Verfahren und Schaltungsanordnung zur Distanzmessung nach dem hnpuls-Rückstrahlprinzip
Das Verfahren zur Distanzmessung nach dem Impuls-Rückstrahlprinzip beruht auf der Messung der Zeit, die zwischen dem Aussenden eines auf einer hochfrequenten Sdhwingung überlagerten Impulses und dem Empfang des reflektierten Impulses vergeht. Es kommt nun häufig vor, dass Messgeräte, deren hochfrequente Schwingungen und deren Impulswiederholungsfrequenz gleich sind, benachbart aufgestellt werden, was zu Störungen und Fehlmessungen Anlass gibt. Da dieses Messprinzip bekanntlich auch zur Verfolgung von Luftzielen verwendet wird, wurde mit Erfolg versuc'ht, das Messgerät zu stören, indem das Ziel einen auf die Frequenzen des Messgerätes synchronisierten Sender in Betrieb nimmt.
Dies hat zur Folge, dass die gemessenen Distanzen stark verfälscht werden, wodurch auch eine Verfolgung des Zieles unmöglich gemacht wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur Verhinderung solcher Fehlmessungen, indem die Frequenz der Sendeimpulsfolge durch Zeitmodulation innerhalb bestimmter Grenzen dauernd geändert wird.
Die Grundlage für die Distanzmessung ist im allgemeinen durch die Frequenz einer Impulsfolge gegeben, die derart gewählt wird, dass die Laufzeit eines Impulses zwischen dem Aussenden und dem Empfangen mit dem Einheitsabstand zwischen zwei benachbarten Impulsen übereinstimmt. Zwecks vereinfachter Zuordnung eines bestimmten Längenmasses, beispielsweise 1 km, zwischen zwei Impulsen, würde die Wiederholungsfrequenz 149,88 kurz. Um grössere Abstände zu messen, muss die Frequenz dieser Grundschwingung entsprechend verkleinert werden, wobei sie für eine Distanzmessung von 72 km 2081 Hz beträgt. Für eine genaue Distanzmessung muss die Frequenz der Impulsfolge möglichst stabil sein, weshalb ein Quarzoszillator verwendet wird.
Das Verfahren nach der Erfindung kann beispielsweise unter Beiziehen der Fig. 2 erläutert werden. Fig. 2A zeigt die quarzstabile Impulsfolge mit einer Frequenz von 149,888 kHz. Ein beliebiger Impuls ist mit 0 bezeichnet und soll zeitlich mit einem Senderauslöseimpuls zusammenfallen. Von diesem Nullpunkt aus werden alle folgenden Impulse fortlaufend numeriert, wobei die ganzen Zehnerstellen angesohrieben sind. Im weiteren ist ein Frequenzteiler vorgesehen, der die Frequenz der Impulsfolge beispielsweise im Verhältnis 64 : 1 teilt.
Werden nun im Zeitpunkt 0 eine Anzahl Impulse unterdrückt, wie in Fig. 2B durch die ReChteck- spannung angedeutet ist, so beginnt der Frequenzteiler erst mit dem ersten, dem unterdrückten Impuls folgenden Impuls zu arbeiten, wodurch das resultierende Teilverhältnis grösser wird. Wie die Fig. 2C zeigt, werden beispielsweise 8 Impulse unterdrückt. Die resultierende Wiederholungsfrequenz am Ausgang des Frequenzteilers beträgt somit: fw = 149,888 = 2081 Hz. .. Tw = 480 As
64 t 8 Durch Veränderung der Dauer der Unterdrückung kann die Wiederholungsfrequenz herabgesetzt werden.
