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Circuit à sélectivité de fréquence à doubla-accord. '
La présente invention concerne les circuits à sé- lectivité de fréquence et, plus spécialement, les circuits à sélectivité de fréquence à double accord permettant-de garder .' ' une largeur de bande constante.
Le circuit d'accord le plus couramment utilisé dans les récepteurs de' télévision actuels est le dispositif d'accord par commutation de self-inductions. Comme il est impossible de réaliser en pratique une self-induction ayant une variation suffisam- ment étendue pour couvrir toute la bande des tressautes fréquences (VHF), on devait commuter plusieurs self-inductions ayant des valeurs différentes pour couvrir tous les canaux 2 à 13. L'utilisation
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de contacts de commutation est une solution coûteuse et) en oui 1'),. trop après ua temps relativement court d'utilisation de ces cons tacts,. ceux-ci s'encrassent et s'usent, de sorte que ,' ]'?. la réception devient erratique et instable.
Un dispositif d'ao 11.
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cord commun pour l'ensemble des canaux est donc un appareil d'une se"..', i:'.-: ouritd relative et exigeant un entretien et un soin constants. <' Il est relativement facile de réaliser des condensateurs varia- blés ayant une variation différentielle de capacité suffisante ,' i';J., pour couvrir, de façon continue, toute la bande VHF.
Cependant 4";il l'utilisation d'un accord capacitif pose le problème du maintien d'une largeur de bande constante dans tous les canaux puis-
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que,dans le cas d'un accord capacitif, la.- largeur de bande variez en substance comme le carré de la fréquence d'accord. La deman-
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dereose a résolu le problème du maintien d'une largeur de bande constante dans des circuits à accord capacitif, comme cela est d'- 'ç,, crit dans ses brevets de même date intitulés:
n Circuits à ' i)/ .,.>,i sélectivité de fréquence accordables" et "Circuits accordables à sélectivité de fréquence" qui montrent qu'il est possible de -;, j réaliser un circuit à largeur de bande constante où l'on obtient., en outre, un transfert d'énergie quasi optimum, à condition
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d'appliquer aux bornes d'un circuit à accord capacitif un circuit de charge transistorisé ainsi que les composantes résistives ré- ,,1,,) . ji fléchies de l'antenne d'entrée.
Le circuit d'accord de télévision idéal doit avoir une courbe de sélectivité à flancs très raides afin de réduire au
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minimum la modulation croisée. Celà signifie que l'amplitude du <"l'Î' signal portée en fonction de la fréquence doit consister en une caractéristique telle que le signal ait une amplitude élevée dans, il la bande passante encadrant la fréquence d'accord alors que cette amplitude doit diminuer rapidement au delà et en deçà de cette bande'
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passante.
En atténuant fortement les signaux à l'extérieur de la bande passante du circuit d'accord, on réduit la modulation croisée puisque même des signaux ayant une amplitude relativement élevée et provenant des canaux voisins auront une amplitude forte- ment réduite et n'influenceront donc que faiblement la sortie du circuit d'accord.Il a été démontré qu'un circuit d'accord dou- ble a une courbe de sélectivité à flanc nettement plus raides qu'un circuit d'accord simple. On se référera, par exemple, à Radio From Designers Handbook de F. Longford-Smith, page 422 (4éme édition - 1952) ainsi qu'au Radio Engineer's Handbook de Terman, pages 160 et 161,de 1943.
Le dispositif d'accord de télévision habituel com- porte un circuit d'accord simple qui ;)st connecté entre l'antenne et l'amplificateur HF ainsi qu'un autre circuit d'accord connecté entre l'amplificateur HF et l'étage mélangeur, ces circuits 'd'accord étant accordés de façon synchrone. Il a aussi été démon- ' tré qu'un circuit d'accord double présente une meilleure courbe de sélectivité que deux circuits d'accord synchrones tout en don nant la même largeur de bande totale. Grâce à l'amélioration de la sélectivité et aux faibles pertes de ce nouveau circuit d'ac- cord double,il est possible de réduire fortement la modulation croisée en intercalant des circuits d'accord doubles entre l'an- tenne et 1'amplificateur HF tout en-reliant cet amplificateur HF aux étages mélangeurs par un circuit à large bande.
La présente invention a pour but principal de procu- rer un circuit à sélectivité de fréquence à double accord nouveau et perfectionné ayant une largeur de bande en substance constante et assurant un transfert d'énergie optimum et une faible modulation croisée.
