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Circuits à sélectivité.de fréquence accordables.
La présente invention concerne les circuits à sélec- tivité de fréquence et se rapporte, plus spécialement, aux cir - cuits à sélectivité de fréquence accordables,maintenant une lar- geur de bande en substance constante dans toute leur gamme d'ac- 1111 cord.
Les récepteurs de télévision'actuellement sur le mar- ché utilisent pratiquement tous un circuit d'accord par commuta-' tion de self-inductions pour sélectionner les canaux 2 à 13 dans la bande des très hautes fréquences (VHF). Le dispositif d'ac- cord du type à commutation de self-inductions a l'avantage d'être relativement simple, puisqu'il s'agit habituellement d'un' circuit
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à accord parallèle légèrement modifié. Ce type de circuit d'ac- cord a aussi l'avantage de maintenir une largeur de 'banda cons- tante indépendante de la fréquence, ce qui est théoriquement re- quis pour, chacun des canaux.
Cependant, le dispositif d'accord à commutation de self-inductions présente l'inconvénient sérieux de devoir utiliser des self-inductions de valeurs différentes qui doivent être commutées dans le circuit d'accord en passant de l'un à l'autre des différents canaux.
.Il serait évidemment extrêmement intéressant de pou- voir obtenir un accord continu sans devoir commuter des self-in- ductions différentes. Jusqu'ici, il n'a cependant pas été pos- sible de réaliser une self-induction variable ayant une gamme suf- , fisante 'pour couvrir toute la bande des très hautes fréquences (VHF) .
Celà signifie que, si la fréquence de centre bande du canal 2 est à 57,5 mégahertz et que la fréquence de centre bande du canal 13 est à 213,5 mégahertz, ceci Impose un rapport d'au moins 13,5 entre la valeur maximum et la valeur minimum de la self-induction utilisée dans le circuit accordé. Pour pouvoir varier dans de telles proportions une self-induction, il a été nécessaire d'uti- liser un dispositif de commutation qui met en circuit des bobines différentes suivant les canaux. L'utilisation de contacts de commutation est une méthode coûteuse et en outre, après très peu* de temps, les contacts du commutateur s'encrassent et s'usent, ce qui donne lieu à une réception erratique et instable.
Le dispo- sitif d'accord par.commutation de self-inductions généralement utilisé présente donc une sécurité relative et une durabilité fai- ble, tout en exigeant un entretien et des réparations constants pour obtenir un fonctionnement satisfaisant.
Il n'y a aucune difficulté 'à réaliser des condensa- teurs variables ayant le rapport désiré de 13,5 et même plus
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entre leur valeur minimum et leur valeur maximum. L'utilisation d'un condensateur variable comme élément d'accord permettrait donc d'obtenir un accord continu sans nécessiter la commutation de différents éléments physiques en passant d'un canal à l'autre,
Cependant, lorsqu'on utilise un accord capacitif, la largeur de bande du circuit considéré est normalement proportionnelle au carré de.la fréquence de résonance. Comme il est théoriquement ' souhaitable de maintenir une largeur de bande constante dans chacun des canaux, ceci entraîne des limitations pratiques de l'utilisa- tion d'un acord capacitif.
Par exemple, dans un circuit d'accord à capacité variable travaillant à 213,5 mégahertz, la largeur de bande est approximativement 14 fois plus grande que la largeur de bande du circuit à 57,5 mégahertz, dans l'hypothèse d'une charge invariable..La possibilité qu@@ un conducteur variable de réaliser un accord continu sans l'utilisation de contacts de com- mutation fait qu'il serait extrêmement intéressant d'utiliser un circuit d'accord à capacité variable s'il était possible de résoudre le problème de la largeur de bande.
La présente invention a donc pour but de procurer un circuit à sélectivité de fréquence nouveau et perfectionné mainte- nant une largeur de bande en substance constantè.'