Wird der Impuls der Fig. 2B beispielsweise bis zur Zeit t2 verlängert, so werden 24 Impulse unterdrückt, womit die Wiederholungsfrequenz dementsprechend niedriger wird fw = 149,888 = 1705 Hz . . Tw = 586 Lt5
64 t 24
Durch dauernde Änderung der Impulsbreite der Fig. 2B zwischen den Zeitpunkten tl und t2 in Abhängigkeit vom Momentanwert einer Steuerspannung im Zeitpunkt des Erscheinens des Ausgangsimpulses aus dem Frequenzteiler, wird die Impulswiederholungsfrequenz am Ausgang des Frequenzteilers geändert. Dies führt zu einer Zeitmodulation der Sendeimpulsfolge zwischen einer höchsten Frequenz, die durch die Zeit tl und einer niedrigsten Frequenz, die durch die Zeit t2 festgelegt wird.
Diese beiden Grenzen tl und t2 können verändert werden ; sie sind einerseits durch die Verwendungsart des Messgerätes in bezug auf die Reiohweite und anderseits durch das dem Messgerät zugrunde liegende Impulsverhältnis sowie der notwendigen Entlade- und Rückstellungszeit der Distanzmesschaltung gegeben.
Eine zur Ausübung des Verfahrens nach Patentanspruch I mögliche Schaltungsanordnung ist durch einen Frequenzteiler mit binären Zählstufen gekennzeichnet, dem die Auslöseimpulse aus einem Quarzoszillator über eine Torstufe zugeführt werden. Der Zeitpunkt für das Schalten der Torstufe in den gesperrten Zustand ist durch den Ausgangsimpuls des Frequenzteilers gegeben, und die Sperrdauer hängt vom Momentanwert einer Modulationsspannung in diesem Zeitpunkt ab. Der Ausgangsimpuls aus dem Frequenzteiler steuert eine zweite Torstufe, die den dem Ausgangsimpuls nächstfolgenden Impuls der ursprünglichen Impulsfolge als Senderauslöseimpuls auswählt.
Die beispielsweise Schaltungsanordnung nach der Erfindung wird im folgenden anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert, wobei in der Fig. 1 das Blockschaltbild eines Frequenzteilers mit Zeitmodulationsschaltung dargestellt ist. Fig. 2 zeigt das Impulsdiagramm an den entsprechenden Punkten der Fig. 1. In der Fig. 3 sind die Stufen 1 ... 6, in der Fig. 4 die Stufen 7 und in der Fig. 5 eine binäre Zählstufe der Stufe 8 dargestellt. Die Fig. 8 zeigt eine Variante für die Schaltung der Fig. 4 und Fig. 7 eine Variante der Schaltung für den Quarz der Fig. 3. In der Fig. 6 sind die Stufen 9 und 10 dargestellt.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zeigt in den Stufen 1 ... 4 den Quarzoszillator und die Impulsformerstufen. Die im Quarzoszillator 1 erzeugte Schwingung wird in der Stufe 2 begrenzt. Nach erfolgter Leistungsverstärkung in der Stufe 5 wird ein Sperrschwinger 4 erregt, der Impulse mit einer Breite von etwa 1 Fs erzeugt. Die Torstufe 5 wird durch einen monostabilen Multivibrator 6 gesteuert. Die Schaltzeit des monostabilen Multivibrators 6 wird vom Generator 7 beeinflusst. Die von der Torstufe 5 abgeleiteten Impulse gelangen auf den Frequenzteiler 8, der aus binären Zählstufen aufgebaut ist. Der Ausgangsimpuls schaltet die beiden monostabilen Multivibratoren 6 und 9.
Der monostabile Multivibrator 9 schaltet die Torstufe 10 für eine Zeitdauer, die genügt, um einen Impuls aus der phasenstarren Impulsfolge aus dem Sperrschwinger 4 auszublenden, leitend.
Unter Verwendung des Impulsdiagrammes in der Fig. 2 wird die Wirkungsweise der Anordnung der Fig. 1 erläutert. Die Buchstabennumerierung der Fig. 2 bezieht sich auf die entsprechend markierten Punkte der Fig. 1. Am Ausgang des Sperrschwingers 4 ergibt sich die phasenstarre Impulsfolge gemäss Fig. 2A. Der Zeitpunkt 0 entspricht dem Zeitpunkt, bei dem die positive Flanke eines Impulses am Ausgang des Frequenzteilers 8 erscheint.