L'invention consiste en un circuit à sélectivité de fréquence comprenant un premier circuit d'accord parallèle conte-
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nant un élément inductif et un élément capacitif variables dont
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la composante résistive réfléchie aux bornes du circuit varie com.;
me le carré de la fréquence d'accord, un second circuit d'accord parallèle contenant un élément inductif et un élément capacitif variables dont la composante résistive réfléchie aux bornes du
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circuit varie comme'le carré de la fréquence d'accord, et un cil-' cuit de couplage connectant fonctionnellement le premier circuit ../'! . accord et le second circuit d'accord de façon que le couplage ef- fectif varie en proportion inverse de la fréquence d'accord, afin d'obtenir une largeur de bande en substance constante.
Plus spécifiquement,,l'invention procure un circuit d'accord double à sélectivité de fréquence dans lequel chacun des élément accordables du circuit d'accord a un Q en charge en substance proportionnel à la fréquence tandis que le couplage effectif entre les éléments du circuit d'accord varie en proportion inverse de la fréquence d'accord.
L'invention ressortira clairement de la description
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donnée ci-après avec référence au dessin annexeront l'unique fi.jâT,i Cure est un schéma synoptique du circuit à sélectivité de fr4 -:,, ' quence à double accord de la présente invention
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Le dispositif d'accord représenté sur le des- .-;t,j sin porte des références générales souligné*$ qui désignent 10. /é différentes parties principales du cîrouité Une antenne 10, qui peut être une antenne de télévision courante à 300 ohms, reçoit
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les signaux à-haute fréquence entrants, dans la bande Va? par ex<m".
# ploo Ces signaux sont appliqués, par làintormddïaire d'un circuit de couplage 20, à un circuit d'accord double 30. Un circuit
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de couplage 40 relie le circuit d'accord 30 à un amplificateur ' , , à transistor 50. La sortie de l'amplificateur à transistor 50 est appliquée à l'étage à large bande 60 d'ont la sortie est elle- même appliquée à un étage mélangeur 70. La sortie du mélangeur
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peut être'appliquée aux circuits suivants d'unrécepteur de télé- vision. Le circuit d'accord double 30 comprend deux circuits parallèles 31 et 32, Le circuit parallèle 31 comprend une self-induction L1 et un condensateur variable C1, ces deux éléments étant connectés entre eux à une extrémité.
Le circuit parallèle 32 comprend un self-induction L2 et un condensateur varia- ble C2, ces deux éléments étant connectés entre eux à une extrémité.
Les condensateurs variables C1 et C2 sont couplée de façon à pou- . voir être accordés de façon synchrone. Cette,liaison mécanique est représentée schématiquement par une ligne'%en traits interrom- pus 33. L'extrémité inférieure des condensateurs C1 et C2 est mise à la terre. A l'effet d'obtenir une largeur de bande cons- tante aux bornes du circuit, des composantes résistives propor- tionnelles à la fréquence de résonance W du circuitd'accord 30 sont réfléchies aux bornes du circuit d'accord 30. En d'autres mots, pour obtenir une largeur de bande en substance constante, la composante résistive-de l'antenne 10 est réfléchie aux bornes du circuit d'accord 31 avec une valeur qui augmente comme le carré de la fréquence d'accord, c'est-à-dire W2.
De même, la compo- sante résistive de l'impédance d'entrée du transistor d'entrée de l'amplificateur à transistor 50 est réfléchie aux bornes du circuit d'accord 32 avec une valeur augmentant comme le carré de # la fréquence d'accord, c'est-à-dire W2. Il ressortira claire- ment des brevets précités ainsi que de la description, . donnée ci-après, du circuit d'accord double, que cette loi de variation est un critère pour une largeur de bande constante.
Pour réfléchir une composante résistive de l'antenne
10, cette composante étant représentée par la résistance R1 en traits interrompus aux bornes de l'antenne 10, un circuit de cou- plage de l'antenne 20 est prévu entre l'antenne 10 et le circuit d'accord 31. L'antenne 10 est connectée aux bornes d'un transfor.
