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PERFECTIONNEMENTS AUX TRANSFORMATEURS DE COUPLAGE.-
La présente invention a trait aux dispositifs de couplage de circuits électriques et plus particulièrement à ceux destinés à assurer la liaison entre étages successifs d'un amplificateur électronique.
On connaît déjà les avantages du couplage par transformateur pour les circuits à haute fréquence* Il est particulièrement recommandable pour les amplificateurs électroniques dans lesquels il y a lieu d'assurer une forte amplification sans distorsion avec le minimum d'éléments de circuit.
Toutefois, le type classique de transformateur de couplage est sujet à limita- tion en ce sens que la caractéristique ne peut être uniforme sur une large bande de fréquences. Cette limitation est due au fait qu'il apparaît des phé- nomènes de résonance-série dans les enroulements du transformateur pour des
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fréquences qui se trouvent dans la gamme d'utilisation et provoquent une at- ténuation des composantes de courant ayant des fréquences correspondant à ces fréquences de résonance-série. On a toutefois utilisé antérieurement des cou- plages par résistance dans des circuits destinés à transmettre les courants sur une large bande de fréquences entre deux circuits couplés.
L'invention a pour objet un transformateur à haute fréquence ca- pable de transmettre, entre deux circuits, les oscillations dont les oomposan- tes s'étendent sur une large bande, avec égalisation de la transmission dans la dite bande et dont le prix de revient et l'encombrement soient faibles.
Conformément à l'invention, on atteint ces résultats en divisant les enroulements primaire et secondaire en galettes telles que leurs fréquen- ces de résonance soient différentes, disposées sur le noyau du transformateur et connectées de telle sorte qu'il existe une forte réactance de fuite entre les galettes respectives.
De plusy les effets de la résonance série entre deux galettes de l'un quelconque des enroulements, sont évités en shuntant les galettes qui ont les fréquences de résonance plus élevées par des résistances dont les valeurs sont égales à la valeur de la réactance des galettes qu'elles shuntent pour la fréquence où la résonance apparaît entre la galette shuntée et la ga- lette ayant la fréquence de résonance immédiatement inférieure,
Un transformateur conforme à l' inTention peut être considéré comme constitué par un certain nombre de voles de transmission de fréquences, capa- bles chacune de laisser passer une partie prédéterminée de la bande de fré- quences de fonctionnement.
Les galettes décrites, insérées dans chacune de oes voles, sont connectées et disposées de telle sorte, autour du noyau du trans- formateur, que les voies respectives fonctionnent indépendamment l'une de l'autre et qu'il n'existe aucune interaction entre elles. De cette manière, toutes les composantes de fréquence, à la sortie d'une source d'oscillations, peuvent être appliquées sur tout circuit d'utilisation et fournir un rende- ment uniforme de transmission.
On comprendra mieux les caractéristiques nouvelles et les avants- ges de l'invention en se référant à la description suivante et aux dessins qui l'accompagnent, donnés simplement à titre d'exemple non limitatif et dans Iasquels :
La Fig,l représente un circuit conforme à l'invention.
Les Fig.2 et 3 montrent des caractéristiques se rapportant au
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circuit de la Fig.1.
La Fig.4 est une variante du même circuit.
Les Fig, 5 et 6 représentent différents modes de réalisation du transformateur.
La Fig.7 est un schéma du circuit du transformateur de la Fig.5,
Les Fig.8 à 12 Inclusivement montrent des circuits équivalents du transformateur de la Fig.5.
Sur la Fig.l, on voit la forme la plus simple du transformateur de couplage représenté en 1 et destiné à appliquer la tension de sortie d'un tube 2 au circuit d'entrée du tube suivant 3, Comme on le voit, le transfor- mateur 1 oomporte un noyau 4 comprenant primaire et secondaire 5 et 6. Le primaire 5 comporte deux parties 7 et 8 connectées en série, de même que le secondaire 6 constitué par les enroulements 9 et 10 connectés également en série, Pour éviter tout effet de couplage électrostatique ou capacitif entre les enroulements 5 et 6, on a prévu un écran 11 mis à la masse.
Dans certaines applications et plus particulièrement dans les air- cuits de modulation de télévision, les oscillations à transmettre entre les deux circuits couplés s'étendent sur une très large gamme. Par conséquent, les tubes 2 et 3 peuvent constituer une partie d'un circuit destiné à amplifier les signaux engendrés dans un circuit dont l'alimentation est commandée en fonotion de oelle d'un système de télévision,
Il est bien connu que, pour fonctionner d'une manière satisfai- sante, un dispositif de couplage entre deux circuits électriques doit être capable de transmettre toutes les composantes de fréquences appliquées aux bornes du système de couplage avec un rendement uniforme de transmission.
On conqoit que, pour obtenir cette particularité, l'impédance du dispositif de couplage doit être maintenue au-dessus d'une certaine valeur prédéterminée pour toutes les composantes de fréquence du courant qui la traverse.
Gomme on le verra plus loin, certains problèmes délicats sont ap- parus dans la construction des transformateurs à haute impédance pour les courants de toutes fréquences contenues dans une large gamme. Le problème es- sentiel qui se pose dans la construction d'un transformateur susceptible de transmettre une large bande de fréquences, consiste à éliminer toute diminu- tion d'impédance des enroulements due aux effets de résonance série, à cer- taines fréquences entre l'inductance et la capacité répartie des enroulements,
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On peut éliminer cette résonance en divisant les enroulements primaire et secondaire en galettes ayant des caractéristiques de résonance différentes, de manière à réaliser un certain nombre de voies de transmissien entre les deux circuits couplés.
Par conséquent les sections 8 et 10 et leur couplage peuvent être considérées comme comportant une v@e du dispositif de couplage de la fig.l, et les sections 7 et 9 peuvent être considérées comme l'autre voie. En divisant ces enroulements de cette manière, chacune des pai- res de galettes peut être prévue pour transmettre une région particulière de la gamme de fréquence% Par exemple, les sections 8 et 10 peuvent comporter un petit nombre de spires par rapport à celui des sections 7 et 9 respectivement et peuvent être prévues de façon à avoir une très faible capacité répartie et une fréquence de résonance plus élevéedque celle des sections 7 et 9.