Die positive Flanke des Ausgangsimpulses aus dem Frequenzteiler 8 schaltet den monostabilen Multivibrator 6 (Fig. 2B). Dieser verbleibt in diesem Zustand während einer Zeit zwischen den Markierungen tl und t2. Die Fig. 2B zeigt einen Ausgangsimpuls des monostabilen Multivibrators 6 mit der Dauer tl. Die Länge dieses Impulses hängt vom Momentanwert der Spannung- am Generator 7 zur Zeit 0 ab. Mit dem entstandenen Impuls wird die Torstufe 5 gesperrt und unterdrückt beispielsweise acht Impulse aus der Impulsfolge der Fig. 2A. Am Ausgang der Torstufe 5 erscheint somit eine Impulsfolge gemäss Fig. 2C. Die Frequenz dieser Impulsfolge wird durch den Frequenzteiler 8 derart geteilt, dass für 64 Eingangsimpulse ein Ausgangsimpuls mit der Spannungsform gemäss Fig. 2D erzeugt wird.
Die positiven Flanken dieser Spannung kippen den monostabilen Multivibrator 9, der eine Spannung gemäss Fig. 2E erzeugt. Während der Impulsdauer wird die Torstufe 10 leitend geschaltet.
Diese Torstufe 10 lässt somit den nächstfolgenden Impuls der phasenstarren Impulsfolge gemäss Figur 2A durch.
Eine beispielsweise Ausführungsform der Stufen 1 . . 6 ist im Schaltschema der Fig. 3 dargestellt.
Der Quarzoszillator ist ein zweistufiger Verstärker mit Gegentaktendstufe und ist vom Ausgangsübertrager her mit- und gegengekoppelt. Im Basisstromkreis des Transistors H1 liegt der Steuerquarz Q mit den beiden Dioden G1 und G3 als Amplitudenbegrenzung. Der Arbeitspunkt dieses Transistors H ist durch den Spannungsteiler R2-Ra sowie durch den Emitterwiderstand RU festgelegt. Der Kondensator G schliesst den Widerstand R5 für hochfrequente Ströme kurz.
Der Kondensator Ci dient zur Entkopplung der Speisespannung über dem Widerstand R7 . Der im Kollektorkreis des Transistors H1 liegende Transformator T1 sorgt für die Gegentaktaussteuerung der Transistoren H2 und H. Die Widerstände RG und R7 sind derart festgelegt, dass die Gegentaktendstufe im B-Betrieb arbeitet. Die Widerstände Rs und RD sorgen für eine symmetrische Strombelastung. Primärseitig ist der Transformator To mittels des Kondensators C4 auf die Frequenz der Grundschwingung des Oszillators abgestimmt.
Die Speisespannung der Endstufe ist über dem Widerstand R durch den Kondensator Css entkoppelt.
Die Mitkopplung erfolgt über den Kondensator C5 und den Widerstand Rl, die Gegenkopplung über den Widerstand R11.
Die symmetrische Amplitudenbegrenzung erfolgt über die Induktivität L als Entkopplungsimpedanz mit Hilfe der Diodenschaltung G3 und G4. Die erforderliche Gegenspannung wird für die Diode G3 durch den Widerstand R12 und den Kondensator CG, für die Diode G4 durch den Widerstand RJS und den Kondensator C7 erzeugt. Der induktive Vorwiderstand wL schiebt die Phasenlage um etwa 900.
Über dem Kondensator C8 und dem Widerstand R14 wird die rechteckförmige Ausgangsspannung differenziert und durch den Doppelemitterfolger mit den Transistoren H4 und H3 strommässig verstärkt.
Am Emitter des Transistors H5 erscheint ein negativer Auslöseimpuls für die nachfolgende Sperrschwingerschaltung.