La présente invention consiste en un circuit à sélec- tivité de fréquence accordable comprenant un circuit d'accord résonnant contenant un élément inductif et un-élément capacitif va- riable, un moyen d'entrée répondant aux signaux d'entrée et ayant .
une impédance présentant une composante résistive, ainsi qu'un cir- cuit de couplage d'entrée reliant fonctionnellement ce moyen d'en- trée aux bornes du circuit d'accord, le circuit de couplage d'en- trée ayant une caractéristique telle que la composante résistive réfléchie du moyen d'entrée aux bornes du circuit d'acoord augmente
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avec la fréquence de résonance du circuit d'accord, de manière que le circuit à sélectivité de fréquence ait une largeur de bande en substance constante et indépendante de la fréquence de réso- nance du circuit d'accord considéré.
Plus spécifiquement, la présente invention procure un circuit à sélectivité de fréquence dans lequel un circuit d'ac- cordé contenant un élément capacitif variable et un élément induc- tif présente des composantes résistives réfléchies à ses bornes, ces composantes résistives augmentant avec la fréquence d'accord et étant réfléchies soit par un circuit d'entrée soit par un cir- ' cuit de charge soit encore par les deux,de manière à maintenir une largeur de bande constante pour le circuit à sélectivité de fréquence d'accord.
L'invention ressortira clairement de la description donnée ci-après avec référence aux dessins annexés, dans lesquels: ;
La figure 1 est un schéma synoptique de la présente invention..
La figure 2 est un schéma de circuit permettant de mieux exposer les principes de la présente invention.
La figure 3 représente une autre forme d'exécution . d'un circuit de couplage d'antenne utilisé dans la présente inven- ' tion, et ,
La figure 4 est un schéma de circuit représentant le : circuit à sélectivité de fréquence accordable de la présente in- vention.
Comme la figure 1 le montre, un circuit à sélectivi- té de fréquence accordable destiné à un récepteur de télévision, par exemple,comporte une antenne 10 reliée à un circuit de cou- plage d'entrée.20. Un circuit d'accord parallèle 30 est connec- té entre la sortie du couplage d'entrée 20 et la terre. Le cir- cuit d'accord 30 contient un condensateur variable C1 mis aux bor-
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nes d'une self-induction L1. Un circuit de couplage à transistor 40 relie le circuit d'accord 30 à un amplificateur à haute fré- quence (HF) 50 à transistor. Les signaux de sortie sont prélevés sur une borne To de l'amplificateur à transistor 50.
Si on considère suivant la flèche A le circuit d'accord 30 mis à la terre, il y a transfert maximum d'énergie lorsque la résistance parallèle vue dans la direction B est égale à la résistance parallèle dans la direction C. Cet équilibre est aussi très proche de celui désiré pour obtenir le meilleur rapport signal-bruit. Le Q du circuit peut être représenté par l'expression suivante:
EMI5.1
Q = RpWCl.
Rp est la résistance parallèle totale réfléchie de la direction
B et la direction C aux bornes du circuit d'accord 30, tandis que
W est la fréquence de résonance du circuit d'accord 30. Si on remplace Q par sa valeur W/#W, #W étant la largeur de bande du cir- cuit, on trouve
EMI5.2
Comme C1 est proportionnel à 1/W2, on trouve:
EMI5.3
. W
Rp est proportionnel à W@/#W. Cette dernière équation montre donc\ que, si la largeur de bander doit rester constante, RP doit être proportionnel au carré de la fréquence, c'est-à-dire à W2.
Par conséquent, les résistances parallèles vues dans les directions B et C sur la Fig. 1 doivent avoir deux fois la valeur correspon- dant à Rp dans l'équation précitée et doivent changer proportion- nellement à W2 si on veut que la largeur de bande # W soitcons- tante.
En outre, à toutes les fréquences, la résistance vue dans' la direction B doit être égale à la résistance vue dans la directiori ' C à hauteur de A, si on veut obtenir un équilibre approprié du
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circuit donnant un transfert d'énergie optimum,
Pour que la résistance Rp réfléchie aux bornes du circuit d'accord 30 soit proportionnelle aucarré de la fréquen- ce d'accord c'est-à-dire à W2, il est nécessaire que le circuit de couplage d'entrée 20 soit réalisé de telle façon qu'il réflé- chisse une composante résistive de l'impédance d'entrée de l'an- tenne 10 qui soit proportionnelle à W2 aux bornes du circuit d'accord 30.
