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Vorrichtung zur Steuerung von elektrischen Apparaten mit Hilfe von, insbesondere tonfrequenten, Impulsen, die dem Starkstromnetz überlagert werden Gegenstand des Hauptpatentes bildet ein Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung zur Steuerung von elektrischen Apparaten mit Hilfe von, insbesondere tonfrequenten, Impulsen, die dem Starkstromnetz überlagert werden, welche Vorrichtung sich durch Mittel auf zier Senderseite zur Erzeugung von Steuerimpulsen, deren Frequenzen in einem starren Verhältnis zur Netzfrequenz stehen, und durch Mittel in den Empfangsapparaten,
welche die Empfänger-Ansprechfrequenz im gleichen starren Verhältnis zur Netzfrequenz halten, auszeichnet.
Besondere Ausbildungsformen dieser Vorrichtung zeichnen sich dadurch aus, dass der Empfangsapparat einen Netzfrequenzumsetzer zur Gewinnung einer mit der Netzfrequenz starr gebundenen Pilotfrequenz, welche entweder genau gleich der Steuerfrequenz oder von dieser abweichend gewählt ist, eine Brückenschaltung, einen Transformator für die Einspeisung der Pilotfre- quenz in die Brückenschaltung, mindestens einen Gleichrichter als nichtlineares Element, einen Tiefpass zum Durchlass der aus der Pilot- und Steuerfrequenz gebildeten Differenzfrequenz und ein Auswerterelais enthält.
Es besteht so die Möglichkeit, für die Aussiebung dieser Differenzfrequenz sehr schmale, in ihrer Durch- lassbreite nur durch deren eigene Frequenzkonstanz beschränkte Bandpassfilter zu verwenden und damit die für Rundsteuerempfangsanlagen wichtige Selektivität den auf diesem Gebiet üblichen niedrigen Übertragungsgeschwindigkeiten anzupassen.
Die schmale Durchlassbandbreite und die damit realisierbare grosse Dämpfung von Störspannungen mit benachbarter Frequenz gestatten, den Ansprechpegel der Empfänger tief anzusetzen und damit den Steuerlei- stungsbedarf auf der Senderseite wesentlich zu reduzieren.
Liegen in den Empfangsapparaten die am Ausgang der Mischstufe anfallenden Differenzfrequenzen bspw. im mittleren tonfrequenten Gebiet, so ist der zur Aussie- bung notwendige Aufwand an herkömmlichen elektrischen Filtern mit Induktivitäten und Kapazitäten tragbar.
Will man jedoch die Vorteile der konstanten Differenzfrequenz und der Frequenzumsetzung zur Erhöhung der relativen Selektivität bezogen auf die Steuerfrequenz voll ausnützen, so liegen die auszusiebenden Differenz- frequenzen in subtonfrequenten Gebiet, bspw. zwischen 0 und 20 Hz. Für diese Frequenzen werden herkömmli- che elektrische Filter so gross und teuer, dass sie nicht mehr in die Empfangsapparate eingebaut werden kön neu.
Die vorliegende Erfindung vermeidet diesen grossen Materialaufwand und betrifft eine Vorrichtung zur Steuerung von elektrischen Apparaten mit Hilfe von, insbesondere tonfrequenten, Impulsen, die dem Stark- stromnetz überlagert werden,
gemäss dem Patentanspruch II des Hauptpatentes und zeichnet sich aus durch einen rückgekoppelten Verstärker mit frequenzabhängi- ger Rückkopplung zur Trennung einer aus der Steuerfrequenz und einer mit der Netzfrequenz stark gebundenen Pilotfrequenz gebildeten Differenzfrequenz von der Netzfrequenz und unerwünschten Störfrequenzen, welche frequenzabhängige Rückkopplung für die Durchlass- frequenz einen maximalen Verstärkungsrad gibt.