Par suite de leur construction, ceshsections fonctionnent de manière à transmet- tre entre les deux étages amplificateurs, les composantes de haute fréquence du circuit d'entrée de l'amplificateur 2, et les sections 7 et 9 transmettent les composantes de basse fréquence.
Une des difficultés rencontrées dans l'application de cette mé- thode est due aux effets de résonance qui apparaissent entre les réactances des galettes pour certaines fréquences de la gamme de fonctionnement. Ces ef- fets de résonance réduisent l'impédance effective du dispositif de couplage, par certaines fréquences, dans des conditions telles que leur transmission peut être pratiquement réduite ou complètement annulée.
On comprendra mieux, à l'examen de la Fig.2, l'effet de résonance entre la réactance des galettes dans le but de réduire l'impédance entre les bornes des enroulements pour des courants de certaines fréquences, Dans cette fig.2, les caractéristiques d'impédance des enroulements 7 et 8 du primaire 5 sont représentées en fonction de la fréquence en supposant que le transforma- teur fonctionne à vide. Les courbes 12 et 13 de la Fig.2 représentent les réactances inductives internes calculées, des sections 7 et 8 respectivement en fonction de la fréquence, tandis que les courbes 14 et 15 représentent la réactance externe apparente des mêmes éléments de circuit en tenant compte des effets de capacité répartie des dits éléments.
Les courbes 16 et 17 re- présentent les résistances apparentes des enroulements 7 et 8 pour diverses fréquences de la gamme de fonctionnement.
Du fait de la capacité répartie de la section 7, cette dernière
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se trouve en résonance pour la fréquence F1; pour des fréquences plus élevées, elle présente tout d'abord une réactance capacitive croissante et qui décroît par la suite. Cette réactanoe capacitive est suffisante à la fréquence F2 (lé.. gèrement plus élevée que la fréquence F1), et F3 pour former un circuit série résonnant avec la réactance inductive de la section 8.
Toutefois, à la fréquence F2, la résistance apparente de la section 7, comme le montre la courbe 16, est suffisante pour maintenir l'impédance aux bornes du primaire 5 au-dessus d'une valeur prédéterminée et au-dessous de laquelle est surchargées la source qui fournit la tension appliquée* A la fréquence F3, la résistance apparente de la section 7 est toutefois négligeable, et la résonance série produite entre la réaotance des sections 7 et 8 annule pratiquement l'impédance globale des en- roulements primaires pour ces fréquences, Par conséquent, à la fréquence F3 et en l'absence de tout dispositif supplémentaire destiné à maintenr l'impédanae termin@le globale au-dessus de la valeur prédéterminée nécessaire pour produire une transmission uniforme,
il ne se produit pratiquement aucun transfert d'éner- gie à cette fréquence entre les primaires et les secondaires.
Afin d'éviter les difficultés précitées et pour fournir l'impé- dance nécessaire dans la zone de fréquence intermédiaire pour laquelle les en- roulements 7 et 8 ne peuvent transmettre d'énergie, on a prévu une résistance 18 en dérivation sur la section 8 du primaire.
A la fréquence de résonance entre les réactances des enroulements 7 et 8, la résistance 18 doit être très faible dans le but d'éviter la résonance série, Si l'on emploie cependant une telle valeur de la résistance, la totalité de la section efficace primaire sera mise en court-circuit pour des fréquences supérieures à cette fréquence de résonance série, On a donc constaté qu'il y avait lieu de choisir une valeur intermédiai- re de la résistance 18, valeur que l'on détermine de faqon à la rendre égale à la réactance inductive de la section 8 pour la fréquence de résonance pour la- quelle cette réactance inductive est égale à la réactance capacitive apparente de la section 7.
La présence de la capacité répartie aux bornes des secondaires 9 et 10 affecte les réactances apparentes des primaires dans des conditions telles que les fréquences de résonance F1 et F3 sont légèrement décalées vers la fréquence décroissante, et de plus les valeurs de pointe des réactanoes et des résistances apparentes peuvent être réduites, mais il n'y a en général aucune modification'des relations exprimées précédemment entre les valeurs des constantes du circuit primaire.
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La résistance 18 étant connectée en dérivation sur l'enroulement 8 et ayant la valeur désignée ci-dessus, la courbe 19 de la fig.3 représente alors l'impédance de l'enroulement primaire en fonction de la fréquence. Cette courbe 19 met en évidance l'impédance globale aux bornes du primaire qui ne descend pas au-dessous d'un minimum prédéterminé pour une fréquence quelconque jusqu'à, la fréquence de résonance F4 de l'enroulement 8. De plus, la courbe montre qu'aux basses fréquences, la plus grande partie de l'impédance entre les bornes de l'en- roulement primaire est due à l'impédance de la section 7, et qu'aux fréquences élevées, l'impédance de la section 8 est prédominante.
Pour des fréquences in- termédiaires pour lesquelles la réactance de l'enroulement 7 est partiellement ou totalement en résonance série avec la réactance inductive de l'enroulement 8, l'impédance entre les bornes primaires est due presqu'entièrement à la résistan- ce apparente de la résistance en dérivation 18 sur l'enroulement 8.
Comme le montre la courbe 19 de la Fig.3, si les sections 7 et 8 sont construites de la manière décrite prcédemment et la résistance 18 prévue en dérivation avec la section 8, l'impédance est suffisante pour transmettre des courants de toutes fréquences inférieures à une fréquence légèrement supé- rieure à celle de résonance de l'enroulement 8.
Bien qu'on ait décrit uniquement les effets de la résonance série dans l'enroulement primaire, on conçoit que ces effets se produisent également dans le secondaire; il y a donc lieu de prévoir des résistances en dérivation aux bornes d'un secondaire ou de chacune des sections de secondaire dans le but d'éviter que les effets de la résonance série entre les sections d'enroulement ne diminuent l'impédance de l'enroulement pour les fréquences de résonance$ La valeur de ces résistances est déterminée conformément à ce qui a été dit pour la résistance en dérivation sur la section primaire.
