Beginn der Anstiegsflanke des nächsten Fortschaltimpulses ist und auch die Spannungsdifferenzen,
welche die Basisspannung des Steuertransistors während dieser Zeitspannen durchläuft, gleich gross sind.
Das gleiche gilt auch dann, wenn die Abfallsflanke des Fortschaltimpulses zu irgend einem Zeitpunkt nach dem Ende der Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses einsetzt, zu dem die Basisspannung des Steuertransistors auf irgend einem Zwischenwert zwischen der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe und der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe liegt. Mithin ergibt sich, dass die Basispannung des Steuertransistors einer bei der Anstiegsflanke eines Fortschaltimpulses vom gesperrten in den durchgeschalteten Zustand übergehenden Schaltstufe zum Zeitpunkt des Beginns der Anstiegsflanke des nächstfolgenden Fortschaltimpulses bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 bei der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe liegt.
Der besagte nächstfolgende Fortschaltimpuls schaltet nun die andere Schaltstufe durch und wirkt sich auf die be trachtete Schaltstufe bzw. auf die Basisspannung des Steuertransistors dieser Schaltstufe nur in dem Sinne aus, dass die Basisspannung des Steuertransistors während seiner Anstiegsflanke um nahezu den positiven Spannungshub dieser Anstiegsflanke angehoben und während seiner Abfallsflanke wieder um nahezu den negativen Spannungshub dieser Abfallsflanke abgesenkt wird und somit am Ende der Abfallsflanke dieses nächstfolgenden Fortschaltimpulses wieder auf der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe liegt.
Eine wesentliche Spannungsänderung der Basisspannung des Steuertransistors infolge Stromflusses über RB tritt während der Dauer dieses nächsten Fortschaltimpulses nicht auf, weil gleichzeitig damit, dass die Basisspannung des Steuertransistors von der Anstiegsflanke dieses nächsten Fortschaltimpulses um nahezu den positiven Spannungshub dieser Anstiegsflanke angehoben wird, auch die Kollektorspannung des Steuertransistors entsprechend ansteigt, weil die betrachtete Schaltstufe während der Anstiegsflanke dieses nächsten Fortschaltimpulses vom durchgeschalteten in den gesperrten Zustand übergeht.
Als Fazit der obigen betreffs Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 angestellten Überlegungen ergibt sich somit, dass die Basisspannung des Steuertransistors einer im gesperrten Zustand befindlichen Schaltstufe am Ende der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses, welcher dem mit seiner Anstiegsflanke diese Schaltstufe durchschaltenden Fortschaltimpuls vorangeht, noch gleich der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe ist, während diese Basisspannung des Steuertransistors zum Zeitpunkt des Beginns der Anstiegsflanke des diese Schaltstufe durchschaltenden Fortschaltimpulses bereits nahezu gleich der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe sein muss, wenn mit Sicherheit gewährleistet werden soll, dass dieser Fortschaltimpuls tatsächlich diese Schaltstufe durchschaltet.
Die Basisspannung des Steuertransistors muss also während der Dauer einer Pause zwischen zwei Fortschaltimpulsen von der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe auf die höhere Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe erhöht werden, und hierzu muss, wie eingangs schon erwähnt, die an die Basis dieses Steuertransistors angeschlossene relativ grosse Koppelkapazität und ausserdem noch die Eingangskapazität der Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors über den Widerstand Re um etwa die Spannungsdifferenz zwischen der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe und der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe aufgeladen werden.
Es ergibt sich also bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 aufgrund der erforderlichen relativ gro ssen Koppelkapazitäten erstens eine relativ grosse Spannungsdifferenz (nämlich die gesamte Spannungsdifferenz zwischen der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe und der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe), um die die Koppelkapazität und die Eingangskapazität der Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors innerhalb einer Pause zwischen zwei Fortschaltimpulsen aufgeladen werden müssen, und zweitens, ebenfalls wegen der relativ grossen Koppelkapazitäten, eine relativ grosse Ladezeitkonstante, da letztere ja gleich dem Produkt aus Rr und der Summe der Koppelkapazität und der genannten Eingangskapazität ist.
Setzt man voraus, dass die Basisspannung des Steuertransistors zu Beginn der Anstiegsflanke des die betreffende Schaltstufe durchschaltenden Förtschaltimpulses um 5 S der Spannungsdifferenz zwischen der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe und der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe unter der Kollektorspannung des Steuertransistors liegen soll, so ist die erforderliche Ladezeit gleich dem Dreifachen der sich aus dem Produkt des Widerstandes Rr mit der Summe der Koppelkapazität und der genannten Eingangskapazität ergebenden Ladezeitkonstante.
