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Circuits accordables à sélectivité de fréquence.
La présente invention concerne les circuits à sélec- tivité de fréquence et se rapporte plus spécialement à un circuit à sélectivité de fréquence par accord capacitif maintenant une largeur de bande en substance constante dans toute sa gamme d'ac- cord.
Le type de circuit d'accord de loin le plus utilisé- dans les récepteurs de télévision actuels est le type à commuta- tion de self-inductions. Ce type de dispositif d'accord a l'a- vantage d'être de conception relativement simple, utilisant généralement un légère modification d'un circuit à résonance parallèle.
Le circuit d'accord par commutation de self-inductions a aussi une
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largeur de'bande constante qui est indépendante de la fréquence comme cela est théoriquement requis pour chacun des canaux 2 à 13 de la bande des très hautes fréquences (VHF). Cependant, le dis- , positif d'accord par commutation de self-inductions présente un inconvénient très sérieux en ce qu'il faut commuter diverses va- leurs de self-inductions dans le circuit d'accord pour pouvoir couvrir chacun des canaux.de 2 à 13.
Si on pouvait supprimer la nécessité de commuter dit- férentes valeurs de self-inductions, ce,qui se fait habituellement en utilisant plusieurs bobines à self-induction et en les commu- tant physiquement les unes ou les autres dans le circuit au moyen d'un dispositif à contacts, cela donnerait évidemment un net avan- tage. Il n'est actuellement cependant pas possible de réaliser une self-induction à variation continue ayant une gamme suffisante pour couvrir toute la bande VHF. Celà signifie que, si la fré- quence centrale du canal 2 se trouve à 57,5 mégahertz et que la fréquence centrale du canal 13 se trouve à 213,5 mégahertz, il fau- drait un rapport d'au moins 13,5 à 1 entre les valeurs maximum et minimum de la self-induction dans le circuit d'accord.
Pour obtenir une telle'variation de la valeur inductive,, il a donc été nécessaire d'utiliserun commutateur à contacts de manière à pou- voir physiquement commuter différentes bobines inductives dans le circuit pour différents canaux. - L'utilisation de contacts de commutation est une méthode coûteuse et, en outre, les contacts du circuit d'accord s'encrassent et s'usent r a p i d e m e n t ce qui donne une réception erratique et instable. Le dispositif d'accord à commutation de self-inductions est donc une solution . présentant une sécurité relative et une faible durabilité.tout en exigeant un entretien et des réparations constants si on veut un fonctionnement satisfaisant.
Il est relativement facile de construire des conden-
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sateurs variables ayant un rapport égal ou même supérieur au rap- port voulu de 13,5 à 1, L'utilisation d'un condensateur varia- ble comme élément'd'accord permet d'effectuer les accords sans devoir commuter différents éléments physiquement séparés dans les divers canaux VHF, Cepèndant, dans le cas de circuits à accord capacitif, lorsque la charge est constante, la largeur de bande correspondante est normalement proportionnelle au carré de la fré- quence de réscnance. Comme il est théoriquement souhaitable d'a- voir une largeur de bande constante pour chacun des canaux, ceci constitue une limitation pratique très importante de l'utilisation d'un'dispositif d'accord capacitif.
Par exemple, dans un circuit d'accord à capacité variable se trouvant à 213,5 mégahertz, la largeur de bande est d'environ 14 @is plus grande que la largeur ' de bande à 57,5 mégahertz, si la charge reste la même. Si on utilise 'un transistor monté à émetteur commun com- me charge du circuit d'accord, le rapport entre les largeurs de bande devient encore plus grand parce que l'impédance d'entrée du ! transistor diminue lorsque la fréquence augmente. C'est ainsi que l'impédance d'entrée du transistor de charge à 213,5 mégahertz peut n'être que la moitié ou le tiers de l'impédance à 57,5 méga- hertz.
Dans le brevet de même date de la Demanderesse intitulé "Circuits à sélectivité de fréquence accordables" est re- présenté un circuit d'accord capacitif et à largeur de bande cons te utilisant un transistor de charge monté à base commune, ce tran- sistor ayant une impédance d'entrée comportant une composante in-. ductive et une composante résistive.
Si on utilise un transistor à émetteur mis à la ter- re, l'impédance d'entrée de ce transistor contient une composante capacitive et une.composante résistive. L'avantage d'un transis- tor àémetteur mis à la terre est évidemment qu'il présente un gain
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en puissance élevé. Si on utilise un dispositif d'accord conti- nu à capacité variable permettant d'éliminer les contacts de com- mutation, il serait très intéressant de pouvoir utiliser un cir- cuit d'accord à capacité variable si on pouvait résoudre le pro- blème de la largeur de bande. Il serait aussi éminemment intéres- sant de pouvoir utiliser un' étage à haut gain en puissance.