,
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mateur TF1 par l'intermédiaire d'un enroulement primaire Lp dont la prise médiane est mise à la terre. Le transformateur TF1 a un enroulement secondaire La dont une extrémité est mise à la ter- re et dont l'autre extrémité est reliée, par l'intermédiaire d'une self-induction L3, à l'extrémité supérieure du.circuit d'accord
31, Comme la Demanderesse l'a montré dans son brevet de même date
Intitulés "Circuits à sélectivité de fréquence accordables", la composante résistive R1 de l'antenne 10 réfléchie aux bornes d'un circuit d'accord comme le circuit #1, par exemple, augmente comme le carré de la fréquence d'accord W.
En d'autres mots, le Q en charge du circuit 31 augmente en substance proportionnellement à la fréquence de résonance, puisque Q = W/#W, où Q est le facteur de qualité du circuit d'accord et # W est la 'largeur de bande.
. Il est bien connu qu'un transistor monté à émetteur commun, comme le transistor TR, a une impédance d'entrée composée d'une partie résistive et d'une partie capacitive. Pour obtenir une largeur de bande constante dans tout le circuit, la composante résistive de l'impédance d'entrée du transistor TR qui est monté à émetteur commun, est réfléchie aux bornes du circuit d'accord
32 de manière à augmenter comme le carré de la fréquence d'ac - cord W. Ceci est obtenu en connectant une self-induction L4 à . l'électrode de base du transistor TR, cette self-induction L4 é- tant couplée inductivement à la'self-induction L2 du circuit ' d'accord 32.En outre, un condensateur L6 réunit les extrémités supérieures des self-inductions L2 et L4.
Comme la Demanderesse l'a montré dans son brevet de même date intitulé: "Circuits accordables à sélec- tivité, de fréquence", un tel couplage permet d'obtenir la composante résistive réfléchie voulue aux bornes d'un circuit d'accord sembla- ble. En d'autres mots, le Q en charge du circuit d'accord 32
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augmentera en substance proportionn Silement à la fréquence d'ac- cord W, lorsqu'on a prévu un tel couplage avec le transistor.
L'amplificateur HF à transistor 50 est complété en reliant l'électrode-émetteur à la terre par un condensateur C3, de façon que l'électrode-émetteur constitue une terre en courant alternatif. Une résistance de stabilisation R3 relie le conden- sateur C3 à la terre. Un circuit de polarisation, comprenant une résistance R4 et une résistance R5 en série, relie une sour- ce B+ (non représenté) à la terre. Le point de jonction des ré- sistances R4 et R5est relié à l'extrémité inférieure de la self- induction L4 dont l'autre extrémité est reliée à l'électrode de ' base TR. Un condensateur de découplage C4 relie l'extrémité in- férieure de la self-induction L4 à .la terre. Une résistance de charge RL relie l'électrode-collecteur à la source B+ (non re- présenté).
Revenant au circuit d'accord double 30, les self- inductions L1 et L2 constituent respectivement la bobiné d'accord primaire et la bobine d'accord secondaire du circuit d'accord double. Les extrémités inférieures des self-inductions L1 et L2 sont connectées ensemble à une self-induction L5 qui peut être une 'petite self-induction, l'autre extrémité de la self-induction .
L5 étant mise à la terre. La majeure partie du cou- plage entre la bobine primaire L1 et la bobine secondaire L2 est réalisée par la self-induction L5. Habituellement, le couplage
K est tel que l'on obtienne un couplage critique c'est-à-dire une équation QK = 1, où K est le facteur couplage et Q le facteur de .. qualité pour les bobines primaires L1 ou secondaires L2, un même
Q étant prévu dans le circuit d'accord primaire et dans le circuit d'accord secondaire. Comme précité, la composante résistive de l'antenne 10 est réfléchie aux bornes de la self-induction L1 et.. est approximativement proportionnelle au carré de la fréquence de
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résonance, c'est-à-dire W2.
De cette manière, le Q en charge de ce circuit 31 est en substance proportionnel à W, ce qui per- met d'obtenir une largeur de bande constante. La même loi s'ap- plique à la résistance d'entrée du transistor TR qui est réflé- chie aux bornes de la self-induction L2 avec une valeur variant comme le carré de la fréquence de résonance, c'est-à-dire /,ce qui permet d'obtenir que le Q en charge du circuit d'accord32 soit aus- si en substance proportionnel à W.