Würde man nun bei einer Multivibratorschaltung wie in Fig. l die Koppelkapazitäten von beispielsweise dem dreifachen Wert der oben erwähnten Kapazität C1 (s. Fig. 2) auf ein Drittel dieser Kapazität Cl bzw., da diese Kapazität C1 etwa gleich dem Anderthalbfachen der Eingangskapazität der Basis-Emitter-Strecke eines Steuertransistors (in Fig. 2 C3 und C4) ist, von dem 4,5fachen der Eingangskapazität der Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors auf die Hälfte dieser Eingangskapazität absenken können, so würde sich erstens die genannte Ladezeitkonstante um den Faktor 3 verkleinern und zweitens würde die Spannungsdifferenz, die während der genannten Aufladezeit zu durchlaufen wäre, wesentlich geringer werden.
Denn in diesem Fall würde von dem Spannungshub der Anstiegsund Abfallsflanke des Fortschaltimpulses wegen der wesentlich kleineren Koppelkapazität nur ein Bruchteil auf die Basis-Emitter-Strecken der Steuertransistoren übertragen werden, und zwar, wenn die Koppelkapazität gleich der halben Eingangskapazität der Basis Emitter-Strecke der Steuertransistoren ist, nur ein Drittel dieses Spannungshubes.
Mithin würde, wie sich aus einer analogen Anwendung der obigen Überlegun- gen ergibt, die Basisspannung des Steuertransistors einer im gesperrten Zustand befindlichen Schaltstufe am Ende der Abfallsflanke des Fortschaltimpulses, der dem diese Schaltstufe durchschaltenden Fortschaltimpuls vorangeht, um etwa ein Drittel des negativen Spannungshubes der Abfallsflanke dieses Fortschaltimpulses unter der genannten höheren Kollektorspannung einer ge gesperrten Schaltstufe liegen.
Diese Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung und der Kollektorspannung des Steuertransistors müsste sich voraussetzungsgemäss während der Ladezeit bis auf 5 % der gesamten Spannungsdifferenz zwischen der höheren Kollektorspannung einer gesperrten Schaltstufe und der niedrigeren Kollektorspannung einer durchgeschalteten Schaltstufe, d. h.
also bis auf 15 so ihres Anfangswertes verringern. Die dazu erforderliche Ladezeit ist gleich dem 1,9fachen der Ladezeitkonstante, und da letztere, wie erwähnt, um den Faktor 3 kleiner als die bei grossen Koppelkapazitäten sich ergebende Ladezeitkonstante ist, wäre also die Ladezeit bei Koppelkapazitäten von einem Drittel der genannten Kapazität Ci gleich dem 0,63fachen der sich bei Koppelkapazitäten vom Dreifachen der genannten Kapazität C1 ergebenden Ladezeitkonstante.
Durch Verringerung der Koppelkap azitäten vom Dreifachen auf den Drittel der genannten Kapazität C1 liesse sich also bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 eine Verringerung der genannten Ladezeit vom Dreifachen auf das 0,63fache der sich bei Koppelkapazitäten von Dreifachen der genannten Kapazität C1 ergebenden Ladezeitkonstante und damit also eine Verringerung der genannten Ladezeit um den Faktor 5 erzielen. Nun ist es aber aus den oben bereits näher erörterten Gründen bei Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 nicht möglich, die Koppelkapazitäten zu verringern, und damit entfällt für Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 auch die Möglichkeit, durch Verringerung der Koppelkapazitäten die genannte Ladezeit zu verkürzen.
Bei Multivibratoren wie in Fig. 2 hingegen ist eine solche Verringerung der Koppelkapazitäten, wie oben ebenfalls eingehend erörtert, ohne weiteres möglich, so dass sich mit dieser Verringerung der Koppelkapazitäten auch die genannte Ladezeit verkürzen lässt. Neben dieser Ursache der verringerten Koppelkapazitäten tritt aber bei Multivibratoren wie in Fig. 2 noch eine weitere Ursache für eine zusätzliche beträchtliche Verringerung der genannten Ladezeit in Erscheinung: Wenn nämlich die Kollektor-Emitter-Spannung eines Vortransistors T5 bzw. T,;, die ja gleich der Spannung zwischen Kollektor und Basis des zugeordneten Steuertransistors T3 bzw.
T4 ist, wesentlich grösser als die Offsetspannung (U,ff,,t 27 mV) wird, dann steigt der Kollektorstrom des Vortransistors (und mit diesem auch der Emitterstrom des Vortransistors), wie Fig. 3a zeigt, ganz wesentlich an und erreicht bei Kollektor-Emitter-Spannungen des Vortransistors von mehr als etwa 70 mV das afache des der Basis des Vortransistors zugeführten Stromes IBV. Wenn nun dieser der Basis des Vortransistors To bzw. Tss zugeführte Basisstrom gleich oder grösser als IIi/a ist, dann fliesst von dem Moment an, zu dem die Basisspannung des Steuertransistors um mehr als etwa 70 mV unter der Kollektorspannung des Steuertransistors liegt,
der gesamte Strom 1K und ferner auch noch der Strom IBV durch den Vortransistor und lädt die Eingangskapazität der Basis-Emitter-Strecke des Steuertransistors C3 bzw.