Anhand eines Beispiels wird die erfindungsgemässe Vorrichtung mit Hilfe der folgenden Figuren erläutert . Dabei zeigt: Fig. 1 als Beispiel eine Schaltanordnung eines über Phasendrehglieder rückgekoppelten Verstärkers,
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Fig. 2 eine vektorielle Darstellung verschiedener Spannungen in der Schaltanordnung gemäss Fig. 1, Fig. 3 die in der Schaltanordnung gemäss Fig. 1 für eine konstante Ausgangsspannung U., notwendige Eingangsspannung U, in Abhängigkeit der Frequenz,
Fig. 4 eine weitere beispielsweise Schaltanordnung eines mit Phasendrehgliedern ausgerüsteten, rückgekoppelten Verstärkers.
In Fig. 1 stellen 1 und 2 die Eingangs-, 3 und 4 die Ausgangsklemmen einer Verstärkeranordnung, bestehend aus beispielsweise drei Transistoren 5, 6 und 7, dar. Die Transistoren 5 und 6 sind als Emitterfolgerstu- fen mit einer Verstärkung von 1 geschaltet und arbeiten als Impedanzwandler bzw. Trennstufen. - Zwei Widerstände 8 und 9 bilden für die Speisespannung U, einen Spannungsteiler für die Einstellung des Arbeitspunktes des Transistors 5.
Eine an den Eingangsklemmen 1 und 2 angelegte Wechselspannung U1 erscheint in gleicher Grösse und Phase am Emitterwiderstand 10. Über das anschliessende RC-Glied, bestehend aus dem Kondensator 11 und den Spannungsteiler-Widerständen 12, 13 gelangt eine Spannung U2 zum Transisotr 6, welche ihrerseits den Transistor 6 aussteuert.
Bei geeigneter Wahl des Emitterwiderstandes 14 kann der Einfluss des Transistoreingangswiederstandes auf das RC-Glied 11, 12, 13 soweit reduziert werden, dass er vernachlässigbar ist, so dass praktisch die bereits erwähnte Trennung der Ausgangsseite des Transistors 6 gegenüber seiner Eingangsseite realisiert wird.
über ein weiteres RC-Glied bestehend aus dem Kondensator 15 und dem Span- nungsteiler 16, 17 wird die Wechselspannung am Emit- terwiederstand 14 als U3 an die Basis des Transistors 7 geführt. Dieser Transistor enthält - im Gegensatz zu den Transistoren 5 und 6 - einen Widerstand 19 im Kollektorpfad, wodurch die Basiswechselspannung U3 verstärkt und um 180 in der Phase gedreht als Spannung U4 zwischen dem Kollektor 20 und der Ausgangsklemme 4 auftritt.
Über einen Trennkondensator 21, welcher den Gleichstrom abriegelt, ist die Ausgangswechselspannung als U'4 auch zwischen den Ausgangsklemmen 3 und 4 abnehmbar. Die Spannung U4 wird nun ebenfalls über einen Kondensator 22 auf die Eingangsklemme 1 zurückgeführt. Dabei bildet der Kondensator 22 zusammen mit den Spannungsteilerwi- derständen 8 und 9 ebenfalls ein RC-Glied, so dass total drei gleiche solcher Glieder - nämlich 11, 12, 13; 15, 16, 17; 8, 9, 22 - hintereinander geschaltet sind.
Zur Erklärung der Wirkungsweise dieser Schaltung sei angenommen, dass das Eingangssignal U1 von einer Spannungsquelle E" mit einem hohen inneren Widerstand 23 stammt, wobei der innere Widerstand 23 mindestens zehnmal so gross sei, als die Parallelschaltung der Widerstände 8 und 9. Die Spannungsquelle E" werde ferner über einen Trennkondensator 24 mit den Klemmen 1 und 2 verbunden. Es sei ferner angenommen, dass der Verstärkerausgang zwischen den Klemmen 3 und 4 nicht belastet sei.
Bei hohen Frequenzen der Eingangsspannung E. resp. Ui erfolgt - wie leicht ersichtlich - an den RC- Gliedern 11, 12, 13 und 15, 16, 17 nur eine kleine Phasendrehung, so dass die Spannungen U2 und U3 praktisch in Phase mit U1 bleiben.