Puisque, pour un couplage critique, il faut que QK = 1, et, puisque Q est proportionnel à W, K doit être inversement pro- portionnel à W pour que l'on satisfasse à l'équation de coupla- ge critique. Le couplage assuré par la self induction L5 est au contraire en substance constant quelle que soit ' la fréquence ' et on a généralement un couplage exagéré à l'extrémité haute fré- quence de la bande. Pour éviter ceci, on connecte un condensa- teur C5entre les extrémités supérieures des circuits accordés
31 et #2, de façon à s'opposer au couplage de la self-induction
L5. Le couplage entre les circuits accordés 31 et 32 provenant du condensateur C5 seul est en substance proportionnel au carré de la fréquence de résonance, c'est-à-dire W2 et s'oppose au cou- plage réalisé par la self-induction L5.
La valeur de la self- induction L5est choisie de manière que l'on obtienne la largeur, de bande voulue à 1'extrémité inférieure de la bande,'aux envi- rons de 57,5 MHz. On règle ensuite la valeur du condensateur
C5à l'extrémité supérieure de la.bande, aux environs de 213,5
MHz, de manière à réduire le couplage à la valeur voulue, En choisissant des valeurs appropriées pour la self-induction L5 et le condensateur C5, on peut obtenir un couplage critique aussi bien à l'extrémité supérieure qu'à l'extrémité inférieure do la bande.
Au.centre de la bande, on obtient un léger surcouplage, mais, comme le centre de la bande n'est pas utilisé dans un dispositif
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d'accord VHF, ceci ne présente que peu d'importance.
La description précédente montre que l'on obtient une largeur de bande en substance constante dans le circuit d'ac- cord entier, les signaux d'entrée apparaissant à l'antenne 10 étant transférés, par l'intermédiaire du circuit, au transistor
TR où les signaux sont amplifiés et sont appliqués à l'étage à large bande 60 dont l'entrée est reliée à l'électrode-collecteur. du transistor TR. Puisque la composante résistive réfléchie de l'antenne 10 aux bornes du circuit accordé 31 est en substan- ce égale à la composante résistive réfléchie de l'impédance d'entrée du transistor TR, on a un équilibre en sub- stance parfait dans le circuit entier, ce qui permet un trans- fert d'énergie quasi optimum ainsi qu'un rapport signal-bruit de bonne qualité.
L'utilisation d'un circuit d'accord double 30 entre l'antenne 10 et l'amplificateur à transistor 50 permet d'u- tiliser par la suite un étage àlarge bande 60. Celui-ci peut être réalisé de manière à rejeter les fréquences d'image ', ce qui permet de réduire le bruit à fréquence d'image se produisant dans le transistor HF. Si ce bruit produit à la fréquence d'ima.. ge dans le transistor HF pouvait atteindre le mélangeur il se mélangerait au signal désiré, ce qui donnerait un rapport signal- bruit de mauvaise qualité. Le rejet des fréquences d'image dans le circuit à large bande empêche donc la dégradation du rap- port signal-bruit.
La sortie de l'étage à large bande 60 est ensuite appliquée à l'étage mélangeur 70 de manière que cette sor- tie soit mélangée à la sortie de l'oscillateur local (non repré- - sente), la sortie de l'étage mélangeur étant appliquée aux étages suivants du récepteur de .télévision. Par conséquent, l'utilisa-.. tion d'un circuit d'accord double 30 en amont du transistor HF per- met de réduire fortement la modulation croisée grâce à une cour- be de sélectivité à flancs plus raides que dans le cas d'un circuit
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d'accord simple et, en outre, l'excellence de la. sélectivité per- met d'utiliser un étage à large bande à la sortie de l'étage am- plificateur HF au lieu de devoir recourir à un second circuit d'ac- cord derrière l'amplificateur HF.
D'autre part, on maintient une largeur de bande constante'dans tout le circuit tout'en gar- dant un couplage critique aussi'bien à l'extrémité supérieure qu'à l'extrémité inférieure de la bande VHF, gràce à l'utilisation d'une self -induction L5 en combinaison avec un condensateur C5 qui s'oppose au couplage réalisé par la self-induction L5.
L'utilisation d'un accord capacitif présente aussi l'avantage de ne plus devoir commuter des self-inductions de va- leurs différentes pour des canaux différents* Il est à remarquer cependant qu'on pourrait aussi utiliser un circuit d'accord double. avec commutation de self-inductions en combinaison avec un étage à large bande suivant l'étage amplificateur HF, à l'effet d'obte- nir une meilleure modulation croisée et un transfert d'énergie ' élevé s'accompagnant d'une meilleure sélectivité.