C4 sowie die an die Basis des Steuertransistors angeschlossene Kapazität CK auf. Dadurch wird die genannte Ladezeit nochmals beträchtlich verkürzt, so dass sich bei Multivibratoren wie in Fig. 2 über die aufgrund der Verringerung der Koppelkapazitäten zu erwartende Verkürzung der genannten Ladezeit (um beispielsweise den oben erwähnten Faktor 5) hinaus eine weitere Verkürzung bis auf etwa 1/20 der Ladezeit bei einem Multivibrator wie in Fig. 1 ergibt, wenn bei dem Vergleich von der Voraussetzung ausgegangen wird, dass der von der Kollektor-Emitter-Strecke der Vortransistoren gebildete Widerstand in dem der Fig. 2 entsprechenden Multivibrator und der Widerstand RB des zum Vervibrators im statischen Zustand der Multivibratoren gleich sind und ferner die Summe der Ströme (2 Irç + 2 Iav), die dem Fig.
2 entsprechenden Multivibrator zugeführt werden, gleich der Summe der Ströme 2 1K ist, die dem zum Vergleich herangezogenen, Fig. 1 entsprechenden Multivibrator zugeführt werden.
Bei einer derartig starken Verkürzung spielt die genannte Ladezeit hinsichtlich des erreichbaren oberen Grenzwertes der Repetitionsfrequenz keine Rolle mehr, was sich auch schon daraus ergibt, dass die Summe der Koppelkapazität CK und der Eingangskapazität C3 bzw.
C4 des Steuertransistors kleiner als die Summe der Koppelkapazität CK und der genannten Kapazität Ci ist (weil1 sich aus der Eingangskapazität der Basis Emitter-Strecke des Schalttransistors T1 und den Kollektor-Emitter-Kapazitäten der Transistoren T2 und T4 sowie der parasitären Parallelkapazität des Widerstandes Rl. zusammensetzt), und die Kapazität C1 +CK jeweils während der Anstiegsflanke eines Fortschaltimpulses und die Kapazität Ca+CR jeweils während der genannten Ladezeit von dem gleichen Strom (IK + IBV) aufgeladen werden.
Denn daraus folgt, dass die genannte Ladezeit kürzer als die Anstiegsflanke des Fortschaltimpulses sein muss, und damit bestimmt nicht mehr die genannte Ladezeit sondern die Zeitdauer der Anstiegsflanke eines Fortschaltimpulses den oberen Grenzwert der erreichbaren Repetitionsfrequenz.
Der zweite wesentliche Unterschied im dynamischen Verhalten zwischen Multivibratorschaltungen wie in Fig. 1 und Multivibratorschaltungen wie in Fig. 2 besteht also darin, dass bei Multivibratoren wie in Fig. 1 die genannte Ladezeit den oberen Grenzwert der Repetitionsfrequenz bestimmt, während bei Multivibratoren wie in Fig. 2 die genannte Ladezeit für den oberen Grenzwert der Repetitionsfrequenz keine Rolle mehr spielt, sondern dieser obere Grenzwert von der Dauer derAnstiegflanke eines Fortschaltimpulses bestimmt wird.
Die in Fig. 2 gezeigte Multivibratorschaltung kann nun für den Einsatz in integrierten Schaltungen noch dadurch verbessert werden, dass die ohmschen Widerstände RK und Rv durch Konstantstromquellen ersetzt werden. Der Ersatz der ohmschen Widerstände durch Konstantstromquellen bringt, wie schon eingangs erwähnt, bei integrierten Schaltkreisen den Vorteil einer beträchtlichen Platzersparnis auf den Trägerkristallen der integrierten Schaltkreise mit sich und eröffnet damit die Möglichkeit, auf einem Trägerkristall bei gleichbleibender Fläche desselben anstatt bisher eines nunmehr 5 bis 10 Multivibratoren unterzubringen.
In den Fig. 4 bis 6 sind drei Beispiele gezeigt, wie diese Konstantstromquellen aufgebaut sein können. Der eigentliche Multivibratorteil, also der gestrichelt eingerahmte Block mit den Schalt-, Steuer- und Vortransistoren T1 bis T6, entspricht bei allen diesen Beispielen in Aufbau und Wirkungsweise dem Multivibratorteil in Fig. 2. Eine nochmalige Erläuterung der Wirkungsweise des Multivibratorteils in den Fig. 4 bis 6 erübrigt sich daher.
Es sei lediglich darauf hingewiesen, dass bei der obigen Erläuterung der Wirkungsweise des Multivibrators in Fig. 2 schon davon ausgegangen worden war, dass die dem Multivibratorteil über die Widerstände RK und Rv zugeführten Ströme IK und Iev annähernd konstant sind. (Das ist bei der Schaltung in Fig. 2 dann der Fall, wenn die Batteriespannung U= und die Widerstände RK und Rv so bemessen sind, dass der grösste Teil der Batteriespannung über RK bzw. Rv abfällt.)