Il faut aussi que le circuit de couplage 40 soit réalisé de telle façon qu'il réfléchisse une composante résisti- ve de l'impédance d'entrée de l'amplificateur à transistor HF 30 , aux bornes du circuit d'accord 30 de façon que la résistance ré- fléchie soit proportionnelle au carré de la fréquence d'accord.
En outre, les deux composantes résistives réfléchies doivent ê- tre en substance égales pour' obtenir l'équilibre voulu.
. La figure 2 donne un schéma de circuit permettant de remplir les conditions précédentes. La composante résistive de l'impédance d'entrée de l'antenne 10 est représentée par une ré- sistance R1 sur la figure 2. La résistance R1 est reliée à un transformateur TF ayant un enroulement primaire Lp dont la prise médiane est mise à la terre. Le transformateur TF a un enroule- ment secondaire Ls dont une extrémité est mise à la terre et dont l'autre extrémité est reliée en série avec une self-indùotion L2.
L'autre extrémité de la self-induction L2 est reliée au circuit accordé 30. La composante résistive R1 de l'antenne 10 est transformée aux bornes du transformateur TF de manière à appa- rattre aux bornes de la.bobine secondaire Ls sous la forme d'une composante résistive transformée portant la référence R'1. Les . pertes dans Clet dans L2 doivent être petites comparées à l'éner- gie transférée'de l'antenne 10 à l'amplificateur à transistor 50.
Pour plus de simplicité, C 1 e t L2 sont considérées
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dans les descriptions qui suivent comme sans pertes. L'expres- sion de la résistance parallèle vue dans la direction B est la suivante :
EMI7.1
Si on donne une valeur faible à R'1 par un rapport de transforma- tion abaisseur du transformateur TF et si on donne une grande va-' leur à L2, la résistance réfléchie aux bornes du circuit accordé
30 dans la direction B est approximativement proportionnelle à la fréquence de résonance au carré, c'est-à-dire W2. Ceci est la condition nécessaire pour maintenir une largeur de bande # W cons- tante.
Ainsi, le circuit se trouvant à la gauche de la ligne A et comprenant le circuit d'accord 30 peut être consi- déré comme un circuit de couplage d'antenne présentant une largeur de bande constante par réflexion de la composante résistive de l'antenne aux bornes du circuit d'accord, de façon que cette ré- sistance augmente comme le carré de la fréquence' de résonance.
Un condensateur C3 représenté en traits interrompus peut être mis aux-bornes de la self-induction L2 de façon que la largeur de bande #W soit encore plus étroite qu'aux hautes fréquences at- teignant le canal 13.
Si.le transistor d'entrée de l'amplificateur HF à tran sistor 50 est monté à base commune comme celà est représenté et comme cela est décrit plus loin avec référence à la figure 4, ce transistor présente une impédance d'entrée comportant une partie inductive et une partie résistive. Ces composantes sont repré- sentées à l'intérieur du rectangle en traits interrompus,sous la forme de la combinaison parallèle d'une self-induction L4 et d'u- ne résistance R2. Un circuit de couplage à transistor 40, compre-
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nant la combinaison parallèle d'une self-induction L3 et d'un con- densateur C2, relie le circuit d'accord 30 à la combinaison paral- 1èle de la self-induction L.
et de la résistance R2.
Pour maintenir une largeur de bande constante dans le circuit entier de la figure 2, il faut que la composante résis- .tive Irréfléchie aux bornes du circuit d'accord 30 le soit de tel- le façon que sa valeur varie comme le carré de la fréquence de résonance, c'est-à-dire W2. Pour démontrer ceci, on ne tiendra d'abord pas compte du condensateur C2. Dans ces conditions, la résistance parallèle vue dans la direction C peut être écrite sous la forme suivante 1
EMI8.1
Cette équation montre que, si la résistance R2 est faible, la ré- sistance réfléchie RpC vue dans la direction C est approximativement proportionnelle à W2 si L3 et L4 ont les valeurs voulues.
Comme il se peut que ces conditions précitées ne soient pas remplies de . façon parfaite et comme l'impédance d'entrée du transistor peut changer avec la fréquence, c'est-à-dire que la composante inducti- ve L4 et la composante résistive R2 changent avec la fréquence, . il peut être nécessaire d'ajouter un condensateur C2 aux bornes de la self-induction L3,afin de rendre RpC aussi égal que possi- ble à RpB dans toute la gamme de fréquences.