Dad die Phasendrehung in der Versträkerstufe mit dem Transistor 7 aber auch für hohe Frequenzen 180 beträgt, ist die Aus- gangsspannung U.4 für hohe Frequenzen angenähert gegenphasig zu U1. Infolge der für hohe Frequenzen ebenfalls geringen Phasendrehung im RC-Glied 22, 8, 9 ist auch die von den Klemmen 3, 4 zurückgeführte, am Widerstand 9 anstehende Spannung U1' gegenphasig zur ursprünglich angelegten Spannung U1. Dies ist aber gleichbedeutend mit einer starken negativen Rückkopplung bzw.
mit einer Kompensierung der über den Innenwiderstand 23 an den Eingangsklemmen 1 und 2 angelegten Spannung U1, so dass für die Aufrechterhaltung einer vorbestimmten Ausgangsspannungsgrösse U4 bei hohen Frequenzen ein sehr grosses Eingangsig- nal E" notwendig wird.
Beim andern Extremfall, das heisst bei Aussteuerung der Schaltung gemäss Fig. 1 mit einer sehr niedrigen Frequenz, wird die an der Basis des Transistors 6 auftretende Wechselspannung U2 nur noch einen Bruchteil der am Emitterwiderstand 10 entstehenden Spannung bzw. der an der Basis des vorangehenden Transistors 5 liegenden Spannung U1 betragen und zudem um praktisch volle 90 gegenüber U1 voreilen.
Dasselbe gilt für die Spannung U3 im Verhältnis zu U2, so dass die Spannung U3 angenähert um 180 gegen U1 voreilt und stark abgeschwächt ist. Bei konstanter frequenzunabhängiger Verstärkung durch den Transistor 7 wird somit die um 180 gegen U3 gedrehte Ausgangsspannung U4 bei sehr niedrigen Frequenzen ebenfalls sehr klein werden.
Der von der Ausgangsspannung U4, - welche gegenüber U1 um 360 bzw. 0 phasenverschoben ist - auf die Eingangsklemmen 1 und 2 rückgeführte Anteil U'1 wird durch die bei tiefer Frequenz hohe Impedanz des Kondensators 22 ebenfalls stark reduziert und gegenüber U4 um weitere 90 voreilen.
Der geringe und zudem gegenüber der ursprünglich angelegten Spannung U1 um angenähert 90 verschobene Teil U1' der Ausgangsspannung U4 ist deshalb praktisch ohne Einfluss auf U1, so dass auch bei sehr niedrigen Frequenzen das über den Innenwiderstand 23 angelegte Eingangssignal E, zur Erreichung der vorbestimmten Ausgangsspannung U4 sehr gross sein muss.
Zwischen den beiden zitierten Frequenzextremen gibt es jedoch eine bevorzugte Frequenz fo, bei welcher die Summe der Phasendrehungen in den drei RC- Gliedern 11, 12, 13 und 15, 16, 17 und 22, 8, 9 genau 180 wird. Für die Frequenz f, ist der rückgeführte Teil U'1 der Ausgangsspannung U4 genau in Phase mit der durch das Eingangssignal E. am Widerstand 9 erzeugten Eingangsspannung U1, d. h. es findet eine Unterstützung des Eingangssignals bzw. eine positive Rückkopplung statt.
Das Ausmass dieser Rückkopplung wird bestimmt durch den Verstärkungsgrad des Transistors 7 bzw. durch die Grösse des Kollektorwider- standes 19. Ein typischer Grenzfall tritt dann ein, wenn der rückgeführte Anteil U'1 der Ausgangsspannung U4 amplitudenmässig gerade gleich gross ist, wie die durch das Eingangssignal E" an Widerstand 9 erzeugte Spannung U1. Bei dieser Grenzverstärkung V,
beginnt die Schaltanordnung gemäss Fig. 1 als Oszillator auf der durch die Phasendrehung von 60 pro RC-Glied bestimmten Frequenz f" für dieses dreigliedrige Schaltbeispiel zu schwingen, und man benötigt das Eingangssi- gnal.Eo überhaupt nicht mehr. In Fig. 2 sind für dessen Fall die Phasen- und Amplidutenverhältnisse für die Eigenfrequenz f < > dargestellt.