La présente invention a pour but principal de procu-, , rer un circuit à sélectivité de fréquence nouveau et perfectionné pouvant être accordé de façon continue dans toute sa gamme de fré- quences et maintenant une largeur de bande en substance constante.
L'invention consiste en un circuit à sélectivité de fréquence fonctionnant avec des signaux à haute fréquence et com- prenant un moyen d'entrée pour recevoir ces signaux, un circuit d'accord résonnant contenant un élément inductif et un élément capacitif variable, un élément actif ayant une impédance d'entrée comportant une composante capacitive et une composante résistive, et un circuit de couplage de l'élément actif reliant fonctionnel- lement cet élément actif au circuit d'accord, le circuit de coupla- ge de l'élément actif ayant une caractéristique telle que la com- posante résistive réfléchie par cet élément actif aux bornes du' circuit d'accord augmente avec la fréquence de résonance du circuit d'accord.
Plus spécifiquement, la présente invention procure un circuit à sélectivité de fréquence dans lequel un circuit d'ac- . cord comportant un élément capacitif variable et un élément in- ductif comptent, à leur borne, des composantes résistives réflé- chies augmentant avec la fréquence d'accord, les composantes résis- tives étant réfléchies soit par un circuit d'entrée, soit par un circuit de charge contenant un élément actif ,comme un transistor, soit par'les deux. L'élément induotif du circuit d'accord est in- ductivement couplé à l'élément actif de manière qu'une composante
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résistive de l'élément actif soit réfléchie aux bornes du cir- , cuit d'accord afin d'obtenir une largeur de.bande en substance constante pour tout le circuit.
L'invention ressortira clairement de la description donnée ci-après avec référence aux dessins annexés, dans lesquels :
La figure 1 est un schéma synoptique de la présente invention.
La figure 2 est un schéma de circuit facilitant l'exposé du fonctionnement de la présente invention.
La figure 3 est une simplification du circuit de la figure 2.
La figure 4 est une simplification du circuit de la figure 3, et
Ls. figure 5 est un schéma de circuit représentant le circuit à sélectivité de fréquence accordable de la présente invention.
La figure 1 représente un circuit à sélectivité de fréquence accordable destiné à un récepteur de télévision par exemple, Ce circuit comprend une antenne 10 reliée à un circuit de couplage d'entrée 20. Un circuit d'accord à résonance parai- .
1èle 30 est connecté entre la sortie du couplage d'entrée et la terre. Le circuit d'accord 30 contient un condensateur variablé
C1 mis aux bornes d'une self-induction L1. Un circuit de cou- plage à transistor 40 est connecté entre'le circuit d'accord 30 et un amplificateur à haute fréquence (HF) 50 à transistor. Les si- gnaùx de sortie peuvent être prélevés sur une borne T.de l'ampli- ficateur HF à transistor 50.
Si on considère suivant la flèche A le circuit d'accord 30 mis à la terre, le transfert d'énergie entre l'antenne et le transistor est très proche du maximum si la résistance parallèle dans la direction B est égale à la résistance parallèle
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dans la direction C, Cet équilibre correspond aussi de très..-¯..¯ près à celui nécessaire pour obtenir le rapport signal-bruit- optimum.
Le Q en charge du circuit peut être exprimé de la façon suivante :
Q = RpWC1, où Rp est la résistance parallèle totale réfléchie des direc- tions B et C aux bornes du circuit accordé 30, tandis que W est la fréquence de résonance du circuit d'accord. Si on remplace Q par sa valeur W sur 4 W, où # W est la largeur de bande du circuit, on trouve'.*
EMI6.1
Comme C1 est proportionnel à 1, on obtient
W2
Rp environ égal à W2.
Il ressort de la dernière équation que, si la largeur de bande # W doit rester constante, Rp doit être proportionnel au carré de la fréquence, c'est-à-dire à W2. Par conséquent, la.résistance parallèle vue dans les directions B et C sur la figu-, re 1, doit être égaleau double de la valeur correspondant à Rp dans l'équation précitée et elle doit changer en proportion du car- ré de W si on désire obtenir une largeur de bande # W constante.
En outre, à toutes les fréquences, la résistance vue dans.la di- rection B doit être égale à la résistance vue dans la direction C à hauteur de la ligne A, si on veut obtenir une adaptation appro- priée du circuit donnant un transfert d'énergie maximum.
Pour que la résistance Rp réfléchie aux bornes du circuit accordé soit-proportionnelle au carré de la fréquence d'ac- cord, c'est-à-dire à W2, il faut que le circuit de couplage d'en-
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trée 20 soit construit de façon à réfléchir une composante résis- tive de l'antenne ou impédance d'entrée 10 qui soit proportionnelle à W2 aux bornes du circuit accordé 30. 'Il faut aussi que le cir- cuit de couplage 40 soit construit de façon à réfléchir une compo- sante résistive de l'impédance d'entrée de l'amplificateur à tran- sistor 50 aux bornes du circuit accordé 30, de façon que la résis- tance réfléchie soit proportionnelle.au carré de la fréquence d'accord.