Par conséquent, dans les deux sections du secondaire du transformateur représenté Fig.l, on a prévu une résis- tance 20 ayant une valeur égale à la réactance induotive de la section 10 à la fréquence de résonance entre cette réactance et la résistance capacitive appa- rente de la section 9 y compris la réactance de couplage qui peut exister entre tous les enroulements.
La bande de fréquences peut être étendue en prévoyant des sections d'enroulement supplémentaires ayant des fréquences de résonance croissant plus vite que celles des sections 8 et 10 et en shuntant chacune de ces sections par une résistance dont la valeur est égale à la réactance induotive qu'elle shunte,
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à la fréquence de résonance de la réactance de cet enroulement, avec la réac- tance de la fréquence de résonance inférieure voisine et avec la réactance de la section d'enroulement à fréquence de résonance inférieure voisine.
Par conséquent, dans la Fig.4, on a représenté un transformateur construit suivant les principes décrits ci-dessus et dans lequel on a prévu trois voles destinées à transmettre les parties inférieure, moyenne et supé- rieure de la bande de fréquences entre ces deux enroulements. Ce transforma- teur comporte des sections primaires 21, 22 et 23 et des sections secondaires 24, 25 et 26 respectivement, prévues de telle sorte que les sections couplées inductivement 21 et 24 constituent la voie de transmission de basse fréquence, les sections 22 et 25 celle de fréquence moyenne, et les sections 23 et 26 celle de très haute fréquence.
Chacune de ces sections 22-23-25-26 est shuntée par une résistance dont la valeur est déterminée comme indiqué ci-dessus. On peut donc prévoir en pratique d'autres voies en accroissant le nombre de se(,- tions d'enroulement et en prévoyant des résistances supplémentaires en dériva- +ion.
Dans la construction d'un transformateur où toutes les sections d'enroulement constituant les diverses voies de transmission de fréquence sont montées sur le même noyau, il est nécessaire, si on désire obtenir un fonction- nement satisfaisant, de disposer les sections de chaque enroulement de manière à créer une réactance de fuite considérable entre les sections respectives des enroulements primaire et secondaire, qe qui s'impose du fait que la faible réactance de capacité de certains des enroulements peut constituer une certaine charge sur le circuit des autres enroulements, si les sections d'enroulements sont étroitement couplées.
Conformément à l'invention, on peut pallier à cette difficulté en montant des sections d'enroulement sur le noyau du transformateur à la ma- nière représentée Fig. 5 et en connectant les enroulements de l'élément de cou- plage conformément au circuit représenté Fig.6 dans lequel les mêmes éléments ont été désignés par les mêmes numéros de références.
Sur la Fig.5, on voit un transformateur comprenant un noyau 27 sur lequel sont montées les sections primaires 28, 29 et 30 et des sections secondaires 31-32-33-34-35. La section primaire 28 et la section secondaire 31 sont couplées étroitement sur la branche centrale du noyau et constitue la vole de transmission des courants dont les fréquences s'étendent sur la partie
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inférieure de la gamme à transmettre. Les voies de transmission de haute fré- quence sont constituées par les sections primaires 29 et 30 et les sections secondaires 32, 33, 34 et 35.
On notera que les sections d'enroulement insérées dans les voies de fréquence élevée sont montées sur les branches externes du noyau à trois branches 27, ce qui réalise ainsi une forte réactance de fuite entre ces sections d'enroulement et la voie de transmission de basse fréquence.
Comme on le verra plus clairement par la suite, les sections primaires d'enroulement sont connectées de telle sorte que, lorsqdalles sont alimentées, les sections correspondant aux voies de fréquence élevée comprenant les sections primaires 29 et 30 sont magnétiquement isolées. Les enm ulements sont donc connectés de telle manière que, lorsque le primaire 28 est alimenté, il se produit dans le noyau (dans le sens Indiqué par les flèches) un flux 01 représenté en traits mixtes. De même, les sections 29 et 30 sont connectées de telle sorte que, lorsqu'elles sont alimentées, il se produit un flux 2 ayant la direction indiquée.
On notera que les flux #1 et traversent le noyau dans un sens tel que les tensions induites dans les sections 29-30, 32-33 soient opposées; il en résulte que les deux enroulements à haute fréquence 29-32 et 30-33 sont en effet magnétiquement isolés des enroulements 28 et 31. Les sec- tions secondaires 34 et 35 sont connectées de telle sorte que le flux #1 in- duise des tensions égales et de même sens dans chacune des sections, tandis que le flux #2 induit des tensions en opposition, De cette manière, les deux sections 34 et 35 sont magnétiquement Isolées des enroulements formés par les sections 29-32 et 30-33.
La Fig.6 représente le schéma complet d'une forme de transfor- mateur du type décrit ci-dessus. Le transformateur est représenté sous forme d'éléments de couplage destinés à appliquer les oscillations de sortie d'un amplificateur 2' à un circuit d'utilisation représenté par la résistance 3'.
Les sections primaires et secondaires respectives 28 à 35 Inclusivement sont connectées de telle façon qu'elles produisent l'interaction désirée des flux comme on l'a indiqué précédemment. On a également prévu deux circuits qui as- surent l'isolement complet des voies de transmission de bandes de fréquences.
Un de ces circuits comporte un condensateur 36 connecté en série avec les sec- tions primaires 29 et 30 aux bornes de la section primaire 28. On a prévu une résistance 37 de façon à éviter une diminution gênante de l'impédance de l'en- roulement primaire due à la résonance série entre les sections 29, 30 et 28, De
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De même, une résistance 40 est connectée en dérivation aux bornes des sections 34 et 35 dans le même but. L'autre circuit comporte un condensateur 38 con- necté en parallèle avec une résistance 39 en série avec les sections secondai- res 32-33 aux bornes des sections secondaires en série 31, 34 et 35.