Im Prinzip sind die Widerstände RK und Rv in Fig. 2 bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 bis 6 durch Transistoren von zum Leitungstyp der Transistoren T1 bis T6 komplementärem Leitungstyp ersetzt, an deren Basis-Emitter-Strecken eine konstante (Referenz)-Spannung liegt und deren Basisströme daher konstant sind.
Da sich bei den für Schaltungen der vorliegenden Art ausschliesslich in Betracht kommenden Flächentransistoren, wie z. B. auch aus dem Kennlinienfeld in Fig. 3a ersichtlich, bei konstantem Basistrom Ig ein konstanter, von der Kollektor-Emittersspannung UcE unabhängiger Kollektorstrom 1c ergibt (sofern die Kollektor-Emitter-Spannung UCE über etwa 0,1 V liegt), bilden die in den Fig. 4 bis 6 an Stelle der Widerstände RK und Rv eingesetzten Transistoren also Konstantstromquellen.
Damit die von diesen an Stelle der Widerstände RK und Rv eingesetzten Transistoren gelieferten Kollektorströme nun auch bei Temperaturänderungen konstant bleiben, wird die an die Basis-Emitter-Strecken dieser Transistoren angelegte Referenzspannung bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 bis 6 mit der Temperatur verändert. Zur Erzeugung der temperaturabhängi- gen Referenzspannungen dienen mit konstantem Strom beschickte temperaturabhängige Widerstände, die bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 bis 6 ebenfalls von Transistoren gebildet werden, deren Leitungstyp der gleiche wie der der Konstantstromquellen bildenden Transistoren ist.
Im einzelnen bestehen die Ausführungsbeispiele in den Fig. 4 bis 6 jeweils aus einem ersten, gestrichelt eingerahmten, den erwähnten Multivibratorteil bildenden Block 1 oder aus einer Mehrzahl von solchen zu einer Zählkette zusammengeschalteten Blöcken 1, einem zweiten, gestrichelt eingerahmten, die Konstantstromquellen für den oder die Blöcke 1 bzw. die diese Konstantstromquellen bildenden Transistoren enthaltenden Block 2, und einem oder mehreren dritten gestrichelt eingerahmten, die genannten temperaturabhängigen Widerstände bzw. die dieselben bildenden Transistoren enthaltenden Blöcken 3 sowie einem oder mehreren ohmschen Widerständen R bzw. R1, R2 zur Beaufschlagung der temperaturabhängigen Widerstände mit einem konstanten Strom aus der für die Schaltung vorgesehenen Stromversorgungsquelle.
Die die Multivibratorteile bildenden Blöcke 1 in den Fig. 4 bis 6 entsprechen, wie schon erwähnt, in Aufbau und Wirkungsweise vollständig dem Block 1 in Fig. 2, und die Blöcke 2 (in Verbindung mit den Blöcken 3 sowie den Widerständen R bzw, R1, R2) in den Fig. 4 bis 6 entsprechen in ihrer Wirkungsweise dem gestrichelt eingerahmten, die Widerstände RK und Rv enthaltenden Block in Fig. 2. Im einzelnen sind die Widerstände RK innerhalb der Blöcke 2 durch die Transistoren TK und die Widerstände Rv innerhalb der Blöcke 2 durch die Transistoren Tv ersetzt.
Untereinander unterscheiden sich die Ausführungsbeispiele in den Fig. 4, 5 und 6 lediglich durch die Art und Weise, wie die Referenzspannungen an den Basis Emitter-Strecken der Transistoren TK und Tv erzeugt werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 4 sind die Basis-Emitter-Strecken sämtlicher kollektorseitig die Ströme IBV liefernder Transistoren Tv (bei mehreren zu einer Zählkette zusammengeschalteten Blöcken 1, also auch der zur Versorgung dieser weiteren Blöcke 1 mit Strömen IBV dienenden zusätzlichen Transistoren Tv) parallel zueinander geschaltet und an die gemeinsame Referenzspannungsquelle 3 a angeschlossen.
Die Referenzspannungsquelle 3a wird von einem über den ohmschen Widerstand R1 mit einem konstanten Strom beschickten temperaturabhängigen Widerstand gebildet, der aus einem mit den Transistoren Tv identischen Transistor T7 besteht, dessen Emitter den einen Pol und dessen zusammengeschaltete Kollektor- und Basis Elektroden den anderen Pol des temperaturabhängigen Widerstandes bilden.
Da an den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Tv, die ja parallel zu der Basis Emitter-Strecke des Transistors T7 geschaltet sind, die gleiche BasislEmitterSpannung wie am Transistor T7 liegt und entsprechend der obigen Voraussetzung die Transistoren Tv mit den Transistoren T7 identisch sind, müssen auch die Kollektorströme der Transistoren Tv gleich dem Kollektorstrom des Transistors T7 sein, und letzterer ist, wenn man die Basisströme des Transistors T7 und der Transistoren Tv vernachlässigen kann, gleich dem über den Widerstand Ri zugeführten Strom und somit praktisch unabhängig von der Temperatur konstant.