En d'autres mots, le circuit de couplage à transistor 40 doit pouvoir réfléchir la composante résistive de l'amplifica- teur HF à transistor 50 qui contient un transistor fonctionnant à émetteur commun, c'est-à-dire dont l'impédance d'entrée contient une composante capacitive et une exposante résistive. Les deux composantes résistives (celle de l'antenne et celle du transistor) doivent être en substance égales en vue de l'équilibre.
Les conditions précitées sont remplies dans le sché- ma de circuit représenté à la figure 2. La composante résistive de l'impédance d'entrée de l'antenne 10 est représentée par une ; résistance R1. Un transformateur TF1 est prévu ; il comprend un enroulement primaire Lp et un enroulement secondaire Ls. L'enrou- lement primaire Lp a une prise médiane mise à la terre et porte., à ses bornes, la résistance R1. L'enroulement secondaire L a une extrémité mise à la terre tandis que son autre extrémité est reliée à une self-induction L2. La composante résistive R1 est transformée dans le transformateur TF1 de maniée à apparat- tre aux bornes de la bobine secondaire Ls sous la forme d'une com- posante résistive transformée R'1.
Les pertes dans les condensa- teur C1 et C2 ainsi que dans les self-inductions L1, L2 et L3 doi- vent être petites comparativement à la puissance transférée de l'antenne 10 à l'amplificateur à transistor 50. Pour la simpli- cité de l'exposé, C1, C2, L1, L2 et L3 sont,considérés comme sans pertes dans la description donnée ci-après.
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La résistance parallèle vue dans la direction B (voir figure 2) peut être exprimée de la façon suivante :
EMI8.1
Si R'1 est rendu petit par un rapport abaisseur de transformation du transformateur TF1 et si L2 est de valeur-élevée, la résistan- ce réfléchie aux bornes du circuit accordé 30 dans la direction
B est approximativement proportionnelle au.carré de la fréquence de résonance W2. Ceci est la condition nécessaire pour obtenir une largeur de bande # W constante. Pour une étude plus appro- fondie du circuit dans la direction B, on se référera au brevet de même date précité.
Si le transistor d'entrée de l'amplificateur'FUr à. transistor 50 est monté à émetteur commun comme on le décrira plus loin avec référence à la figure 5 qui représente ce montage, le transistor présente une impédance d'entrée ayant une composante capacitive et une composante résistive. Ces compo- santessont représentées dans le rectangle en traits de chaînette, sous la forme d'une combinaison parallèle d'un condensateur C3 et d'une résistance R2. Un circuit de couplage comprenant une self- induction L3 couplée inductivement, avec un facteur de couplage K, à la self-induction L1 du circuit accordé 30, est connecté entre le circuit accordé 30 et la combinaison parallèle du condensateur
C3 et de la résistance R2. Un condensateur C2 relie les extré- mités non mises à la terre des self-inductions L1 et L3.
Afin d'obtenir une largeur de bande constante dans tout le circuit de 1. figure 2, il est nécessaire que la composan- te résistive R2 réfléchie aux bornes du circuit accordé 30 ait une valeur variant comme le carré de la fréquence de résonance, W2.
Le circuit de la figure.2 est simplifié,comme représenté à la figu-
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re 3 , par de s .transformations mathématiques de circuits bien connues, afin de faciliter l'étude de ce circuit.
Le circuit représenté à la figure 3 utilise un trans- formateur idéal TR2 produisant une Inversion de phase de 180 .
Le transformateur TF2 comprend un enroulement primaire L6 et un enroulement secondaire L7. Une self-induction L4 relie les ex- trémités non mises à la terre du condensateur variable C1 et de la self-induction L6. Une self-induction L5est connectée aux bornes de la self-induction L6. Une self-induction L8 relie le secondaire du transformateur TF2 à la combinaison parallèle du condensateur C3 et de la résistance R2. Le condensateur C2 relie les extrémités non mises à la terre du condensateur C1 d'une part et de la combinaison parallèle du condensateur C3 et de la résis- tance R2 d'autre part'. L'analyse mathématique rigoureuse mais obscure est remplacée ci-après par un exposé qualitatif qui peut se ,comprendre plus aisément.
On commencera par négliger le condensateur C2. Le condensateur C3 et la résistance R2 sont transférés du côté pri- maire du transformateur idéal TF2, la self-induction L8 de la fi- gure 3 représentant l'inductance de fuite du secondaire. Le cir- ; cuit ainsi transformé est représenté à la figure 4.