Die notwendige Grenzver- stärkung ist aus dem Verhältnis von
EMI2.152
ersichtlich und folgt der Beziehung
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EMI3.1
wobei n = Anzahl der RC-Glieder. Dies ergibt zum Beispiel für 2 Glieder : Vg = co 90 /Glied 3 Glieder : Vg = 8 60 /Glied 4 Glieder :
Vz = 4 45 /Glied Durch die Anwendung einer reduzierten Verstärkung von beispielsweise 80-90 1/o der Grenzverstär- kung Vg wird im Gegensatz zum schwingenden Zustand noch ein kleines Eingangssignal Eo zur Erzeugung einer vorbestimmten Ausgangsspannung U4 der Frequenz f" benötigt. Dieses Eingangssignal ist aber wesentlich kleiner, als bei einer tieferen oder höheren Frequenz als f".
Damit erhält man mit einer Schaltanordnung gemäss Fig. 1 den gewünschten Frequenzselektiven Verlauf des Eingangssignals E, für eine konstante Ausgangsspannung U'4 an den Klemmen 3, 4. In Fig. 3 ist der Verlauf der notwendigen Eingangsspannung E, zur Erzielung einer konstanten Ausgangsspannung U'4 als Kurve 40 in Funktion der Frenquenz dargestellt.
Die Anordnung gemäss Fig. 1 wirkt also wie ein Bandpassfilter. Seine Durchlassbreite und Flanken- steilheit kann auf einfache Art, wie Kurve 41 in Fig. 3 zeigt, durch den Verstärkungsgrad beeinflusst werden, wobei aber gleichzeitig eine leichte Verschiebung der Durchlassfrequenz in Kauf zu nehmen ist. Kurve 42 zeigt die Selektivitätskurve beim Schwingungseinsatz.
Es lassen ich mit dieser Anordnung mit Kapazitäten von nur 0,1 ,uF ohne Schwierigkeiten Filter für 2 Hz Durchlassfrequenz herstellen, deren Flankensteilheit einem elektrischen Filter mit einem einfachen, aus einem Kondensator und einer Induktionsspule bestehenden Schwingkreis mit einem Gütefaktor von 5 bis 10 entspricht.
Fig. 4 zeigt als Variante eine Schaltanordnung, die - trotzdem sie anders aufgebaut ist - zum gleichen Ziel führt wie die Schaltanordnung gemäss Fig. 1. Sie benützt beispielsweise ein konzentriertes viergliedriges RC-Glied 51 ohne Trennstufen und einen stabilisierten Verstärker 52. Diese Anordnung bietet den Vorteil, dass Verstärker und -Filter je als eine Einheit, beispielsweise in Miniaturausführung als sogenannte integrierte Schaltung -hergestellt werden können.
Da die Schaltung ohne Trennstufen arbeitet, ergeben sich zusätzliche Belastungen der einzelnen RC-Glieder durch die jeweils nachfolgenden RC-Glieder, was sich in einem Mehrbedarf an Verstärkung für den Schwingeinsatz auswirkt.
Der Einfluss eines jeden nachfolgenden RC-Gliedes auf sein vorangehendes RC-Glied lässt sich durch Verwendung gestaffelter Kapazitäts- und Widerstandswerte reduzieren, indem man beispielsweise gegen das Ende der Kette die Kapazitätswerte in bekannter Weise um einen bestimmten Faktor in der Grössenordnung 2 bis 5 vermindert und die Widerstandwerte entsprechend vergrössert.
Die notwendige Verstärkung wird dadurch praktisch auf den Wert einer Schaltanordnung mit Trennstufen herabgesetzt; dafür werden für die RC- Glieder wesentlich grössere und ungleiche Kondensatoren benötigt.
In den anhand der Figuren 1 und 4 beschriebenen Beispielen wird durch eine frequenzabhängige positive Rückkopplung der maximale Verstärkungsgrad der ganzen Einrichtung im Druchlassbereich dadurch erreicht, dass die frequenzabhängige positive Rückkopplung für die Durchlassfrequenz maximal ist.
Es sind aber auch entsprechende Lösungen realisierbar, bei denen man mit frequenzabhängiger negativer Rückkopplung arbeitet, welche negative Rückkopplung für die Durchlassfrequenz minimal ist.