Le fonctionnement du transformateur représenté Fig.5 et 6 sera mieux compris à l'examen des Fig.8 à 14 inclusivement dans lesquelles on a représenté des circuits équivalents à celui de la Fig.6 quand on considère cer- taines bandes de fréquences particulières. Pour l'une d'elles s'étendant sur la partie inférieure de la gamme de fonctionnement, les primaires et secondaires 28 et 31 à couplage serré peuvent fournir une voie de transmission pour les fré- quences comprises dans cette partie de la gamme de fonctionnement Au-dessous de la gamme effective de transmission de ces deux sections d'enroulement, les condensateurs 36 et 38, la résistance 39 et la forte réactance de fuite entre les primaire et secondaire,
isolent effectivement les voies de transmission comportant les sections 29-32 et 30-33 et évitent qu'elles n'affectent le ren- dement de transmission de celle formée par les sections 28 et 31. Pour des fréquences supérieures, l'impédance des sections secondaires 34 et 35 est très faible, et par conséquent le rapport de transformation est déterminé par le rap- port du nombre de tours des sections 28 et 31.
Quand on considère la gamme de fonctionnement envisagée ci-dessus, le circuit équivalent pour l'élément de couplage et le tube 2' est celui repré- senté sur la fig.8 où e0 indique la tension aux bornes d'entrée de l'amplifica- teur électronique multipliée par le facteur d'amplification du tube.
rp rapré. sente la résistance anode-cathode du tube 2', R est la résistance équivalente formée en assimilant la résistance 3' au primaire du transformateur, et x1 le réactance primaire magnétisante*
Pour des bandes de fréquences légèrement plus élevées, la réac- tance de fuite entre les sections d'enroulements 28 et 31 devient appréciable si on la compare à R, et le circuit équivalent est celui représenté Fig.8. Dans ce circuit, la réactance x2 indique la réactance de fuite entre les sections 28 et 31. Au-dessus de cette bande de fréquences, la réactance magnétisante pri- maire du transformateur devient si élevée qu'elle a un effet négligeable sur le fonctionnement du circuit et, en conséquence, on la supprime du circuit équiva- lent représenté.
Pour des fréquences plus élevées, le circuit équivalent est celui de la Fig.9,
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dans lqquel c1 représente la capacité du condensateur 36, c2 celle du condensa- teur 39, x3 la réactance magnétisante des sections 29 et 30. Au-dessus de cette bande de fréquences, la réactance de fuite x2 est d'une amplitude telle que la chute de tension à ses bornes tend à abaisser la tension aux bornes de la résis- tance équivalente R. Toutefois, les condensateurs 36 et 38 deviennent efficaces sur cette bande de fréquences pour rendre effectives les voies de transmission 29, 32,30 et 33, et par conséquent pour maintenir la valeur désirée de tension appliquée aux bornes de la résistance R.
On conçoit donc que le rapport du nom- bre de tours des sections 29 et 32 et des sections 30 et 33 doit être le même que le rapport du nombre de tours de sections 28 et 31 si la tension aux bornes de la résistance R est maintenue à la valeur désirée.
En choisissant la réactance du condensateur cl sensiblement égale à x3 dans cette partie de la gamme de fréquences et en faisant Rl,x3 et r2, x2 égales l'une à l'autre et plus grands que R, le circuit est accordé, ce qui augmente le courant dans x2 et R d'une quantité suffisante pour compenser la chute de tension aux bornes de la résistance R1. La résistance 37 ou, dans la Fig. 9, la résistance R1 fonctionnent de façon à éviter la résonance série entre la réactance capacitive du condensateur 36 de la Fig.9, c1 et la réactance in- ductive x3 à une fréquence quelconque.
De même, la résistance 39, ou,dans la Fig. 9, la résistance R2, évite la résonance série entre la réactance magnétisan- te secondaire des sections 32 et 33 et le oondensateur de blocage 38 des basses fréquences, Pour les fréquences plus élevées la réactance magnétisante du circuit représenté Fig. 9 devient suffisamment grande pour n'avoir pratiquement aucun effet sur le fonctionnement du circuit. De plus, la réactance capacitive du condensateur c2 devient si faible, par rapport à la résistance R2, que cette dernière n'a qu'un très faible effet sur le circuit, Par conséquent, le circuit équivalent pour une bande de fréquences couvrant cette partie de la gamme et* fonctionnement, devient celui représenté Fig.10.
La résonance partielle du cir- cuit se produit au-dessus de la bande de fréquences suffisante pour compenser la chute de tension produite par la résistance R2.
Pour une bande de fréquences plus élevées, le circuit équivalent de l'élément de couplage représenté Fig.6 peut être représenté d'une manière précise par le circuit de la Fig.ll dans lequel R3 représente la résistance 40 de la Fig.6, x4 la réactance inductive des sections 34 et 35; C3 représente la capacité équivalente répartie des sections 28 et 31 se rapportant aux enroule-
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-ments primaires 29 et 30, X5 la réactance de fuite entre les primaires 29 et 30 et les enroulements secondaires 32 et 33.
Dans cette bande de fréquences,la capacité équivalente répartie C3 de la section 31 devient suffisante pour cons- tituer une charge appréciable aux bornes de la résistance 3' qui tend à réduire la tension aux bornes de cette résistance 3t ou R dans la Fig.ll. Toutefois, à de telles fréquences, les sections 34 et 35 shuntées par la résistance 40, maintiennent l'impédance de cette branohe du circuit équivalent à une valeur suffisante pour éviter une diminution gênante de tension. Si les éléments du circuit sont choisis de manière à avoir les valeurs d'impédance correctes, il est possible d'obtenir le même rapport de transformation dans cette partie de laigamme de fréquences que celle obtenue dans les parties inférieures.
Dans le dispositif des Fig.5 et 6, il est nécessaire que la capa- cité répartie de l'enroulement 28 soit suffisamment basse pour ne pas constituer une charge importante sur le tube 2'. A la partie inférieure de la gamme dans laquelle fonctionnent les bobines 34 et 35 ,l'inductance équivalente x4 des sections 34 et 35 , est pratiquement égale à la réactance capacitive équivalente correspondant à la capacité répartie de la section 31.