Le circuit simplifié de la figure comporte une self-induction L9 reliée à l'extrémité non mise à la terre du condensateur variable C1. Une self-induction L10 relie l'autre extrémité de la self-induction L9 à la terre. Une self-induction
L11 est connectée entre l'extrémité non mise à la terre de la self. induction L10 et une combinaison parallèle d'un condensateur C4 et d'une résistance R3 dont l'autre extrémité est mise à la terre.
On peut calculer la grandeur de-la résistance paral- lèle vue dans la direction C sur la figure 4. en considérant le cir-
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cuit simplifié de la figure 4. Lorsqu'on effectue la transfor- mation de la figure 3 à la figure 4, il n'est pas nécessaire de tenir compte de l'inversion de phase dans le transformateur TF2.
En ayant recours à des analyses de circuit conventionnelles on trouve la valeur de la résistance parallèle Rpc dans une direc- tion C de la figure 4 et la valeur est la suivante :
EMI10.1
Cette équation montre que la résistance Rpc peut va- rier plus rapidement que le carré W2 de la fréquence de résonance. ,
De cette manière, la sélectivité peut être plus forte à l'extrémi- té haute de la bande VHF, dans le voisinage du canal 13.. Le condensateur C2 a pour rôle de s'opposer à ceci et de rendre la sélectivité en substance la même à l'extrémité haute qu'à l'ex- trémité basse de la gamme d'accord, ou bien, si on le désire, rendre la sélectivité moins forte à l'extrémité haute.
Si, sur la figure 3, la tension aux bornes du conden- sateur C3 est beaucoup plus petite que la tension aux bornes du condensateur variable C1,il suffit, pour obtenir une approxima- tion suffisante, d'ajouter en.parallèle la résistance Rpc donnée par la dernière équation'ci-dessus ainsi que la résistance réflé- chie aux bornes du condensateur C1 par le condensateur C2 à con- dition que le transformateur TF2 donne une inversion de phase de
180 .
EMI10.2
'La .résistance paraZlèl.e¯R' 'rfléchie aux bornes du condensateur C1 par le condensateur C2 est la suivante :
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EMI11.1
Cette équation montre que la seconde composante de l'équation est inversement proportionnelle au carré de la fréquen- ce de résonance W2, Cette composante commande effectivement la résistance parallèle' totale aux bornes du condensateur C1. Le couplage inductif entre L1 et L à la figure 2 est réglé de façon à donner la largeur de bande voulue à 11 extrémité basse de la ban- de aux environs de 57,5 mégahertz. Avec ce couplage uniquement, la largeur de bande sera trop étroite à l'extrémité haute de la bande .
L'adjonction du.condensateur C2 empêche cet inconvénient et la valeur de ce condensateur est choisie de façon à obtenir la largeur de bande voulue à l'extrémité haute de la bande, aux environs de 213,5 mégahertz. Avec ce circuit, on peut donc ai- ; sèment obtenir la largeur de bande voulue aux deux extrémités de la bande.
Comme la combinaison parallèle des résistances réflé- par les self-inductions de couplage L1, L3 et par le condensateur 02 ne donne pas une résistance, totale .'réfléchie exaote- Il '1 ment proportionnelle à W2, la largeur de bande au centre de la ban- de a tendance à être légèrement plus étroite mais, comme, dans un dispositif d'accord d'appareil de télévision, on n'utilise pas la gamme allant de 88 à 174 mégahertz, ceci n'est que de peu d'im- portance.
La description précédente montre que la composante résistive R2 de l'impédance d'entrée d'un transistor monté à émet- teur commun est réfléchie aux bornes du circuit d'accord 30 de ma- nière à obtenir une largeur de bande constante aux bornes de ce circuit. On notera aussi que les composantes résistives réfléchies par l'antenne et par l'amplificateur à transistor sont en substan-
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ce égales; ceci donne l'équilibre voulu pour un transfert d'é- "nergie optimum dans le circuit,
La figure 5 représente une forme d'exécution déter- minée d'un dispositif d'accord d'appareil de télévision utilisant un condensateur variable C1. Les signaux à haute fréquence sont captés par l'antenne 10 qui peut consister en une antenne couran- te à 300 ohms.
Les signaux sont appliqués, par l'intermédiaire d'une connexion qui peut aussi être à 300 ohms, à la bobine pri- maire Lpdu transformateur TF1. La composante résistive R1 de l'impédance de l'antenne 10 est représentée en traits interrompus aux bornes de l'enroulement primaire L . Les signaux passent en- suite au travers du transformateur TF1 et au travers de la self- induction L2 pour être appliqués au circuit d'accord 30. Le con- densateur C1 est réglable de façon que le circuit puisse être accordé sur une fréquence de résonance comprise entre au moins
57,5 mégahertz (canal 2) et 2135 mégahertz (canal 13), comme ce- là est requis pour un accord continu dans la bande VHF.