Comme le signe de la réactance du condensateur C2 est opposé au signe de la réactan- ce de la self-induction L3, le résultat est que la réactance de
L3 augmente lorsque la fréquence augmente,
La description précédente montre que la composante résistive R2 du transistor réfléchie aux bornes du circuit d'ac -
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cord 30 augmente comme le carré de la fréquence de résonance, ce qui permet d'obtenir une largeur de bande en substance cons- tante.'.. ' Le circuit se trouvant à la droite de la ligne A compre- nant le circuit d'accord 30 peut être considéré comme un circuit de couplage de charge qui maintient une largeur de bande en sub- stance constante et indépendante de la fréquence à laquelle le circuit à résonance parallèle 30 est accordé.
On remarquera aussi que les circuits sont équilibrés à hauteur de la ligne A, puisque les impédances réfléchies aux bornes du circuit d'accord 30 sont en substance égales. En outre, s'il y a un. équilibre . correct à la ligne B, il y aura aussi un équillibre correct à la ligne D, c'est-à-dire entre la ré- sistance R1 et la bobine primaire Lp , dans l'hypothèse où le transformateur TF et la self-induction L2 sont sans pertes. Cet- te hypothèse est correcte à hauteur ou dans le voisinage de la fréquence de résonance W.
La figure 3 montre une modification du circuit de couplage d'antenne se trouvant à gauche de la ligne A de la figu- re 2. Par l'application de calculs connus de la transformation de circuits, on peut démontrer que le transformateur TF et les , self-inductions L1 et L2 peuvent être transformés en un seul trans-' formateur TF'. Le transformateur converti TF' a un couplage relativement lâche (c'est-à-dire un facteur de couplage inférieur à l'unité) entre son enroulement primaire L'p qui a une prise médiane;, mise à la terre et son enroulement secondaire L'12. Un conden- sateur variable C'1, qui sert d'élément d'accord réglable pour le circuit, est mis aux bornes de l'enroulement secondaire L'12.
Le couplage lâche entre l'enroulement primaire L'p et l'enroule- ment secondaire L'12 est un couplage ayant un facteur de couplage légèrement inférieur à l'unité et fonction des facteurs de conver- sion utilisés dans le circuit pour obtenir les résultats voulus
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dans la gamme de fréquences considérée. Le circuit représenté à la figure 3 est l'équivalent exact de celui représenté à la fi- gure 2,à l'exception des éléments qui ont été redisposés et mod- fiés tout en'donnant les mêmes résultats à la sortie que la com- posante résistive de l'antenne R1 qui est réfléchie aux bornes du circuit d'accord ; celui-ci comprend maintenant le condensa- teur C'1 et la self-induction L'12, de sorte que la largeur, de bande reste en substance constante.
Le circuit de couplage 40 , et l'amplificateur HF à transistor 50 peuvent être ajoutés, dans la direction C, au circuit de la figure 3 pour obtenir un circuit à sélectivité de fréquence accordable comme décrit aux figures 1 et 2.
La figure 4 représente une forme d'exécution déter- minée d'un dispositif d'accord de récepteur de télévision utili- sant un condensateur variable Ci@' Les' signaux à haute fréquence sont captés par l'antenne 10 qui peut consister en une antenne de télévision ordinaire à 300 ohms. Les signaux sont appliqués, par l'intermédiaire d'une ligne de connexion qui peut aussi être de 300 ohms, à l'enroulement primaire Lp du transformateur TF.
La composante résistive R1 de l'impédance de l'antenne 10 est re- présentée par une ligne en traits interrompus mise aux bornes de l'enroulement primaire Lp. Les signaux traversent ensuite le transformateur TF et la self-induction L2 pour être appliqués aux bornes du circuit accordé 30. Le condensateur Cl est réglable de façon que le circuit accordé puisse être accordé sur une fré- quence de résonance comprise entre au moins 57,5 mégahertz (canal
2) et 213,5 mégahertz (canal 13), comme celà est nécessaire si on veut obtenir un accord continu dans toute la gamme VHF.