Die Basis-Emitter-Span-nung des Transistors T7 stellt sich also selbsttätig abhängig von der Temperatur jeweils so ein, dass der Kollektorstrom des Transistors T7 und damit auch die Kollektorströme der Transistoren Tv etwa gleich dem über den Widerstand R1 zugeführten konstanten Strom sind. Genau genommen, ist über den Widerstand Ri der gewünschte Kollektorstrom der Transistoren Tv, also IBV und zusätzlich die Summe sämtlicher Basisströme der Transistoren Tv sowie des Transistors T7, bei n Transistoren Tv also das (n+l)- fache des Basis stromes IB7 des Transistors T7 zuzuführen.
Der Widerstand Ri ist dementsprechend so zu bemessen, dass Ri (IBv(nb (IBV + (n + l) IB7) = U=UBB7 ist, wenn mit U= die Batteriespannung und mit UBE7 die Basis-Emitter-Spannung des Transistors T7 bei Normaltemperatur bezeichnet wird. Weiter sind bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 4 die Basis-EmitterStrek- ken sämtlicher kollektorseitig die Ströme 1K liefernder Transistoren TK parallel zueinander geschaltet und an die gemeinsame Referenzspannungsquelle 3b angeschlossen.
Die Referenzspannungsquelle 3b wird ebenso wie die Referenzspannungsquelle 3a von einem über den ohmschen Widerstand R2 mit einem konstanten Strom beschickten temperaturabhängigen Widerstand gebildet, der in gleicher Weise wie bei der Referenzspannungsquelle 3a aus einem mit den Transistoren TK identischen Transistor T8 besteht, dessen Emitter den einen Pol und dessen zusammengeschaltete Kollektor- und Basis-Elektroden den anderen Pol des temperaturabhängigen Widerstandes bilden.
Die Wirkungsweise der Referenzspannungsquelle 3b ist die gleiche wie die der Referenzspannungsquelle 3a, und analog den dortigen Ergebnissen ist also R so zu bemessen, dass R2(It(n4 l) IB8) = U=UBE8 ist wenn mit U= die Batteriespannung, mit UBE8 die Basis-Emitter-Spannung und mit 1B8 der Basisstrom des Transistors T8 bei Normaltemperatur bezeichnet wird.
Bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 5 sind in gleich cher Weise wie bei dem Ausführungsbeispiel in'Fig. 4 de Basis-Emitter-Strecken sämtlicher kollektorseitig die Ströme Irs liefernder Transistoren TK parallel zueinander geschaltet und direkt an die gemeinsame Referenzspannungsquelle 3 angeschlossen, deren Ausbildung und Wirkungsweise die gleiche wie die der Referenzspannungsquelle 3b in Fig. 4 ist.
Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in Fig. 4 ist jedoch bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 5 für die ebenfalls mit ihren Basis-Emitter-Strecken parallel zueinandergeschalteten, kollektorseitig die Ströme IBV liefernden Transistoren Tv keine zweite Referenzspannungsquelle wie die Referenzspannungsquelle 3a in Fig. 4 vorgesehen, sondern die an den Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Tv liegende Referenzspannung wird von der gleichen Referenzspannungsquelle 3 geliefert, an die auch die Basis Emitter-Strecken der Transistoren TK angeschlossen sind.
Wären nun die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Tv ebenfalls wie die Basis-EmittermStrecken der Transistoren TK direkt an die Referenzspannungsquelle 3 angeschlossen, so müssten entsprechend den obigen Erläuterungen - Identität der Transistoren Tv und T9 vorausgesetzt - die Kollektorströme der Transistoren Tv gleich den Kollektorströmen der Transistoren TK und damit also IBV gleich IK sein.
In der Regel sollte aber IBV wesentlich niedriger als 1K sein, damit die Spannungsdifferenz zwischen Kollektor und Basis des Steuertransistors der gesperrten Schaltstufe des Multivibrators im stabilen Zustand desselben gross genug ist, um die Stabilität dieses Zustandes und damit die Stabilität des Multivibrators im Rahmen der möglichen Fertigungsund Betriebsparametertoleranzen mit genügender Sicherheit zu gewÅahrleisten. Um IRV niedriger als IE ZU hal- ten, muss die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Tv niedriger als die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren TK sein, und das wird bei dem Ausführungsbeispiel in Fig.
5 dadurch erreicht, dass die mit ihren Basis-Emitter-Strecken parallel zueinander geschalteten Transistoren Tv iiber den gemeinsamen Emitterwiderstand REV an die Referenzspannungsquelle 3 angeschlossen sind. Um ein bestimmtes gewünschtes Verhältnis von IBV 1 II( ZU erzielen, ist dieser Widerstand REV so zu bemessen, dass
REV . IBV n(l + adv) = a. . 23,9mm (l n - n 11 n 1 n 1EIR) ist, wenn mit n die Anzahl der an die Referenzspannungsquelle 3 angeschlossenen Transistoren Tv, mit UTy die Stromverstärkung der Transistoren Tv beim Kollektorstrom IBV und mit AT, die Stromverstärkung der Transistoren TK beim Kollektorstrom TK bezeichnet ist.