Über den Kopplungskondensator C9 und die Primärwicklung des Transformators T5 gelangt dieser Impuls auf die Basis des Transistors H6 . Der Widerstand RtG begrenzt den Rückkopplungsbasisstrom. Die Kollektorwicklung ist mit einer Diode C5 überbrückt, wodurch der Rücklauf des Ausgangsimpulses bedämpft wird. Der Wechselstromweg von der Kollektorspeisequelle auf den Emitter ist mittels des Kondensators C10 geschlossen. Die Impulsbreite ist somit einerseits durch die Induktivität der Kollektorwicklung und anderseits durch die Bemessung des Kopplungskondensators C0, des Basiswiderstandes R1G sowie durch die Stromverstärkung des Transistors H0 bestimmt.
Die an der Ausgangswicklung entstehenden Impulse (Ausgang A) gelangen über den Widerstand R. > 7 und den Kondensator C16 auf die Basis des Transistors Hlo, können aber auch zur Steuerung anderer Geräte ausgekoppelt werden. Der Widerstand R27 entkoppelt den Sperrschwinger und begrenzt zugleich den Basissteuerstrom des Transistors H",. Der Kondensator C10 sorgt dafür, dass der Transistor Hlo impulsmässig übersteuert wird.
Der monostabile Multivibrator 6 der Fig. 1 wird durch die Transistoren H, und H8 gebildet. Das zeitbestimmende Glied ist der Widerstand R20 und der Kondensator C, 3. Im Ruhezustand ist der Transistor H8 leitend. Der vom Frequenzteiler 8 der Fig. 1 erzeugte Impuls steht am Eingang D als Auslöseimpuls des monostabilen Multivibrators zur Verfügung. Die positive Flanke wird über den Kondensator Ctt, die Diode G6 und den Kondensator C13 auf die Basis des Transistors H8 geführt, wodurch dieser gesperrt wird und den Kollektor auf Erdpotential führt. Über den Kollektorwiderstand R21 und den Spannungsteiler R19-R22 wird die Basis des Transistors H7 negativ gesteuert.
Der Kondensator C14 dient zur impulsmässigen Übersteuerung des Transistors Hi. Die Kollektorspeisespannung des Transistors H, wird am Eingang H angelegt. Die Ladung am Kondensator Q5 wird somit durch die am Widerstand R18 entstehende Spannungsdifferenz aus der Momentanspannung am Eingang H und der Impulsspannung am Eingang D gebildet. Bei veränderlicher Spannung am Eingang H wird die Schaltzeit des Transistors H, für jeden Schaltimpuls am Eingang D verändert. Der Kondensator C15 schliesst den Eingang H impulsmässig auf Masse kurz.
Die Basis des Transistors H9 wird während des leitenden Zustandes des Transistors H7 über den Widerstand R28 auf Erdpotential gebracht. An der Basis des Transistors Hlo entsteht damit ein positives Potential, das durch den Spannungsteiler R24-R2B derart festgelegt ist, dass die negativen Impulse aus dem Sperrschwingertransistor H6 den Transistor Hjo nicht aussteuern können. Am Widerstand R28 entsteht somit eine Impulsfolge, wie sie in Fig. 2C dargestellt ist.
Um eine gewollte Synchronisation eines fremden Senders am wirkungsvollsten zu bekämpfen, ist es vorteilhaft, wenn die Steuerspannung am Eingang H statisch verändert wird. Eine solche Steuerspannung kann beispielsweise eine Rauschspannung sein. Die Fig. 4 zeigt eine Ausführung für einen Rauschspannungsgenerator, bei dem das Rauschen einer Zenerdiode verstärkt wird.