Comme -le circuit de couplage d'antenne,.le circuit accordé et le circuit de charge n'introduisent que très peu-de pertes comparativement à l'énergie transférée de l'antenne au transistor, les signaux
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entrants sont appliqués en substance sans atténuation à l'élec- trode-émetteur d'un transistor TR monté à base commune. Une résistance de stabilisation R3 est mise en série avec l'électro- de-émetteur et la self-induction L3 du circuit de couplage de sor- tie 40. Un condensateur C4 ayant une capacité relativement gran- de est mis aux bornes de la résistance de stabilisation R- , de manière à jouer le rôle d'un condensateur de couplage.
Le tran- sistor TR fonctionne à base commune avec la borne positive d'une batterie E reliée, par l'intermédiaire d'une résistance de polari- sation R5, à la base ,tandis qu'une autre résistance de polarisa- tion R, est connectée entre l'électrode de base et la terre, pour compléter le circuit de polarisation. Un condensateur C5 ayant une capacité relativement grande est mis aux bornes de la résis- tance de polarisation R4 de manière à effectuer le découplage des hautes fréquences à la terre.
Une charge, représentée sché- matiquement par une résistance 'IL, est connectée entre l'électro- de collecteur et l'électrode de base' du transistor TR, Celui-ci est connecté à base commune et présente'donc une impédance d'en- trée se composant d'une composante résistive et d'une composante inductive, comme celà est représenté schématiquement à la figure
2.
Lorsqu'on règle le condensateur variable C1 de ma- nière à accorder'les différents canaux, la largeur de bande du circuit accordé reste en substance constante puisque la composan- te résistive R1 de l'impédance de l'antenne est réfléchie aux bor- nes du circuit accordé 30 et augmente comme le carré de la fréquen- ce W sur laquelle le circuit est accordé. De mime, la composante résistive R2 (voir figure 2) de l'impédance d'entrée du transistor à base commune TR est réfléchie'aux bornes du circuit accordé 30 de manière à augmenter comme le carré de lafréquence de résonance.
' De cette manière, la largeur de bande du circuit reste en substan-
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ce constante et indépendante du canal particulier choisi dans le dispositif d'accord de l'appareil de télévision. En outre, comme les résistances parallèles vues à hauteur du circuit d'accord 30 sont en substance égales, il y a un- équilibre parfait.. permet- tant un transfert maximum d'énergie de l'antenne au transistor ainsi qu'un rapport signal-bruit de bonne qualité. D'autre part, dans le cas du circuit décrit, le fil de connexion de l'antenne à 300 ohms se termine par une valeur proche de son impédance ca- ractéristique, ce qui donne un rapport d'ondes stationnaires de faible valeur..
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Tunable frequency selectivity circuits.
The present invention relates to frequency-selective circuits and more particularly relates to tunable frequency-selective circuits, maintaining a substantially constant bandwidth throughout their tuning range.
Nearly all television receivers on the market today use a self-induction switching tuning circuit to select channels 2 to 13 in the very high frequency (VHF) band. The choke switching type tuning device has the advantage of being relatively simple, since it is usually a circuit.
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with slightly modified parallel chord. This type of tuning circuit also has the advantage of maintaining a constant bandwidth independent of frequency, which is theoretically required for each of the channels.
However, the self-induction switching tuning device has the serious drawback of having to use self-inductions of different values which must be switched in the tuning circuit by switching from one to the other of the different canals.
.It would obviously be extremely interesting to be able to obtain a continuous tuning without having to switch different self-inductions. Hitherto, however, it has not been possible to achieve a variable self-induction having a sufficient range to cover the entire very high frequency (VHF) band.
This means that, if the center band frequency of channel 2 is at 57.5 MHz and the center band frequency of channel 13 is at 213.5 MHz, this imposes a ratio of at least 13.5 between the value maximum and minimum value of the self-induction used in the tuned circuit. To be able to vary a self-induction in such proportions, it was necessary to use a switching device which switches on different coils depending on the channel. Using switch contacts is an expensive method and furthermore, after a very short * time, the switch contacts become dirty and wear out resulting in erratic and unstable reception.