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Double-tuned frequency-selective circuit. '
The present invention relates to frequency selectivity circuits and, more especially, to dual-tuned hold-to-keep frequency selectivity circuits. 'constant bandwidth.
The most commonly used tuning circuit in today's television receivers is the self-induction switching tuning device. As it is impossible to achieve in practice a self-induction having a variation wide enough to cover the entire frequency band (VHF), we had to switch several self-inductions with different values to cover all channels 2 to 13 . Use
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of switching contacts is an expensive solution and) yes 1 ') ,. too much after a relatively short time of use of these cons tacts ,. these get dirty and wear out, so, ']' ?. reception becomes erratic and unstable.
A device of ao 11.
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common cord for all the channels is therefore a device with a relative ".. ', i:' .-: ouritd and requiring constant maintenance and care. <'It is relatively easy to make variable capacitors. Wheats with sufficient differential variation in capacity, 'i'; J., to continuously cover the entire VHF band.
However 4 "; the use of a capacitive tuning poses the problem of maintaining a constant bandwidth in all the channels then.
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that, in the case of capacitive tuning, the bandwidth varies substantially as the square of the tuning frequency. The request
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dereose solved the problem of maintaining a constant bandwidth in capacitive tuning circuits, as described in his patents of the same date entitled:
n Circuits with 'i) /.,.>, i tunable frequency selectivity "and" Tunable frequency selectivity circuits "which show that it is possible to -;, j realize a circuit at constant bandwidth where the in addition, an almost optimum energy transfer is obtained, provided
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to apply to the terminals of a capacitive tuning circuit a transistorized load circuit as well as the resistive components ré- ,, 1 ,,). ji flexed from the input antenna.
The ideal television tuning circuit should have a very steep-sided selectivity curve in order to reduce
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minimum cross modulation. This means that the amplitude of the signal carried as a function of the frequency must consist of a characteristic such that the signal has a high amplitude in, it the pass band surrounding the tuning frequency whereas this amplitude must decrease rapidly above and below this band '
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passing.
By strongly attenuating signals outside the bandwidth of the tuning circuit, cross-modulation is reduced since even signals having a relatively high amplitude and coming from neighboring channels will have a greatly reduced amplitude and therefore will not influence than weakly the output of the tuning circuit. It has been shown that a double tuning circuit has a significantly steeper edge selectivity curve than a single tuning circuit. Reference is made, for example, to Radio From Designers Handbook by F. Longford-Smith, page 422 (4th edition - 1952) as well as to the Radio Engineer's Handbook by Terman, pages 160 and 161, from 1943.
The usual television tuner has a simple tuning circuit which;) is connected between the antenna and the HF amplifier as well as another tuning circuit connected between the HF amplifier and the stage mixer, these tuning circuits being tuned synchronously. It has also been shown that a dual tuning circuit exhibits a better selectivity curve than two synchronous tuning circuits while providing the same total bandwidth. Thanks to the improved selectivity and low losses of this new double tuning circuit, it is possible to greatly reduce cross modulation by inserting double tuning circuits between the antenna and the amplifier. HF while connecting this HF amplifier to the mixer stages by a wideband circuit.
The main object of the present invention is to provide a new and improved dual-tuned frequency-selective circuit having substantially constant bandwidth and providing optimum energy transfer and low cross-modulation.
The invention consists of a frequency selectivity circuit comprising a first parallel tuning circuit containing
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nant an inductive element and a variable capacitive element of which
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the resistive component reflected across the circuit varies com .;
me the square of the tuning frequency, a second parallel tuning circuit containing an inductive element and a variable capacitive element whose resistive component reflected at the terminals of the
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circuit varies as the square of the tuning frequency, and a coupling circuit functionally connecting the first circuit ../! . tuning and the second tuning circuit so that the actual coupling varies in inverse proportion to the tuning frequency, in order to obtain a substantially constant bandwidth.
More specifically, the invention provides a frequency-selective dual tuning circuit in which each of the tunable elements of the tuning circuit has a Q on load substantially proportional to frequency while the effective coupling between the elements of the circuit. tuning varies in inverse proportion to the tuning frequency.
The invention will emerge clearly from the description
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given below with reference to the drawing will append the single fi.jâT, i Cure is a block diagram of the selectivity circuit of fr4 -: ,, 'double tuning quence of the present invention
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The tuning device shown in the figure has general references underlined * $ which designate 10. / é various major parts of the circle An antenna 10, which may be a standard 300 ohm television antenna , receives
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the incoming high-frequency signals, in the Va band? eg <m ".