Comme le circuit de couplage d'entrée de l'antenne,, le circuit accordé et le circuit de couplage du transistor n'introduisent que très peu de pertes comparativement à l'énergie transférée entre l'antenne et l'amplificateur à transistor, les signaux entrants sont , appli- qués en substance sans atténuation à l'électrode de base d'un tran- sistor TR monté à émetteur commun. Une impédance de charge, qui peut être une résistance R4 comme représenté à la figure 5,-est ;
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connectée' entre lpéloctrode-collecteur du transistor TFC et une source de potentiel B+ (non représenté). Le circuit de polarisa- , tion, comprenant en série une paire de résistances R5et R6, est connecté entre la source B+ et la terre.
L'extrémité inférieure ,de la self-induction L3 est reliée au point de jonction des résis- ' tances de polarisation R5 et R6, tandis que l'extrémité supérieu- re de la self-induction L3 est reliée à 1'électrode'de base du tran
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sistor TR. Un condensateur C5 d'une capacité relativement gran- 'de est connecté entre la résistance R6 et la-terre et sert de dé- couplage vers la terre des courants alternatifs. Une combinai- son parallèle d'une résistance R7 et d'un condensateur C6 d'une capacité relativement grande est connectée entre l'électrode émet- teur du transistor TR et la terre.
La résistance R7 sert com- me résistance stabilisatrice et le condensateur C6 constitue un chemin vers la terre pour les signaux en courant alternatif appa- raissant sur l'électrode-émetteur. Le transistor TR étant monté à base commune, il présente une impédance d'entrée comportant une composante résistive et une composante capacitive, comme celà a été représenté schématiquement à la figure 2.
Lorsque la condensateur variable C1 est réglé de ma- nière à accorder les différents canaux, la largeur de bande du circuit accordé-reste en substance constante puisque la composan- te résistive R1 de l'impédance d'entrée de l'antenne 10 est réflé- chie aux bornes du circuit accordé 30 et augmente comme'le carré de la fréquence sur laquelle le circuit est accordé. En outre, la composante résistive R (voir figure 2) de l'impédance d'entrée du transistor à émetteur commun TR est réfléchie, aux bornes du , circuit d'accord 30 de manière à maintenir une largeur de bande cons- tante.
En outre, comme les résistances parallèles vues à hau- teur du circuit accordé 30 sont en substance égales, on obtient l' équilibre voulu pour que le transfert d'énergie entre l'anten- ne et le transistor soit très voisin du maximum tout en donnant aussi un rapport signal-bruit de bonne qualité. D'autre part, avec le circuit décrit, la connexion d'antenne à 300 ohms se ter-, mine sur une valeur très proche,de son impédance caractéristique, ce qui donne un rapport d'ondes stationnaires peu élevé.
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Tunable circuits with frequency selectivity.
The present invention relates to frequency selectivity circuits and more particularly relates to a capacitive tuning frequency selectivity circuit maintaining a substantially constant bandwidth throughout its tuning range.
By far the most widely used type of tuning circuit in today's television receivers is the self-induction switching type. This type of tuning device has the advantage of being relatively simple in design, generally using a slight modification of a parallel resonant circuit.
The self-induction commutation tuning circuit also has a
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constant bandwidth which is independent of frequency as is theoretically required for each of channels 2 to 13 of the very high frequency (VHF) band. However, the tuning device by switching self-inductions has a very serious drawback in that it is necessary to switch various values of self-inductions in the tuning circuit in order to be able to cover each of the channels. 2 to 13.
If one could do away with the need to switch different values of self-inductions, which is usually done by using several self-inducting coils and physically switching them one or the other in the circuit by means of a contact device would obviously give a clear advantage. However, it is currently not possible to achieve a continuously variable self-induction having a sufficient range to cover the entire VHF band. This means that if the center frequency of channel 2 is 57.5 megahertz and the center frequency of channel 13 is 213.5 megahertz, a ratio of at least 13.5 to 1 between the maximum and minimum values of the self-induction in the tuning circuit.
In order to obtain such a variation of the inductive value, it was therefore necessary to use a contact switch so as to be able to physically switch different inductive coils in the circuit for different channels. - The use of switching contacts is an expensive method and, moreover, the contacts of the tuning circuit become dirty and wear out rapidly resulting in erratic and unstable reception. The self-induction switching tuning device is therefore a solution. exhibiting relative safety and poor durability, while requiring constant maintenance and repair if satisfactory operation is to be desired.