The self-induction switching tuning device generally used therefore has relative safety and poor durability, while requiring constant maintenance and repair to obtain satisfactory operation.
There is no difficulty in making variable capacitors having the desired ratio of 13.5 and even more.
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between their minimum value and their maximum value. The use of a variable capacitor as a tuning element would therefore make it possible to obtain continuous tuning without requiring the switching of different physical elements by passing from one channel to another,
However, when capacitive tuning is used, the bandwidth of the circuit under consideration is normally proportional to the square of the resonant frequency. Since it is theoretically desirable to maintain a constant bandwidth in each of the channels, this results in practical limitations in the use of a capacitive tuning.
For example, in a variable capacitance tuning circuit operating at 213.5 megahertz, the bandwidth is approximately 14 times greater than the bandwidth of the circuit at 57.5 megahertz, assuming a load invariable..The possibility that a variable conductor can achieve continuous tuning without the use of changeover contacts makes it extremely attractive to use a variable capacitance tuning circuit if it were possible to solve the bandwidth problem.
It is therefore an object of the present invention to provide a new and improved frequency-selective circuit maintaining a substantially constant bandwidth.
The present invention is a tunable frequency selectivity circuit comprising a resonant tuning circuit containing an inductive element and a variable capacitive element, input means responsive to the input signals and having.
an impedance having a resistive component, as well as an input coupling circuit operatively connecting this input means to the terminals of the tuning circuit, the input coupling circuit having a characteristic such that the resistive component reflected from the input means across the acoord circuit increases
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with the resonant frequency of the tuning circuit, so that the frequency selective circuit has a substantially constant bandwidth independent of the resonance frequency of the tuning circuit under consideration.
More specifically, the present invention provides a frequency selective circuit in which a matched circuit containing a variable capacitive element and an inductive element has resistive components reflected across its terminals, these resistive components increasing with frequency d. tuning and being reflected either from an input circuit or from a load circuit or from both, so as to maintain a constant bandwidth for the tuning frequency selectivity circuit.
The invention will emerge clearly from the description given below with reference to the accompanying drawings, in which:;
Figure 1 is a block diagram of the present invention.
Figure 2 is a circuit diagram to better demonstrate the principles of the present invention.
FIG. 3 represents another embodiment. an antenna coupling circuit used in the present invention, and,
Fig. 4 is a circuit diagram showing the tunable frequency selectivity circuit of the present invention.
As Figure 1 shows, a tunable frequency selectivity circuit for a television receiver, for example, has an antenna 10 connected to an input coupling circuit. A parallel tuning circuit 30 is connected between the output of the input coupling 20 and ground. The tuning circuit 30 contains a variable capacitor C1 connected to the terminals.
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nes of a self-induction L1. A transistor coupling circuit 40 connects the tuning circuit 30 to a high frequency (HF) amplifier 50 transistor. The output signals are taken from a terminal To of the transistor amplifier 50.
If we consider along the arrow A the grounded tuning circuit 30, there is maximum transfer of energy when the parallel resistance seen in direction B is equal to the parallel resistance in direction C. This equilibrium is also very close to that desired to obtain the best signal-to-noise ratio. The Q of the circuit can be represented by the following expression:
EMI5.1
Q = RpWCl.
Rp is the reflected total parallel resistance of the direction
B and direction C across the tuning circuit 30, while
W is the resonant frequency of the tuning circuit 30. If we replace Q by its value W / # W, #W being the bandwidth of the circuit, we find
EMI5.2
As C1 is proportional to 1 / W2, we find:
EMI5.3
. W
Rp is proportional to W @ / # W. This last equation therefore shows \ that, if the bandwidth must remain constant, RP must be proportional to the square of the frequency, that is to say to W2.
Therefore, the parallel resistors seen in the B and C directions in FIG. 1 must have twice the value corresponding to Rp in the above equation and must change proportionally to W2 if the bandwidth # W is to be constant.
In addition, at all frequencies, the resistance seen in direction B must equal the resistance seen in direction C at A, if a proper balance of
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circuit giving optimum energy transfer,
In order for the resistance Rp reflected at the terminals of the tuning circuit 30 to be proportional to the square of the tuning frequency, that is to say to W2, it is necessary that the input coupling circuit 20 be made from such that it reflects a resistive component of the input impedance of antenna 10 which is proportional to W2 across tuning circuit 30.