# ploo These signals are applied, by the normal way of a coupling circuit 20, to a double tuning circuit 30. A circuit
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coupling 40 connects the tuning circuit 30 to a transistor amplifier 50. The output of the transistor amplifier 50 is applied to the broadband stage 60, the output of which is itself applied to a mixer stage 70. The output of the mixer
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can be applied to the following circuits of a television receiver. The double tuning circuit 30 comprises two parallel circuits 31 and 32. The parallel circuit 31 comprises a self-induction L1 and a variable capacitor C1, these two elements being connected to each other at one end.
The parallel circuit 32 comprises a self-induction L2 and a variable capacitor C2, these two elements being connected to each other at one end.
The variable capacitors C1 and C2 are coupled so as to pou-. see to be granted synchronously. This mechanical link is shown schematically by a broken line 33. The lower end of capacitors C1 and C2 is earthed. In order to obtain a constant bandwidth at the terminals of the circuit, resistive components proportional to the resonant frequency W of the tuning circuit 30 are reflected at the terminals of the tuning circuit 30. other words, to obtain a substantially constant bandwidth, the resistive component of the antenna 10 is reflected at the terminals of the tuning circuit 31 with a value which increases as the square of the tuning frequency, that is i.e. W2.
Likewise, the resistive component of the input impedance of the input transistor of transistor amplifier 50 is reflected across tuning circuit 32 with a value increasing as the square of the frequency of agreement, that is, W2. It will become clear from the above-mentioned patents as well as from the description,. given below, from the double tuning circuit, that this variation law is a criterion for a constant bandwidth.
To reflect a resistive component of the antenna
10, this component being represented by resistor R1 in broken lines across the terminals of antenna 10, a coupling circuit for antenna 20 is provided between antenna 10 and tuning circuit 31. The antenna 10 is connected to the terminals of a transformer.
,
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TF1 feeder via a primary winding Lp whose middle tap is earthed. The TF1 transformer has a secondary winding La, one end of which is earthed and the other end of which is connected, via a self-induction L3, to the upper end of the tuning circuit.
31, As the Applicant has shown in its patent of the same date
Entitled "Tunable Frequency Selective Circuits", the resistive component R1 of antenna 10 reflected across a tuning circuit such as circuit # 1, for example, increases as the square of the tuning frequency W.
In other words, the Q under load of circuit 31 increases substantially in proportion to the resonant frequency, since Q = W / # W, where Q is the quality factor of the tuning circuit and # W is the 'width of tape.
. It is well known that a transistor mounted with a common emitter, such as transistor TR, has an input impedance composed of a resistive part and of a capacitive part. To obtain a constant bandwidth in the whole circuit, the resistive component of the input impedance of the transistor TR which is mounted at the common emitter, is reflected at the terminals of the tuning circuit.
32 so as to increase as the square of the tuning frequency W. This is obtained by connecting a self-induction L4 to. the base electrode of transistor TR, this self-induction L4 being inductively coupled to the self-induction L2 of the tuning circuit 32. In addition, a capacitor L6 joins the upper ends of the self-inductions L2 and L4.
As the Applicant has shown in its patent of the same date entitled: "Tunable circuits with selectivity, frequency", such a coupling makes it possible to obtain the desired resistive component reflected at the terminals of a similar tuning circuit. corn. In other words, the Q in charge of the tuning circuit 32
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will increase substantially in proportion to the tuning frequency W, when such coupling with the transistor has been provided.
The HF transistor amplifier 50 is completed by connecting the electrode-emitter to the earth by a capacitor C3, so that the electrode-emitter constitutes an alternating current earth. A stabilization resistor R3 connects capacitor C3 to earth. A bias circuit, comprising a resistor R4 and a resistor R5 in series, connects a B + source (not shown) to earth. The junction point of resistors R4 and R5 is connected to the lower end of self-induction L4, the other end of which is connected to the base electrode TR. A decoupling capacitor C4 connects the lower end of the self-induction L4 to earth. A load resistor RL connects the electrode-collector to the source B + (not shown).
Returning to the dual tuning circuit 30, the inductions L1 and L2 respectively constitute the primary tuning coil and the secondary tuning coil of the dual tuning circuit. The lower ends of the self-inductions L1 and L2 are connected together to a self-induction L5 which can be a small self-induction, the other end of the self-induction.