It is relatively easy to build conden-
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Variable sators having a ratio equal to or even greater than the desired ratio of 13.5 to 1, The use of a variable capacitor as a tuning element allows tuning to be made without having to switch different physically separate elements in the various VHF channels, however, in the case of capacitive tuning circuits, when the load is constant, the corresponding bandwidth is normally proportional to the square of the rescuing frequency. Since it is theoretically desirable to have a constant bandwidth for each of the channels, this is a very important practical limitation on the use of a capacitive tuning device.
For example, in a variable capacitance tuning circuit at 213.5 MHz, the bandwidth is about 14% greater than the bandwidth at 57.5 MHz, if the load remains the same. even. If a common emitter mounted transistor is used as the load of the tuning circuit, the ratio between the bandwidths becomes even greater because the input impedance of the! transistor decreases as the frequency increases. Thus, the input impedance of the load transistor at 213.5 megahertz may be only half or one-third of the impedance at 57.5 megahertz.
In the Applicant's patent of the same date entitled "Tunable frequency-selective circuits" is shown a capacitive tuning circuit with constant bandwidth using a load transistor mounted on a common base, this transistor having an input impedance comprising an in- component. ductive and a resistive component.
If a transistor with a grounded emitter is used, the input impedance of this transistor contains a capacitive component and a resistive component. The advantage of a transistor with a grounded transmitter is obviously that it has a gain
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in high power. If we use a variable capacitance continuous tuning device that eliminates switching contacts, it would be very interesting to be able to use a variable capacitance tuning circuit if we could solve the problem. bandwidth. It would also be of great interest if a high power gain stage could be used.
The main object of the present invention is to provide a new and improved frequency selectivity circuit capable of being continuously tuned throughout its frequency range and maintaining a substantially constant bandwidth.
The invention consists of a frequency selectivity circuit operating with high frequency signals and comprising an input means for receiving these signals, a resonant tuning circuit containing an inductive element and a variable capacitive element, an element. active element having an input impedance comprising a capacitive component and a resistive component, and an active element coupling circuit operatively connecting this active element to the tuning circuit, the active element coupling circuit having a characteristic such that the resistive component reflected from this active element across the tuning circuit increases with the resonant frequency of the tuning circuit.
More specifically, the present invention provides a frequency selective circuit in which an ac circuit. cord comprising a variable capacitive element and an inductive element have, at their terminal, reflected resistive components increasing with the tuning frequency, the resistive components being reflected either by an input circuit or by an input circuit. load circuit containing an active element, such as a transistor, or both. The inductive element of the tuning circuit is inductively coupled to the active element so that a component
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resistive of the active element is reflected at the terminals of the tuning circuit in order to obtain a substantially constant bandwidth for the entire circuit.
The invention will emerge clearly from the description given below with reference to the accompanying drawings, in which:
Figure 1 is a block diagram of the present invention.
Figure 2 is a circuit diagram for facilitating the explanation of the operation of the present invention.
Figure 3 is a simplification of the circuit of Figure 2.
Figure 4 is a simplification of the circuit of Figure 3, and
Ls. Fig. 5 is a circuit diagram showing the tunable frequency selectivity circuit of the present invention.
FIG. 1 represents a circuit with tunable frequency selectivity intended for a television receiver for example. This circuit comprises an antenna 10 connected to an input coupling circuit 20. A parai resonance tuning circuit.
1ele 30 is connected between the output of the input coupling and the earth. The tuning circuit 30 contains a variable capacitor
C1 placed at the terminals of a self-induction L1. A transistor coupling circuit 40 is connected between the tuning circuit 30 and a high frequency (HF) amplifier 50 transistor. The output signals can be taken from a terminal T. of the transistor HF amplifier 50.
If we consider along the arrow A the grounded tuning circuit 30, the energy transfer between the antenna and the transistor is very close to the maximum if the resistance parallel in direction B is equal to the resistance parallel
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in the C direction, This equilibrium also corresponds very ..- ¯..¯ close to that necessary to obtain the optimum signal-to-noise ratio.
The circuit load Q can be expressed as follows:
Q = RpWC1, where Rp is the total parallel resistance reflected from directions B and C across tuned circuit 30, while W is the resonant frequency of the tuning circuit. If we replace Q by its value W over 4 W, where # W is the bandwidth of the circuit, we find '. *
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As C1 is proportional to 1, we get
W2
Rp approximately equal to W2.
It follows from the last equation that, if the bandwidth # W is to remain constant, Rp must be proportional to the square of the frequency, i.e. to W2. Therefore, the parallel resistance seen in directions B and C in figure 1, must be equal to double the value corresponding to Rp in the above equation and it must change in proportion to the square of W if we want to obtain a constant bandwidth # W.
Furthermore, at all frequencies, the resistance seen in the direction B must be equal to the resistance seen in the direction C at the height of the line A, if one wants to obtain an appropriate adaptation of the circuit giving a transfer. maximum energy.