It is also necessary that the coupling circuit 40 is made in such a way that it reflects a resistive component of the input impedance of the HF transistor amplifier 30, at the terminals of the tuning circuit 30 so that the reflected resistance is proportional to the square of the tuning frequency.
Further, the two reflected resistive components must be substantially equal to achieve the desired balance.
. FIG. 2 gives a circuit diagram making it possible to fulfill the preceding conditions. The resistive component of the input impedance of antenna 10 is represented by a resistor R1 in figure 2. Resistor R1 is connected to a transformer TF having a primary winding Lp whose center tap is set to ground. Earth. The TF transformer has a secondary winding Ls, one end of which is earthed and the other end of which is connected in series with a self-inducing L2.
The other end of the self-induction L2 is connected to the tuned circuit 30. The resistive component R1 of the antenna 10 is transformed at the terminals of the transformer TF so as to appear at the terminals of the secondary coil Ls in the form of a transformed resistive component bearing the reference R'1. The . losses in Clet in L2 should be small compared to the energy transferred from antenna 10 to transistor amplifier 50.
For simplicity, C 1 e t L2 are considered
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in the descriptions that follow as lossless. The expression of the parallel resistance seen in direction B is as follows:
EMI7.1
If we give a low value to R'1 by a step-down transformation ratio of the transformer TF and if we give a high value to L2, the resistance reflected at the terminals of the tuned circuit
30 in direction B is approximately proportional to the squared resonant frequency, i.e. W2. This is the necessary condition to maintain a constant # W bandwidth.
Thus, the circuit to the left of line A and comprising the tuning circuit 30 can be considered as an antenna coupling circuit having a constant bandwidth by reflection of the resistive component of the antenna. across the tuning circuit, so that this resistance increases as the square of the resonant frequency.
A capacitor C3 shown in broken lines can be placed across the self-induction L2 so that the bandwidth #W is even narrower than at the high frequencies reaching channel 13.
If the input transistor of the transistor HF amplifier 50 is mounted on a common base as shown and as described below with reference to FIG. 4, this transistor has an input impedance comprising a part inductive and a resistive part. These components are represented inside the rectangle in broken lines, in the form of the parallel combination of a self-induction L4 and a resistor R2. A transistor coupling circuit 40, comprising
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ning the parallel combination of a self-induction L3 and a capacitor C2, connects the tuning circuit 30 to the parallel combination of the self-induction L.
and resistance R2.
In order to maintain a constant bandwidth throughout the entire circuit of Figure 2, the Irreflective Resistance component across tuning circuit 30 must be so that its value varies as the square of the resonant frequency, i.e. W2. To demonstrate this, we will first disregard capacitor C2. Under these conditions, the parallel resistance seen in direction C can be written in the following form 1
EMI8.1
This equation shows that, if the resistance R2 is small, the reflected resistance RpC seen in the direction C is approximately proportional to W2 if L3 and L4 have the desired values.
As it is possible that these aforementioned conditions are not fulfilled of. perfect way and since the input impedance of the transistor can change with frequency, ie the inductive component L4 and the resistive component R2 change with frequency,. it may be necessary to add a capacitor C2 across the self-induction L3, in order to make RpC as equal as possible to RpB over the entire frequency range.
Since the sign of the reactance of capacitor C2 is opposite to the sign of the reactance of self-induction L3, the result is that the reactance of
L3 increases as the frequency increases,
The preceding description shows that the resistive component R2 of the transistor reflected at the terminals of the circuit ac -
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cord 30 increases as the square of the resonant frequency, resulting in a substantially constant bandwidth. The circuit to the right of line A includes the circuitry. tuning 30 can be thought of as a charge coupling circuit which maintains a substantially constant bandwidth independent of the frequency to which the parallel resonant circuit 30 is tuned.
It will also be noted that the circuits are balanced at the level of line A, since the impedances reflected at the terminals of the tuning circuit 30 are substantially equal. In addition, if there is one. balance. correct on line B, there will also be a correct balance on line D, that is to say between the resistance R1 and the primary coil Lp, in the hypothesis that the transformer TF and the choke L2 are lossless. This assumption is correct at or in the vicinity of the resonant frequency W.