L5 being grounded. The major part of the coupling between the primary coil L1 and the secondary coil L2 is carried out by the self-induction L5. Usually the coupling
K is such that one obtains a critical coupling that is to say an equation QK = 1, where K is the coupling factor and Q the quality factor for the primary L1 or secondary L2 coils, the same
Q being provided in the primary tuning circuit and in the secondary tuning circuit. As mentioned above, the resistive component of the antenna 10 is reflected at the terminals of the self-induction L1 and .. is approximately proportional to the square of the frequency of
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resonance, i.e. W2.
In this way, the Q on charge of this circuit 31 is substantially proportional to W, which makes it possible to obtain a constant bandwidth. The same law applies to the input resistance of the transistor TR which is reflected at the terminals of the self-induction L2 with a value varying as the square of the resonant frequency, that is to say /, which makes it possible to obtain that the Q in charge of the tuning circuit32 is also substantially proportional to W.
Since, for a critical coupling, it is necessary that QK = 1, and, since Q is proportional to W, K must be inversely proportional to W in order to satisfy the critical coupling equation. The coupling provided by the inductor L5 is on the contrary substantially constant whatever the 'frequency' and there is generally an exaggerated coupling at the high frequency end of the band. To avoid this, a capacitor C5 is connected between the upper ends of the tuned circuits.
31 and # 2, so as to oppose the coupling of the self-induction
L5. The coupling between the tuned circuits 31 and 32 coming from the capacitor C5 alone is in substance proportional to the square of the resonant frequency, that is to say W2 and is opposed to the coupling produced by the self-induction L5.
The value of the self-induction L5 is chosen so that the desired bandwidth is obtained at the lower end of the band, at about 57.5 MHz. We then adjust the value of the capacitor
C5 at the upper end of the band, around 213.5
MHz, so as to reduce the coupling to the desired value, By choosing appropriate values for the self-induction L5 and the capacitor C5, a critical coupling can be obtained both at the upper end and at the lower end. the band.
At the center of the web, a slight over-coupling is obtained, but, as the center of the web is not used in a device
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agree VHF, this is of little importance.
The foregoing description shows that a substantially constant bandwidth is obtained in the entire tuning circuit, the input signals appearing at antenna 10 being transferred, through the circuit, to the transistor.
TR where the signals are amplified and are applied to the broadband stage 60 whose input is connected to the electrode-collector. of the transistor TR. Since the resistive component reflected from the antenna 10 across the tuned circuit 31 is substantially equal to the resistive component reflected from the input impedance of the transistor TR, there is a perfect balance in substance in the circuit. integer, which allows an almost optimum energy transfer as well as a good signal-to-noise ratio.
The use of a double tuning circuit 30 between the antenna 10 and the transistor amplifier 50 makes it possible to subsequently use a wideband stage 60. This can be made so as to reject the signals. frame frequencies', thereby reducing the frame rate noise occurring in the HF transistor. If this noise produced at the image frequency in the HF transistor could reach the mixer it would mix with the desired signal, resulting in a poor signal-to-noise ratio. The rejection of image frequencies in the broadband circuit therefore prevents degradation of the signal-to-noise ratio.
The output of the broadband stage 60 is then applied to the mixer stage 70 so that this output is mixed with the output of the local oscillator (not shown), the output of the stage mixer being applied to subsequent stages of the television receiver. Consequently, the use of a double tuning circuit 30 upstream of the HF transistor allows the cross modulation to be greatly reduced by virtue of a selectivity curve with steeper edges than in the case of. 'a circuit
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simple agreement and, moreover, the excellence of the. selectivity allows a wideband stage to be used at the output of the HF amplifier stage instead of having to resort to a second tuning circuit behind the HF amplifier.
On the other hand, a constant bandwidth is maintained throughout the circuit while maintaining critical coupling as well at the upper end as at the lower end of the VHF band, thanks to the VHF band. use of a self-induction L5 in combination with a capacitor C5 which opposes the coupling produced by the self-induction L5.
The use of a capacitive tuning also has the advantage of no longer having to switch self-inductions of different values for different channels * It should be noted, however, that a double tuning circuit could also be used. with switching of self-inductions in combination with a broadband stage following the HF amplifier stage, in order to obtain better cross-modulation and high energy transfer accompanied by better selectivity .