Aus dieser Bemessungsgleichung ergibt sich, dass der Widerstand REV unabhängig von dem Absolutwert der von der Referenzspannungsquelle 3 gelieferten Referenzspannung ist bzw. dass das gewünschte Verhältnis IBV/Ix auch bei Temperaturänderungen und dadurch bedingten änderungen des Absolutwertes der Referenzspannung in gleicher Höhe aufrechterhalten bleibt. Über den Widerstand R in Fig. 5, der zur Beaufschlagung des von dem Transistor Ts gebildeten temperaturabhängigen Widerstandes mit einem konstanten Strom vorgesehen ist, ist der gewünschte Kollektorstrom der Transistoren Ti;, also IK, und zusätzlich die Summe sämtlicher Basisströme der Transistoren TK und Tv sowie des Transistors T9 zuzuführen.
Für die Bemessung von R ergibt sich bei n Transistoren TIr und n Transistoren Tv sowie Identität des Transistors Ts mit den Transistoren TK also R(IK + (n + 1)I,laT, + nIBv/aTv) = U=- UBE9, wenn mit U= die Batteriespannung und mit UBE9 die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Ts bzw. die gewünschte Referenzspannung bei Normaltemperatur bezeichnet wird.
Bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 und 5 werden nun, wie ersichtlich, noch je zwei ohmsche Widerstände für eine aus Multivibratoren entsprechend dem Block 1 zusammengesetzte Zählkette benötigt, wobei die Anzahl der Zählstufen dieser Zählkette nicht zu gross sein darf, weil mit dieser Anzahl von Zählstufen auch die notwendige Anzahl n von Transistoren Tv und TK entsprechend ansteigt und eine relativ gute Temperaturunabhängigkeit der Ströme 1K und IBV nur dann gewährleistet ist, wenn die erwähnte, über die Widerstände R1 und R in Fig. 4 bzw. über den Widerstand R in Fig.
5 zusätzlich zu dem jeweils gewünschten Kollektorstrom der Transistoren Tv bzw. TK zugeführte Summe der Basisströme dieser Transistoren oder mindestens deren mögliche Änderung innerhalb des vorgesehenen Temperaturbereiches noch klein gegen den genannten gewünschten Kollektorkstrom ist.
Da diese Summe der Basisströme proportional n bzw.
proportional dem Zweifachen der Anzahl der Zählstufen ansteigt, ist also die Anzahl der Zählstufen bzw.
der Blöcke 1, deren zugeordnete Transistoren TK und Tv von gemeinsamen Referenzspannungsquellen 3a und 3b (Fig. 4) bzw. von einer gemeinsamen Referenzspannungsquelle 3 (Fig. 5) versorgt werden können, nach oben zu beschränkt.
Immerhin hat das Ausführungsbeispiel in Fig. 5 trotz der gleichen Anzahl von 2 ohmschen Widerständen für eine beschränkte Anzahl von Zählstufen gegenüber dem Ausführungsbeispiel in Fig. 4 den Vorteil, dass der Widerstand REV in Fig. 5 - gleichgrosse Ströme IBV bei beiden Ausführungsbeispielen vorausgesetzt - wesentlich kleiner als der Widerstand R1 in Fig. 4 sein kann, und zwar bis etwa zum Faktor 20, und entsprechend dem kleineren Widerstandswert ist auch der IPlatzbedarf des Widerstandes REV in integrierten Schaltkreisen wesentlich geringer als der des Widerstandes Ro.
Im Zusammenhang mit den Ausführungen zu dem Ausführungsbeispiel in Fig. 5 war nun bereits erwähnt worden, dass die Ströme IBV aus Stabilitätsgründen wesentlich kleiner als die Ströme IE sein sollten. Das eröffnet hinsichtlich der Schaltungsweise der Transistoren Tv und TK die bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 6 angewandte Möglichkeit, die Basis-Emitter-Strekken der Transistoren Tv und TK in Reihe zu schalten.
Bei einer solchen Reihenschaltung der Basis-Emitter Strecken von jeweils einem Transistor Tv und einem Transistor TK ist der von dem Transistor TK kollektorseitig gelieferte Strom IK um die Stromverstärkung aTK des Transistors Tlt grösser als der der Basis des Transistors TK zugeführte Emitterstrom des Transistors Tv, das heisst der kollektorseitig von dem Transistor Tv gelieferte Strom IBV ist näherungsweise um den Stromverstärkungsfaktor aTK kleiner als der Strom 1K.
Zweckmässig werden, wie in Fig. 6 gezeigt, jeweils die Basis-Emitter-Strecken der der gleichen Schaltstufe des Multivibratorteils 1 zugeordneten Transistoren Tv und TK in Reihe geschaltet. Die Reihenschaltungen der Basis-Emitter-Strecken von jeweils einem Transistor Tv und einem Transistor TK werden dann wie in Fig. 6 parallel zueinander an die gemeinsame Referenzspannungsquelle 3 angeschlossen.