Der Transistor H31 arbeitet in Basis-Grundschaltung. Mit den zwei Zenerdioden Z31 und Z82 ist die Speisespannung stabilisiert, wobei die Widerstände R38 und R34 als Vorwiderstände dienen. Der Arbeitspunkt ist durch den Widerstand R32 bestimmt, der über den Kondensator C31 wechselstrommässig kurzgeschlossen ist. Die eigentliche Rauchquelle bildet die Zenerdiode Z32. Die Rauschspannung über dem Widerstand R31 wird mittels des Kondensators C32 auf die Basis des Transistors H32 gebracht.
Parallel zum Kollektorwiderstand R35 liegt der Kondensator C, der das Frequenzband des Rauschens bei etwa 500 Hz beschneidet. Uber die Zenerdiode Zos ist der Kollektor vom Transistor H32 gleichstrommässig auf die Basis des Transistors H, gekoppelt. Der Widerstand R36 leitet den Zenerstrom für die Zenerdiode Z33. Der Arbeitspunkt des Transistors H38 ist durch die Widerstände R38 und R00 festgelegt. Wechselstrommässig ist der Widerstand R50 durch den Kondensator C34 kurzgeschlossen. Der Widerstand Rfo dient zur Gegenkopplung.
Die zweite Verstärkerstufe mit den Transistoren 1154 und H3D ist gleich aufgebaut wie die soeben beschriebene erste Verstärkerstufe. Der Kondensator C0o bewirkt eine weitere Beschneidung des Frequenzganges. Die niederfrequente Rauschsp annung wird über den Kopplungskondensator C55 auf die Basis des Transistors H3G gebracht. Der Verstärkungsgrad ist mittels des Widerstandes R4S einstellbar. Der Widerstand R47 ist der Basiswiderstand.
Der Arbeitspunkt ist durch den Widerstand R49 festgelegt. Am Ausgang H kann vom Emitter dieses Transistors H36 die Rauschspannung zur Steuerung des monostabilen Multivibrators 6 der Fig. 1 abgenommen werden.
DEr Frequenzteiler 8 der Fig. 1 ist aus binären Zählstufen aufgebaut. Da jede Zählstufe die Anzahl der ankommenden Impulse durch zwei teilt, werden für das gewünsohte Teilerverhältnis 1 : 64 sechs binäre Zählstufen benötigt. Diese Zählstufen sind unter sich gleich; eine davon ist in Fig. 5 dargestellt.
Die Ansteuerung für beide Transistoren Hsi und H., 2 erfolgt vom Eingang C aus. Für den Transistor H3l über den Kondensator C51, die Diode G51 und den Widerstand R55. Für den Transistor 1152 über den Kondensator C52, die Diode G52 und den Widerstand R36. Die Rückkopplung vom Transistor H,, auf den Transistor H52 erfolgt über den Kondensator C33 auf den Widerstand Róss, die Rückkopplung von Transistor H52 auf den Transistor H51 über den Kondensator C54 und den Widerstand R54. Die Lastwiderstände sind R57 und R58.
Der Ausgang C' ist mit dem Kollektor des Transistors HÏ3 verbunden und führt auf den Eingang der nächsten Zählstufe.
Der monostabile Multivibrator 9 der Fig. 1 ist in der Fig. 6 durch die Transistoren H6, und H62 gebildet. Der Ausgangsimpuls aus der sechsten binären Zählstufe gelangt an den Eingang D, wo die positive Flanke über den Kondensator Cff, die Diode G61 und den Kondensator C62 auf die Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors H62 gelangt. Durch den positiven Impuls wird dieses Transistor Hn gesperrt. Über den Widerstand R65 wird die Basis des Transistors H61 negativ gesteuert. Der Kondensator C übersteuert den Transistor H61 impulsmässig.
Dieser Zustand bleibt für die Zeit, die durch die Entladung des Kondensators C62 über den Widerstand R38 bestimmt ist. Durch das Erdpotential am Kollektor vom Transistor H62 (Punkt E) wird die Basis des Transistors Hss3 über den Spannungsteiler R67-RG8 negativer, wodurch dieser Transistor H63 leitend wird. Über den Widerstand R69 und den Kondensator C64 gelangen die Impulse am Eingang A aus dem Sperrschwinger 4 der Fig. 1 ebenfalls auf die Basis des Transistors HG3. Die Zeit, für die der Transistor HG3 leitend ist, hängt von der Impulsdauer des Sperrschwingers 4 ab und ist derart gewählt, dass nur ein Impuls passieren kann.