Figure 3 shows a modification of the antenna coupling circuit to the left of line A in figure 2. By applying known circuit transformation calculations, it can be shown that the TF transformer and the , self-inductions L1 and L2 can be transformed into a single 'TF transformer'. The converted transformer TF 'has a relatively loose coupling (i.e. a coupling factor less than unity) between its primary winding L'p which has a center tap ;, grounding and its secondary winding The 12. A variable capacitor C'1, which serves as an adjustable tuning element for the circuit, is placed across the secondary winding L'12.
The loose coupling between the primary winding L'p and the secondary winding L'12 is a coupling having a coupling factor slightly less than unity and a function of the conversion factors used in the circuit to obtain the desired results
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in the frequency range considered. The circuit shown in Figure 3 is the exact equivalent of that shown in Figure 2, with the exception of the elements which have been rearranged and modified while still giving the same output results as the com- resistive pose of the antenna R1 which is reflected at the terminals of the tuning circuit; this now includes capacitor C'1 and self-induction L'12, so that the bandwidth remains substantially constant.
The coupling circuit 40, and the HF transistor amplifier 50 can be added, in the C direction, to the circuit of FIG. 3 to obtain a circuit with tunable frequency selectivity as described in FIGS. 1 and 2.
FIG. 4 shows a specific embodiment of a television receiver tuner using a variable capacitor C 1 '. The high frequency signals are picked up by the antenna 10 which may consist of a ordinary television antenna at 300 ohms. The signals are applied, via a connection line which can also be 300 ohms, to the primary winding Lp of the transformer TF.
The resistive component R1 of the impedance of the antenna 10 is represented by a dotted line placed across the terminals of the primary winding Lp. The signals then pass through the transformer TF and the self-induction L2 to be applied to the terminals of the tuned circuit 30. The capacitor C1 is adjustable so that the tuned circuit can be tuned to a resonant frequency between at least 57, 5 megahertz (channel
2) and 213.5 megahertz (channel 13), as is necessary if one wants to obtain a continuous tuning in the whole VHF range.
Like the antenna coupling circuit, the tuned circuit and the load circuit introduce very little loss compared to the energy transferred from the antenna to the transistor, the signals
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inputs are applied substantially without attenuation to the emitter electrode of a common-base mounted transistor TR. A stabilization resistor R3 is put in series with the electro-emitter and the self-induction L3 of the output coupling circuit 40. A capacitor C4 having a relatively large capacitance is put across the resistor. stabilization R-, so as to play the role of a coupling capacitor.
The transistor TR operates on a common base with the positive terminal of a battery E connected, via a polarization resistor R5, to the base, while another polarization resistor R, is connected between the base electrode and earth, to complete the bias circuit. A capacitor C5 having a relatively large capacitance is placed across the bias resistor R4 so as to effect high frequency decoupling to earth.
A load, represented schematically by a resistor 'IL, is connected between the collector electrode and the base electrode' of the transistor TR, the latter is connected to a common base and therefore has an impedance of - input consisting of a resistive component and an inductive component, as is shown schematically in the figure
2.
When adjusting the variable capacitor C1 to tune the different channels, the bandwidth of the tuned circuit remains substantially constant since the resistive component R1 of the antenna impedance is reflected at the ends. of the tuned circuit 30 and increases as the square of the frequency W to which the circuit is tuned. Likewise, the resistive component R2 (see Figure 2) of the input impedance of the common base transistor TR is reflected across the tuned circuit 30 so as to increase as the square of the resonant frequency.
'In this way the bandwidth of the circuit remains substantially
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this constant and independent of the particular channel chosen in the tuning device of the television set. Further, since the parallel resistances seen at tuning circuit 30 are substantially equal, there is a perfect balance allowing maximum transfer of energy from the antenna to the transistor as well as a ratio. good quality signal-to-noise. On the other hand, in the case of the circuit described, the connecting wire of the 300 ohm antenna ends with a value close to its characteristic impedance, which gives a standing wave ratio of low value.