Par conséquent, la ré- sistance apparente R3 correspondant à la résistance 40 vue des bornes d'entrée du transformateur est l'impédance qui évite toute charge excessive des enrou lements 32 et 33 dans cette gamme de fréquences, Si on considère le circuit équivalent, on conçoit que les résistances R1 et R3 doivent être grandes par rapport à la résistance R si on veut obtenir une caractéristique de réponse uniforme dans une gamme de fréquences comportant la bande que l'on vient de considérer*
Quand il s'agit d'une bande de fréquences plus élevée, le circuit équivalent est celui de la Fig.12, puisque les réactances représentées par C3 et C2 sont alors négligeables et que x4 est extrêmement élevé.
Pour une bande de fréquences plus élevées dans une partie de la gamme voisine de la fréquence limite, le circuit équivalent est celui de la Fig.13;la capacité répartie des sections 29-30 et 32-33 commence à jouer le rôle de charge du fait de leur réactance capacitive qui se trouve effectivement en dérivation sur la résistance R. La capacité équivalente correspondant à ces composantes de capacité repartie est représentée par le condensateur C4. Aux fréquences plus élevées, l'effet de charge de cette réactance capacitive est plus grand jusqu'à ce qu'on atteigne une fréquence pour laquelle la réactance
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est égale à la réactance inductive de fuite x5.
Cette fréquence représente la fréquence limite supérieure de la gamme correspondant à l'appareil de la Fig.5, et la caractéristique tension-rapport de transformation tombe rapidement pour des fréquences supérieures à cette valeur.
On a constaté que, dans certains cas, la capacité répartie de l'enroulement 28 tent à surcharger la source pour des fréquences de la partie supérieure de la gamme de fonctionnement. On peut pallier à cet effet gênant par l'emploi d'un transformateur du type représenté sur la fig.14 dans lequel on a prévu deux'sections primaires 41 et 42 en plus des éléments du transforma- teur représenté Fig.5, ces enroulements étant connectés comme le montre la Fig.5 Les sections 41 et 42 sont montées sur les branches externes du noyau de trans- formateur et isolées magnétiquement des sections 29-30 et 32-33.
Elles sont pré- vues de manière à avoir une très faible capacité répartie et shuntées par une résistance 43 pour éviter les effets de résonance série entre leur inductance et la réactance capacitive créée par la capacité répartie des sections 28 et 31.
Ce/évite de prévoir l'enroulement 28 avec une faible capacité répartie.
On a constaté qu'un petit transformateur construit de cette ma- nière est capable de transmettre des courants sur une bande de fréquences ex- trêmement large, par exemple de 20 cycles à 100 kilocycles et m@e plus. En uti- lisant les sections d'enroulements représentées et en les connectant à la ma- nière représentée, on peut isoler magnétiquement les voies respectives de trans- mission de bandes ainsi formées: d'où il résulte qu'on crée une forte réactance de fuite entre les sections constituant chaque voie, sans employer un noyau de dimensions prohibitives. On conçoit qu'un nombre quelconque de voies puisse être obtenu'par une extension évidente de la structure et des connexions décri- tes précédemment: d'où résulte un élargissement de la bande passante.
Bien qu'on ait représenté et décrit plusieurs formes de réalisa- tion de l'invention, il est évident qu'on ne désire pas se limiter à ces formes particulières, données simplement à titre d'exemple et sans aucun caractère resctrictif et que par conséquent toutes les variantes ayant même principe et même objet que les dispositions indiquées ci-dessus, rentreraient comme elles dans le cadre de l'invention.
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UPGRADES TO COUPLING TRANSFORMERS.
The present invention relates to electrical circuit coupling devices and more particularly to those intended to ensure the connection between successive stages of an electronic amplifier.
The advantages of transformer coupling for high frequency circuits are already known. It is particularly recommendable for electronic amplifiers in which it is necessary to ensure a high amplification without distortion with the minimum of circuit elements.
However, the conventional type of coupling transformer is subject to limitation in that the characteristic cannot be uniform over a wide frequency band. This limitation is due to the fact that series resonance phenomena appear in the transformer windings for
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frequencies which are in the range of use and cause an attenuation of the current components having frequencies corresponding to these series-resonance frequencies. However, resistance couplings have previously been used in circuits intended to transmit currents over a wide frequency band between two coupled circuits.
The object of the invention is a high-frequency transformer capable of transmitting, between two circuits, the oscillations the oomposits of which extend over a wide band, with equalization of the transmission in said band and of which the price of returns and congestion are low.
According to the invention, these results are achieved by dividing the primary and secondary windings into wafers such that their resonance frequencies are different, arranged on the core of the transformer and connected so that there is a high leakage reactance. between the respective patties.
In addition, the effects of series resonance between two wafers of any one of the windings are avoided by shunting the wafers which have the higher resonant frequencies by resistors whose values are equal to the value of the reactance of the wafers which 'they shunt for the frequency where resonance appears between the shunted wafer and the wafer having the immediately lower resonant frequency,
A transformer according to the intention can be considered to consist of a number of frequency transmission flights, each capable of passing a predetermined part of the operating frequency band.
The wafers described, inserted in each of the flights, are connected and arranged in such a way, around the core of the transformer, that the respective channels operate independently of each other and that there is no interaction between them. they. In this way, all frequency components, at the output of an oscillation source, can be applied to any circuit of use and provide a uniform transmission efficiency.
The new features and the advantages of the invention will be better understood by referring to the following description and to the accompanying drawings, given simply by way of non-limiting example and in which:
Fig, 1 shows a circuit according to the invention.
Figs. 2 and 3 show characteristics relating to the
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circuit of Fig. 1.
Fig.4 is a variant of the same circuit.
Figs, 5 and 6 represent different embodiments of the transformer.
Fig. 7 is a circuit diagram of the transformer of Fig. 5,
Figs. 8 to 12 inclusive show equivalent circuits of the transformer of Fig. 5.