Dieser Impuls kann am Ausgang F ausgekoppelt werden.
Sind mehrere Messgeräte am gleichen Aufstellungsort vorgesehen, so ist es vorteilhaft, wenn die Impulswiederholungsfrequenzen für jedes Gerät einzeln wählbar sind. Die Fig. 7 zeigt der Vollständigkeit halber eine Anordnung, mit der die Quarzschwingung veränderbar ist. Es sind dabei drei verschiedene Grundfrequenzen vorgesehen.
Die Bezeichnung der Anschlüsse sind dieselben wie in Fig. 1. Der Eingang J bringt die Mitkopplung und der Eingang K die Gegenkopplung aus dem Ausgangstransformator T2. Die Frequenz der Quarze Qs, Q72 und Q73 liegt nahe beieinander.
In der Versuchsausführung hatte der Quarz Q72 die Grundfrequenz 149,88 kHz, die zur Erzeugung von l-km-Impulsen notwendig ist. Der Quarz Q71 hat eine um 50 Hz tiefer- liegende und der Quarz Q73 eine um 50Hz höher liegende Grundschwingung.
Die Wahl der gewünschten Frequenz erfolgt mittels eines Schalters S, der dem gewünschten Quarz eine positive und den andern Quarzen eine negative Spannung zuführt. Gemäss der Fig. 7 wäre somit der Quarz Q72 in Betrieb.
Der Widerstand R74 bringt die Mitkopplungsspannung auf die Quarzschaltung. Die Widerstände R75 ... R77 dienen zur Vergrösserung des Resonanzwiderstandes der Quarze, damit die Schwingungsamplitude aller drei Quarze durch die einstellbaren Widerstände R71 ... R,; auf gleiche Höhe abgleichbar sind. Die Widerstände R78 ... R80 dienen zur Entkopplung der Spannungsquelle und begrenzen den Strom von der Quelle her. Durch die positive Vorspannung an einem der Quarze wird eine der drei Dioden G71 ... G73 leitend geschaltet. Die Spule L7l dient als Hochfrequenzdrossel und schliesst den Gleichstromkreis auf Masse. Die Dioden G7. und G75 dienen zur symmetrischen Begrenzung der Schwingung.
In der Fig. 8 ist eine Variante des Generators 7 der Fig. 1 dargestellt. Die Ausgangsspannung dieses Generators ist eine Dreieckspannung, die am Ausgang H auskoppelbar ist und anstelle des Rauschgenerators an den Eingang H der Fig. 3 angeschlossen werden kann.
Die beiden Transistoren H8l und H82 bilden mit den zeitbestimmenden Gliedern R8l-C8l und R82-C82 einen freilaufenden Multivibrator. Die Widerstände R83 und R84 sind die Arbeitswiderstände der entsprechenden Transistoren H81 und H82. trber den Widerstand R8 wird der Kondensator C im Takt der Arbeitsphase des Transistors 1183 geladen und entladen. Da die Ladezeit kleiner ist als die Zeitkonstante, ergibt sich die Spannung an der Basis des Transistors H8,, als Dreieckspannung mit einer Gleichspannungskomponente.
Der Transistor H83, der als Emitterfolger geschaltet ist, dient zur Auskopplung der Dreieckspannung ohne Strombelastung der Ladestufe. Über die RC-Kopplung aus dem Widerstand R86 und dem Kondensator C84 wird ein weiterer Transistor H84 gespiesen, dessen Basisvorspannung über die Widerstände R87 und R88 einstellbar ist. Am Emitterwiderstand R83 kann eine Dreieckspannung ausgekoppelt werden, deren Pegel einstellbar ist.