For the resistance Rp reflected at the terminals of the tuned circuit to be proportional to the square of the tuned frequency, that is to say to W2, the coupling circuit must be
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input 20 is constructed to reflect a resistive component of antenna or input impedance 10 which is proportional to W2 across tuned circuit 30. Coupling circuit 40 must also be constructed from so as to reflect a resistive component of the input impedance of transistor amplifier 50 across tuned circuit 30, so that the reflected resistance is proportional to the square of the tuning frequency. .
In other words, the transistor coupling circuit 40 must be able to reflect the resistive component of the transistor HF amplifier 50 which contains a transistor operating at a common emitter, that is to say whose impedance d. The input contains a capacitive component and a resistive exponent. The two resistive components (that of the antenna and that of the transistor) must be substantially equal for the purpose of equilibrium.
The above conditions are fulfilled in the circuit diagram shown in FIG. 2. The resistive component of the input impedance of the antenna 10 is represented by a; resistor R1. A TF1 transformer is planned; it comprises a primary winding Lp and a secondary winding Ls. The primary winding Lp has an earthed center tap and carries the resistor R1 at its terminals. The secondary winding L has one end grounded while its other end is connected to a self-induction L2. The resistive component R1 is transformed in the transformer TF1 so as to appear at the terminals of the secondary coil Ls in the form of a transformed resistive component R'1.
The losses in capacitors C1 and C2 as well as in self-inductions L1, L2 and L3 must be small compared to the power transferred from antenna 10 to transistor amplifier 50. For simplicity of the description, C1, C2, L1, L2 and L3 are considered to be lossless in the description given below.
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The parallel resistance seen in direction B (see figure 2) can be expressed as follows:
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If R'1 is made small by a step-down transformation ratio of transformer TF1 and if L2 is high, the resistance reflected across the terminals of the circuit tuned in the direction
B is approximately proportional to the square of the resonant frequency W2. This is the necessary condition to obtain a constant # W bandwidth. For a more in-depth study of the circuit in direction B, reference is made to the aforementioned patent of the same date.
If the input transistor of the amplifier'FUr to. transistor 50 is mounted with a common emitter as will be described later with reference to FIG. 5 which represents this assembly, the transistor has an input impedance having a capacitive component and a resistive component. These components are represented in the rectangle in chain lines, as a parallel combination of a capacitor C3 and a resistor R2. A coupling circuit comprising a self-induction L3 inductively coupled, with a coupling factor K, to the self-induction L1 of the tuned circuit 30, is connected between the tuned circuit 30 and the parallel combination of the capacitor
C3 and resistance R2. A capacitor C2 connects the ungrounded ends of the self-inductions L1 and L3.
In order to obtain a constant bandwidth throughout the circuit of Figure 2, it is necessary that the resistive component R2 reflected across the tuned circuit 30 has a value varying as the square of the resonant frequency, W2 .
The circuit of figure 2 is simplified, as shown in figu-
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re 3, by mathematical transformations of well-known circuits, in order to facilitate the study of this circuit.
The circuit shown in Figure 3 uses an ideal transformer TR2 producing a Phase Inversion of 180.
The TF2 transformer comprises a primary winding L6 and a secondary winding L7. A self-induction L4 connects the ungrounded ends of the variable capacitor C1 and of the self-induction L6. A self-induction L5 is connected to the terminals of the self-induction L6. A self-induction L8 connects the secondary of transformer TF2 to the parallel combination of capacitor C3 and resistor R2. Capacitor C2 connects the ungrounded ends of capacitor C1 on the one hand and of the parallel combination of capacitor C3 and resistor R2 on the other hand. The rigorous but obscure mathematical analysis is replaced below by a qualitative statement which can be understood more easily.
We will start by neglecting the capacitor C2. The capacitor C3 and the resistor R2 are transferred to the primary side of the ideal transformer TF2, the self-induction L8 in figure 3 representing the leakage inductance of the secondary. The cir-; cooked thus transformed is shown in Figure 4.
The simplified circuit of the figure comprises a self-induction L9 connected to the ungrounded end of the variable capacitor C1. A self-induction L10 connects the other end of the self-induction L9 to earth. A self-induction
L11 is connected between the ungrounded end of the choke. induction L10 and a parallel combination of a capacitor C4 and a resistor R3, the other end of which is earthed.
We can calculate the magnitude of the parallel resistance seen in direction C in figure 4 by considering the circum-
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The simplified firing of FIG. 4. When carrying out the transformation from FIG. 3 to FIG. 4, it is not necessary to take into account the phase inversion in the transformer TF2.