In Fig.l, we see the simplest form of the coupling transformer shown at 1 and intended to apply the output voltage of a tube 2 to the input circuit of the next tube 3, As can be seen, the transformer - matrix 1 has a core 4 comprising primary and secondary 5 and 6. The primary 5 comprises two parts 7 and 8 connected in series, as well as the secondary 6 consisting of the windings 9 and 10 also connected in series, To avoid any effect electrostatic or capacitive coupling between the windings 5 and 6, there is provided a screen 11 grounded.
In certain applications and more particularly in television modulation aircrafts, the oscillations to be transmitted between the two coupled circuits extend over a very wide range. Consequently, the tubes 2 and 3 can constitute part of a circuit intended to amplify the signals generated in a circuit whose power supply is controlled according to the function of a television system,
It is well known that, in order to function satisfactorily, a coupling device between two electrical circuits must be capable of transmitting all the frequency components applied to the terminals of the coupling system with a uniform transmission efficiency.
It is understood that, in order to obtain this feature, the impedance of the coupling device must be maintained above a certain predetermined value for all the frequency components of the current flowing through it.
As will be seen later, certain delicate problems have arisen in the construction of high impedance transformers for currents of all frequencies contained in a wide range. The essential problem which arises in the construction of a transformer capable of transmitting a wide band of frequencies consists in eliminating any decrease in impedance of the windings due to the effects of series resonance, at certain frequencies between l 'inductance and the distributed capacitance of the windings,
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This resonance can be eliminated by dividing the primary and secondary windings into wafers having different resonance characteristics, so as to provide a number of transmissian paths between the two coupled circuits.
Therefore sections 8 and 10 and their coupling can be regarded as having a v @ e of the coupling device of fig.l, and sections 7 and 9 can be regarded as the other way. By dividing these windings in this way, each of the pairs of wafers can be made to transmit a particular region of the frequency range% For example, sections 8 and 10 may have a small number of turns compared to that of sections. 7 and 9 respectively and can be provided to have a very low distributed capacitance and a higher resonant frequency than that of sections 7 and 9.
As a result of their construction, these sections function to transmit between the two amplifier stages, the high frequency components of the input circuit of amplifier 2, and sections 7 and 9 transmit the low frequency components.
One of the difficulties encountered in the application of this method is due to the resonance effects which appear between the reactances of the wafers for certain frequencies of the operating range. These resonance effects reduce the effective impedance of the coupling device, at certain frequencies, under conditions such that their transmission can be substantially reduced or completely canceled.
It will be better understood, on examination of Fig. 2, the resonance effect between the reactance of the wafers in order to reduce the impedance between the terminals of the windings for currents of certain frequencies, In this fig. 2, the impedance characteristics of the windings 7 and 8 of the primary 5 are represented as a function of the frequency assuming that the transformer is operating at no-load. Curves 12 and 13 in Fig. 2 represent the calculated internal inductive reactances, of sections 7 and 8 respectively as a function of frequency, while curves 14 and 15 represent the apparent external reactance of the same circuit elements taking into account the effects of distributed capacity of said elements.
Curves 16 and 17 represent the apparent resistances of windings 7 and 8 for various frequencies in the operating range.
Due to the distributed capacity of Section 7, the latter
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is in resonance for the frequency F1; for higher frequencies, it first of all exhibits an increasing capacitive reactance which decreases thereafter. This capacitive reactance is sufficient at the frequency F2 (slightly higher than the frequency F1), and F3 to form a series circuit resonating with the inductive reactance of section 8.
However, at frequency F2, the apparent resistance of section 7, as shown in curve 16, is sufficient to keep the impedance across primary 5 above a predetermined value and below which is overloaded. the source which supplies the applied voltage * At frequency F3, the apparent resistance of section 7 is however negligible, and the series resonance produced between the reactance of sections 7 and 8 practically cancels the overall impedance of the primary windings for these frequencies, Therefore, at frequency F3 and in the absence of any additional device intended to maintain the overall terminal impedana above the predetermined value necessary to produce uniform transmission,
there is virtually no transfer of energy at this frequency between the primary and secondary.
In order to avoid the aforementioned difficulties and to provide the necessary impedance in the intermediate frequency zone for which the windings 7 and 8 cannot transmit energy, a shunt resistor 18 has been provided on section 8. elementary school.
At the resonant frequency between the reactances of windings 7 and 8, the resistor 18 must be very low in order to avoid series resonance. If, however, such a value of the resistor is employed, the entire effective section primary will be short-circuited for frequencies higher than this series resonant frequency. It has therefore been observed that it is necessary to choose an intermediate value of resistor 18, a value which is determined in a manner make equal to the inductive reactance of section 8 for the resonant frequency for which this inductive reactance is equal to the apparent capacitive reactance of section 7.
The presence of the capacitance distributed across the secondaries 9 and 10 affects the apparent reactances of the primaries under conditions such that the resonant frequencies F1 and F3 are slightly shifted towards the decreasing frequency, and moreover the peak values of the reactants and Apparent resistances can be reduced, but there is in general no modification of the relations expressed previously between the values of the constants of the primary circuit.
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The resistor 18 being connected in shunt on the winding 8 and having the value designated above, the curve 19 of FIG. 3 then represents the impedance of the primary winding as a function of the frequency. This curve 19 highlights the overall impedance at the terminals of the primary which does not fall below a predetermined minimum for any frequency up to the resonant frequency F4 of the winding 8. In addition, the curve shows that at low frequencies most of the impedance between the terminals of the primary winding is due to the impedance of section 7, and at high frequencies the impedance of section 8 is predominant.
For intermediate frequencies for which the reactance of winding 7 is partially or totally in series resonance with the inductive reactance of winding 8, the impedance between the primary terminals is due almost entirely to the apparent resistance. shunt resistor 18 on winding 8.
As shown by curve 19 of Fig. 3, if sections 7 and 8 are constructed as described above and resistor 18 provided in shunt with section 8, the impedance is sufficient to transmit currents of all frequencies below at a frequency slightly higher than the resonant frequency of winding 8.