Die Referenzspannungsquelle 3 wird bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 6 ebenfalls von einem über den ohmschen Widerstand R mit einem konstanten Strom beschickten temperaturabhängigen Widerstand gebildet, der in gleicher Weise wie bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 und 5 aus einer identischen Nachbildung der Basis-Emitter Strecken der an die Referenzspannungsquelle angeschlossenen Transistoren und demgemäss aus einem mit den Transistoren Tv identischen Transistor Tio und einem mit den Transistoren TK identischen Transistor Tii besteht,
deren Basis-Emitter-Strecken in gleicher Weise wie die Basis-EmitterStrecken der Transistoren Tv und TK in Reihe geschaltet sind und an deren in Reihe geschaltete Basis-Emitter-Strecken die Reihenschaltungen der Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Tv und TK parallel angeschlossen sind.
Da somit wegen der Identität des Transistors Tio mit den Transistoren Tv und des Transistors T11 mit den Transistoren TK sowie wegen der gleichen Spannungen an den Reihenschaltungen der Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Tlo und T11 und der Transistoren Tv und TK die Basis Emitter-Spannung des Transistors Tlo gleich der Basis Emitter-Spannung der Transistoren Tv und die Basis EmitterSpannung des Transistors Tii gleich der Basis Emitter-Spannung der Transistoren TK ist,
müssen aufgrund der besagten Identität von Tlo und Tv auch die Kollektorströme der Transistoren Tv gleich dem Kollektorstrom des Transistors Tlo und die Kollektorströme der Transistoren TK gleich dem Kollektorstrom des Transistors Tii sein, und die Kollektorströme der Transistoren Tlo und Tii sind, wenn man die Basisströme des Transistors Tlo und der Transistoren Tv vernachlässigen kann, gleich dem über den Widerstand R zugeführten Strom und somit praktisch unabhängig von der Temperatur konstant.
Genau genommen sind über den Widerstand R in Fig. 6 die gewünschten Kollektorströme IBV und 1K der Transistoren Tv und TE und zusätzlich die Summe sämtlicher Basisströme der Transistoren Tv sowie des Transistors Tlo, bei n Transistoren Tv also das (n+ 1)fache des Basisstromes der Transistoren Tv bzw. das
EMI13.1
<tb> -fache <SEP>
<tb> des Emitterstromes der Transistoren Tv bzw. das
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<tb> LrK(aTV <SEP> ss <SEP>
<tb> V <SEP> aTK <SEP> (aTV <SEP> + <SEP> 1) <SEP> J
<tb> -fache des Kollektorstromes 1K der Transistoren TK, zuzuführen.
Da ferner IBV bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 6 gleich
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ist, ist dementsprechend der Widerstand R bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 6 so zu bemessen, dass
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ist, wenn mit U= die Batteriespannung, mit (UBE10 + UBE11) die an den Transistoren Tjo und Tu liegenden Basis Emitter-Spannungen bzw. die gewünschte Referenzspannung bei Normaltemperatur, mit aTK die Stromverstärkung der Transistoren TK beim Kollektorstrom IK und mit QTV die Stromverstärkung der Transistoren Tv beim Kollektorstrom IBV bezeichnet sind.
Das Ausführungsbeispiel in Fig. 6 hat gegenüber den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 und 5 den Vorteil, dass erstens nur noch ein ohmscher Widerstand für eine aus Multivibratoren entsprechend dem Block 1 zusammengesetzte Zählkette benötigt wird und dass zweitens die Anzahl der Zählstufen dieser Zählkette bei vorausgesetzt gleich guter Temperaturunabhängigkeit der Ströme IK und IBV wesentlich grösser als bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 und 5 sein darf, letzteres deswegen, weil bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 6 das Verhältnis der Summe der über den Widerstand R fliessenden Basisströme zum Gesamtstrom des Widerstandes R für eine bestimmte Anzahl n von Transistoren Tv bzw. Te wesentlich kleiner als das entsprechende Verhältnis bei den Ausführungsbeispielen in den Fig.
4 und 5 für die gleiche Anzahl n von Transistoren Tv bzw. TE ist, und zwar etwa um den Faktor (aTV +2).
Da sich bei Gleichheit dieser Verhältnisse gleich gute Temperaturunabhängigkeit der Ströme 1K und IBV ergibt, darf somit die Anzahl der Zählstufen bzw. die Anzahl der Blöcke, deren zugeordnete Transistoren TK und Tv von einer gemeinsamen Referenzspannungsquelle 3 bzw. von gemeinsamen Referenzspannungsquellen 3a und 3b versorgt werden können, bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 6 um den Faktor (aTV + 2) grösser als bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 und 5 sein.