Using conventional circuit analyzes, we find the value of the parallel resistor Rpc in a direction C of figure 4 and the value is as follows:
EMI10.1
This equation shows that the resistance Rpc can vary faster than the square W2 of the resonant frequency. ,
In this way, the selectivity can be higher at the high end of the VHF band, in the vicinity of channel 13. The role of capacitor C2 is to oppose this and make the selectivity substantially the highest. even at the high end than at the low end of the tuning range, or, if desired, reduce the selectivity at the high end.
If, in figure 3, the voltage across capacitor C3 is much smaller than the voltage across variable capacitor C1, it suffices, to obtain a sufficient approximation, to add in parallel the resistance Rpc given by the last equation 'above as well as the resistance reflected across capacitor C1 by capacitor C2 on condition that transformer TF2 gives a phase inversion of
180.
EMI10.2
'The paraZlèl.ēR resistance' 'reflected at the terminals of capacitor C1 by capacitor C2 is as follows:
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EMI11.1
This equation shows that the second component of the equation is inversely proportional to the square of the resonant frequency W2. This component effectively controls the total parallel resistance across capacitor C1. The inductive coupling between L1 and L in Fig. 2 is set to give the desired bandwidth at the lower end of the band around 57.5 megahertz. With this coupling only, the bandwidth will be too narrow at the high end of the band.
The addition of capacitor C2 prevents this drawback and the value of this capacitor is chosen so as to obtain the desired bandwidth at the high end of the band, in the region of 213.5 megahertz. With this circuit, we can therefore have-; seed to achieve the desired bandwidth at both ends of the band.
As the parallel combination of the resistances reflected by the coupling self-inductions L1, L3 and by the capacitor 02 does not give a resistance, total. 'Reflected exaotically proportional to W2, the bandwidth at the center of the band tends to be slightly narrower, but since in a television tuner the 88 to 174 MHz range is not used, this is only a short time. importance.
The preceding description shows that the resistive component R2 of the input impedance of a transistor mounted with a common emitter is reflected at the terminals of the tuning circuit 30 so as to obtain a constant bandwidth across the terminals of this circuit. It will also be noted that the resistive components reflected by the antenna and by the transistor amplifier are in substan-
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this equal; this gives the desired balance for an optimum energy transfer in the circuit,
FIG. 5 shows a specific embodiment of a television set tuner using a variable capacitor C1. The high frequency signals are picked up by antenna 10 which may consist of an antenna running at 300 ohms.
The signals are applied, via a connection which can also be at 300 ohms, to the primary coil Lp of the transformer TF1. The resistive component R1 of the impedance of the antenna 10 is shown in broken lines at the terminals of the primary winding L. The signals then pass through the transformer TF1 and through the self-induction L2 to be applied to the tuning circuit 30. The capacitor C1 is adjustable so that the circuit can be tuned to a resonant frequency. between at least
57.5 megahertz (channel 2) and 2135 megahertz (channel 13), as required for continuous tuning in the VHF band.
Since the antenna input coupling circuit, the tuned circuit and the transistor coupling circuit introduce very little loss compared to the energy transferred between the antenna and the transistor amplifier, the Incoming signals are applied substantially without attenuation to the base electrode of a TR transistor mounted with a common emitter. A load impedance, which may be a resistor R4 as shown in Figure 5, -is;
EMI12.1
connected between the electrode-collector of transistor TFC and a source of potential B + (not shown). The bias circuit, comprising in series a pair of resistors R5 and R6, is connected between the source B + and the earth.
The lower end of the self-induction L3 is connected to the junction point of the polarization resistors R5 and R6, while the upper end of the self-induction L3 is connected to the electrode. base of the tran
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sistor TR. A capacitor C5 of relatively large capacity is connected between resistor R6 and earth and serves as a coupling to earth of the alternating currents. A parallel combination of a resistor R7 and a capacitor C6 of relatively large capacity is connected between the emitting electrode of transistor TR and earth.
Resistor R7 serves as a stabilizing resistor and capacitor C6 provides a path to earth for the AC signals appearing on the emitter electrode. The transistor TR being mounted on a common base, it has an input impedance comprising a resistive component and a capacitive component, as has been shown schematically in FIG. 2.
When the variable capacitor C1 is adjusted to tune the different channels, the bandwidth of the tuned circuit remains substantially constant since the resistive component R1 of the input impedance of antenna 10 is reflected. - shits across the tuned circuit 30 and increases as the square of the frequency to which the circuit is tuned. Further, the resistive component R (see Fig. 2) of the input impedance of the common emitter transistor TR is reflected across the tuning circuit 30 so as to maintain a constant bandwidth.
Furthermore, since the parallel resistances seen at height of the tuned circuit 30 are substantially equal, the desired balance is obtained so that the energy transfer between the antenna and the transistor is very close to the maximum while at the same time. also giving a good quality signal-to-noise ratio. On the other hand, with the circuit described, the antenna connection at 300 ohms ends at a value very close to its characteristic impedance, which gives a low standing wave ratio.