Although the effects of series resonance in the primary winding have only been described, it is understood that these effects also occur in the secondary; it is therefore necessary to provide shunt resistors at the terminals of a secondary or of each of the secondary sections in order to prevent the effects of series resonance between the winding sections from reducing the impedance of the winding for resonant frequencies The value of these resistors is determined according to what has been said for the shunt resistance on the primary section.
Therefore, in the two secondary sections of the transformer shown in Fig. 1, there is provided a resistor 20 having a value equal to the inductive reactance of the section 10 at the resonant frequency between this reactance and the capacitive resistance appearing. annuity of section 9 including the coupling reactance which may exist between all the windings.
The frequency band can be extended by providing additional winding sections having resonant frequencies increasing faster than those of sections 8 and 10 and bypassing each of these sections with a resistor whose value is equal to the inductive reactance qu 'she shunts,
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at the resonant frequency of the reactance of that winding, with the reactance of the neighboring lower resonant frequency and with the reactance of the winding section at the neighboring lower resonant frequency.
Consequently, in Fig. 4, there is shown a transformer constructed according to the principles described above and in which three flights are provided for transmitting the lower, middle and upper parts of the frequency band between these two. windings. This transformer has primary sections 21, 22 and 23 and secondary sections 24, 25 and 26 respectively, provided such that the inductively coupled sections 21 and 24 constitute the low frequency transmission path, sections 22 and 25 that of medium frequency, and sections 23 and 26 that of very high frequency.
Each of these sections 22-23-25-26 is shunted by a resistor whose value is determined as indicated above. It is therefore possible in practice to provide other routes by increasing the number of winding s (, - tions and by providing additional shunt resistances.
In the construction of a transformer where all the winding sections constituting the various frequency transmission paths are mounted on the same core, it is necessary, if satisfactory operation is to be obtained, to arrange the sections of each winding so as to create a considerable leakage reactance between the respective sections of the primary and secondary windings, which is necessary because the low capacitance reactance of some of the windings may constitute a certain load on the circuit of the other windings, if the Winding sections are tightly coupled.
According to the invention, this difficulty can be overcome by mounting winding sections on the core of the transformer in the manner shown in FIG. 5 and connecting the windings of the coupling element according to the circuit shown in Fig. 6 in which the same elements have been designated by the same reference numerals.
In Fig.5, a transformer is seen comprising a core 27 on which are mounted the primary sections 28, 29 and 30 and secondary sections 31-32-33-34-35. The primary section 28 and the secondary section 31 are closely coupled to the central branch of the core and constitute the channel for transmitting currents whose frequencies extend over the part.
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lower of the range to be transmitted. The high frequency transmission paths consist of the primary sections 29 and 30 and the secondary sections 32, 33, 34 and 35.
It will be noted that the winding sections inserted in the high frequency paths are mounted on the outer branches of the three-branched core 27, thereby achieving a high leakage reactance between these winding sections and the low transmission path. frequency.
As will be seen more clearly hereinafter, the primary winding sections are connected so that when energized, the sections corresponding to the high frequency channels including the primary sections 29 and 30 are magnetically isolated. The assemblies are therefore connected in such a way that, when the primary 28 is supplied with power, there is produced in the core (in the direction indicated by the arrows) a flow 01 represented in phantom. Likewise, the sections 29 and 30 are connected so that when supplied with power a flow 2 occurs having the indicated direction.
Note that flows # 1 and pass through the core in a direction such that the voltages induced in sections 29-30, 32-33 are opposite; as a result, the two high frequency windings 29-32 and 30-33 are indeed magnetically insulated from the windings 28 and 31. The secondary sections 34 and 35 are connected so that flux # 1 induces equal and same direction voltages in each of the sections, while flux # 2 induces opposing voltages. In this way, the two sections 34 and 35 are magnetically isolated from the windings formed by sections 29-32 and 30-33.
Fig. 6 shows the complete diagram of a form of transformer of the type described above. The transformer is shown in the form of coupling elements intended to apply the output oscillations of an amplifier 2 'to a utilization circuit represented by the resistor 3'.
The respective primary and secondary sections 28-35 inclusive are connected in such a way that they produce the desired interaction of flows as previously indicated. Two circuits have also been provided which ensure complete isolation of the frequency band transmission channels.
One of these circuits comprises a capacitor 36 connected in series with the primary sections 29 and 30 at the terminals of the primary section 28. A resistor 37 has been provided so as to avoid a disturbing decrease in the impedance of the input. primary bearing due to series resonance between sections 29, 30 and 28, De
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Likewise, a resistor 40 is branched across sections 34 and 35 for the same purpose. The other circuit has a capacitor 38 connected in parallel with a resistor 39 in series with the secondary sections 32-33 across the series secondary sections 31, 34 and 35.
The operation of the transformer shown in Figs. 5 and 6 will be better understood by examining Figs. 8 to 14 inclusive, in which circuits equivalent to that of Fig. 6 have been shown when considering certain particular frequency bands. For one of them extending over the lower part of the operating range, the tightly coupled primaries and secondaries 28 and 31 may provide a transmission path for the frequencies within that part of the operating range. Below the effective transmission range of these two winding sections, the capacitors 36 and 38, the resistor 39 and the high leakage reactance between the primary and secondary,
effectively isolate the transmission paths comprising sections 29-32 and 30-33 and prevent them from affecting the transmission efficiency of that formed by sections 28 and 31. For higher frequencies, the impedance of sections secondary 34 and 35 is very low, and therefore the transformation ratio is determined by the ratio of the number of turns of sections 28 and 31.
When considering the operating range considered above, the equivalent circuit for the coupling element and the tube 2 'is that shown in fig. 8 where e0 indicates the voltage at the input terminals of the amplifier. - electronic factor multiplied by the amplification factor of the tube.
rp rapré. feels the anode-cathode resistance of tube 2 ', R is the equivalent resistance formed by assimilating resistance 3' to the transformer primary, and x1 the magnetizing primary reactance *
For slightly higher frequency bands, the leakage reactance between winding sections 28 and 31 becomes appreciable when compared to R, and the equivalent circuit is that shown in Fig.8. In this circuit, the reactance x2 indicates the leakage reactance between sections 28 and 31. Above this frequency band, the primary magnetizing reactance of the transformer becomes so high that it has negligible effect on the operation of the transformer. circuit and, consequently, it is removed from the equivalent circuit shown.