Neben diesen beachtlichen Vorteilen hat das Ans- führungbeispiel in Fig. 6 gegenüber den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 und 5 jedoch auch einen Nachteil, nämlich den, dass das Verhältnis der Ströme IBV und IK zueinander bei dem Ausführungsbeispiel in Fig. 6 im Gegensatz zu den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 und 5 nicht frei wählbar, sondern durch die Stromverstärkungen UTK und aTV der Transistoren TE und Tv fest vorgegeben ist.
Ergänzend ist zu den Fig. 4 bis 6 noch zu bemerken, dass in jeder einzelnen dieser Figuren auch mehrere Multivibratorteile 1 vorgesehen sein können, die z. B.
zu einer Zählkette zusammengeschaltet sein können.
Der Block 2 enthält dann für jeden Block 1 einen Satz von zwei Transistoren Tv und zwei Transistoren TK in der gleichen Schaltung wie in der betreffenden Figur angegeben. Bis zu einer gewissen Anzahl von weiteren Blöcken 1 bzw. von Zählstufen einer Zählkette können die zugeordneten Transistoren Tv und TK aus der bzw. den in der betreffenden Figur dargestellten Referenzspannungsquellen versorgt werden.
In Fig. 7 ist als Beispiel einer eine Mehrzahl von Multivibratorteilen 1 enthaltenden Schaltungsanordnung nach der Erfindung eine Zählkette dargestellt, die aus insgesamt vier integrierten Schaltkreisen besteht. Von diesen vier integrierten Schaltkreisen enthalten drei je eine Referenzspannungsquelle 3 wie in Fig. 6, einen Kon stantstromquellenblock 2 wie in Fig. 6 und drei Multivibratorteile 1 wie in Fig. 6 bzw. in Fig. 2. Die in den drei integrierten Schaltkreisen enthaltenen neun bistabilen Multivibratoren sind, wie in Fig. 7 ersichtlich, zu einer Zählkette zusammengeschaltet, deren Eingang der Eingang E des ersten bistabilen Multivibrators und deren Ausgang der Ausgang A des letzten bistabilen Multivibrators der Kette ist.
Die konstanten Ströme, mit denen die Referenzspannungsquellen 3 beschickt werden und die bei den Ausführungsbeispielen in den Fig. 4 bis 6 über ohmsche Widerstände direkt aus der Stromversorgungsquelle entnommen werden, werden bei der Zählkette in Fig. 7 von Konstantstromquellen geliefert, die aus jeweils einem Transistor TR bestehen, dessen Leitungstyp der gleiche wie der Leitungstyp der in den Multivibratorteilen 1 enthaltenen Transistoren ist und der kollektorseitig den betreffenden konstanten Strom liefert. Die Basis Emitter-Strecken der Transistoren TR sind parallel zuein ander geschaltet und an eine gemeinsame Referenzspannungsquelle 5 angeschlossen, die aus einem über den Widerstand R mit einem konstanten Strom beschickten temperaturabhängigen Widerstand besteht.
Der temperaturabhängige Widerstand wird von einem den Transistoren R identischen Transistor Tt2 gebildet, dessen Emitter den einen Pol und dessen zusammengeschaltete Kollektor- und Basis-Elektroden den anderen Pol des temperaturabhängigen Widerstandes bilden. Die Wirkungsweise dieser im Block 4 zusammengefassten Konstantstromquellen in Verbindung mit der Referenzspannungsquelle 5 sowie dem Stromzuführungs- widerstand R ist die gleiche wie die oben im Zusammenhang mit der Fig. 4 erörterte Wirkungsweise der von den Transistoren Tv gebildeten Konstantstromquellen in Verbindung mit der Referenzspannungsquelle 3a sowie dem Stromzuführungswiderstand R1. Eine nochmalige nähere Erläuterung der Wirkungsweise der Blöcke 4 und 5 in Fig. 7 erübrigt sich daher.
Die Zählkette in Fig. 7 zeichnet sich durch eine ausserordentlich grosse Temperaturstabilität aus, was zum grossen Teil darauf zurückzuführen ist, dass die einzelnen Referenzspannungsquellen 3 nur sehr gering, nämlich nur mit den Basisströmen von jeweils 6 Transistoren Tv belastet sind, so dass über weite Temperaturbereiche Konstanz der den Multivibratorteilen 1 zugeführten Ströme 4 und IBV erzielt wird. Es wird in diesem Zusammenhang auf die Ausführungen zur Fig. 6 verwiesen, wonach für eine noch relativ gute Temperaturunabhängigkeit dieser Ströme eine grosse Anzahl von Zählstufen von einer Referenzspannungsquelle aus versorgt werden kann. Umgekehrt ist dann bei einer relativ kleinen Anzahl von Zählstufen, die von einer Referenzspannungsquelle versorgt werden, die Temperaturunabhängigkeit entsprechend besser.
Des weiteren zeichnet sich die Zählkette in Fig. 7 dadurch aus, dass sie nur einen einzigen ohmschen Widerstand enthält, der im vorliegenden Fall mit den Transistoren TE und dem Transistor T12 zu einem integrierten Schaltkreis zusammengefasst ist.