For higher frequencies, the equivalent circuit is that of Fig. 9,
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where c1 represents the capacitance of capacitor 36, c2 that of capacitor 39, x3 the magnetizing reactance of sections 29 and 30. Above this frequency band, the leakage reactance x2 is of an amplitude such that the voltage drop across its terminals tends to lower the voltage across the equivalent resistor R. However, capacitors 36 and 38 become effective on this frequency band to make transmission paths 29, 32, 30 and 33 effective, and therefore to maintain the desired value of voltage applied across resistor R.
It can therefore be understood that the ratio of the number of turns of sections 29 and 32 and of sections 30 and 33 must be the same as the ratio of the number of turns of sections 28 and 31 if the voltage across resistor R is maintained. to the desired value.
By choosing the reactance of capacitor cl to be substantially equal to x3 in this part of the frequency range and by making Rl, x3 and r2, x2 equal to each other and greater than R, the circuit is tuned, which increases the current in x2 and R by an amount sufficient to compensate for the voltage drop across resistor R1. Resistor 37 or, in FIG. 9, the resistor R1 operate in such a way as to avoid series resonance between the capacitive reactance of the capacitor 36 of Fig. 9, c1 and the inductive reactance x3 at any frequency.
Likewise, the resistor 39, or, in FIG. 9, resistor R2, avoids series resonance between the secondary magnetizing reactance of sections 32 and 33 and the low frequency blocking capacitor 38. For higher frequencies the magnetizing reactance of the circuit shown in FIG. 9 becomes large enough to have virtually no effect on the operation of the circuit. In addition, the capacitive reactance of the capacitor c2 becomes so low, compared to the resistor R2, that the latter has only a very small effect on the circuit, therefore, the equivalent circuit for a frequency band covering this part of the range and * operation, becomes that shown in Fig. 10.
The partial resonance of the circuit occurs above the frequency band sufficient to compensate for the voltage drop produced by resistor R2.
For a higher frequency band, the equivalent circuit of the coupling element shown in Fig. 6 can be accurately represented by the circuit of Fig. 11 in which R3 represents resistor 40 in Fig. 6, x4 the inductive reactance of sections 34 and 35; C3 represents the distributed equivalent capacity of sections 28 and 31 relating to the coils
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- primary elements 29 and 30, X5 the leakage reactance between the primaries 29 and 30 and the secondary windings 32 and 33.
In this frequency band, the distributed equivalent capacitance C3 of section 31 becomes sufficient to constitute an appreciable load across resistor 3 'which tends to reduce the voltage across this resistor 3t or R in FIG. . However, at such frequencies, sections 34 and 35, shunted by resistor 40, maintain the impedance of this equivalent circuit branha at a value sufficient to avoid a troublesome voltage drop. If the circuit elements are chosen so as to have the correct impedance values, it is possible to obtain the same transformation ratio in this part of the frequency range as that obtained in the lower parts.
In the device of FIGS. 5 and 6, it is necessary for the distributed capacity of the winding 28 to be sufficiently low so as not to constitute a significant load on the tube 2 '. At the lower part of the range in which the coils 34 and 35 operate, the equivalent inductance x4 of sections 34 and 35, is nearly equal to the equivalent capacitive reactance corresponding to the distributed capacitance of section 31.
Consequently, the apparent resistance R3 corresponding to the resistance 40 seen from the input terminals of the transformer is the impedance which avoids any excessive loading of the windings 32 and 33 in this frequency range. If we consider the equivalent circuit, it is understood that the resistors R1 and R3 must be large compared to the resistance R if one wants to obtain a uniform response characteristic in a range of frequencies comprising the band which we have just considered *
When it comes to a higher frequency band, the equivalent circuit is that of Fig. 12, since the reactances represented by C3 and C2 are then negligible and x4 is extremely high.
For a higher frequency band in a part of the range close to the cutoff frequency, the equivalent circuit is that of Fig. 13; the distributed capacitance of sections 29-30 and 32-33 begins to play the role of load of the fact of their capacitive reactance which is actually in shunt on resistor R. The equivalent capacitance corresponding to these distributed capacitance components is represented by capacitor C4. At higher frequencies, the load effect of this capacitive reactance is greater until a frequency is reached at which the reactance
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is equal to the inductive leakage reactance x5.
This frequency represents the upper limit frequency of the range corresponding to the apparatus of Fig. 5, and the voltage-transformation ratio characteristic falls rapidly for frequencies above this value.
It has been found that in some cases the distributed capacitance of winding 28 tends to overload the source for frequencies in the upper part of the operating range. This annoying effect can be overcome by using a transformer of the type shown in Fig. 14 in which two primary sections 41 and 42 are provided in addition to the elements of the transformer shown in Fig. 5, these windings. being connected as shown in Fig. 5 Sections 41 and 42 are mounted on the outer legs of the transformer core and magnetically isolated from sections 29-30 and 32-33.
They are designed so as to have a very low distributed capacitance and shunted by a resistor 43 to avoid series resonance effects between their inductance and the capacitive reactance created by the distributed capacitance of sections 28 and 31.
This / avoids providing the winding 28 with a low distributed capacity.
It has been found that a small transformer constructed in this way is capable of transmitting currents over an extremely wide frequency band, for example from 20 cycles to 100 kilocycles and more. By using the winding sections shown and connecting them in the manner shown, it is possible to magnetically isolate the respective tape transmission paths thus formed: from which it results that a strong reactance of leakage between the sections constituting each track, without using a core of prohibitive dimensions. It is conceivable that any number of channels can be obtained by an obvious extension of the structure and of the connections described above: from which results an enlargement of the passband.
Although several embodiments of the invention have been represented and described, it is obvious that one does not wish to be limited to these particular forms, given merely by way of example and without any restrictive character and that by Consequently all the variants having the same principle and the same object as the arrangements indicated above, would come within the scope of the invention as they do.