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ARTICLE 1.-La durée du brevet n 405.498 pour: Récepteur radiophonique. accordé à Hazeltine Corporation pour prendre cours le 3 octobre 1934 ARTICLE 2.-La prolongation est accordée sous condition du paiement, dans le mois de son octroi, de la taxe spéciale prévueà l'article 6 de l'arrêté-loi du 8 juillet 1946 précité.
ARTICLE 3.-Le présent arrêté sera annexé au titre du brevet.-'
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Récepteur radiophonique,
La présente invention concerne la signalisa- tion par ondes porteuses et, plus particulièrement, la réception sans distorsion et sélective de signaux de haute fréquence exempts d'interférence ou de pertur- bations.
La présente invention est particulièrement ap- plicable à la réception de signaux de l'onde porteuse modulés, tels que ceux employés d'ordinaire .:dans la radiodiffusion, dans laqqelle l'onde porteuse à haute
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fréquence est modulée par une fréquence de modulation ou audio-fréquence de façon que les signaux transmis comprennent, outre la fréquence porteuse, encore deux bandes latérales produites par la modulation.
Conformément à la présente invention, la récep- tion sans distorsion et sélective demandée est obtenue en utilisant un appareil qui ne sépare et ne transmet en tout qu'une bande latérale de la fréquence porteuse modulée. Comme il n'y a ici utilisation que d'une seule bande latérale au lieu des deux bandes habituelles, les circuits sélectifs du récepteur ne doivent être dimensionnés que pour la moitié de la largeur de la bande de fréquences qu'il faudrait avoir dans le cas de la réception à deux bandes de fréquences, qui était usuelle jusqu'à présent. Une plus petite lar- geur de la bande séparée permet donc d'éliminer les signaux, indésirables et de réduire l'interférence a un minimum..
Bien que la réception à une bande latérale puisse être utilisée pour d'autres types de récepteurs, il faut noter qu'elle est particulièrement applicable aux récepteurs du type superhétérodyne. Pour cette raison, les détails de la présente description et des planx y annexés se rapportent en première ligne à des récepteurs du type superhétérodyne pour réception à une seule bande latérale.
Un autre avantage offert par la réception à une seule bande latérale consiste dans le fait que l'on peut choisir à volonté l'une ou l'autre des deux bandes latérales normalement transmises par un poste émetteur. Par conséquent, si-des signaux qui inter- fèrent se présentent dans l'une des bandes latérales, il suffit d'un petit réglage de -l'accord pour obtenir
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l'autre bande latérale, qui sera généralement exempte d'interférence. Il sort vraiment de l'ordinaire que les bandes latérales d'un poste émetteur soient toutes deux affectées par des perturbations provenant d'in- terférenae par des ondes d'autres émetteurs.
Conformément à la présente invention; les, cir- cuits sélectifs sont réglés de préférence de façon que la fréquence'porteuse reçue soit située à l'un ou l'au- tre bord de l'étroite bande de modulation qui est admi- se. Ceci veut dire que les circuits sélectifs sont ac- aordés sur la fréquence moyenne de la bande latérale utilisée et non, comme c'était généralement le cas jus- que présent, symétriquement par rapport la fréquence porteuse.
Un autre objet particulier de la présente in- vention consiste dans un système d'admission séléative, par lequel la reproduction audible du récepteur est portée exactement à un maximum lorsque le récepteur est accordé de manière asymétrique de façon que seules l'on- de porteuse et une bande latérale soient reçues unifor- mément. Ceci s'obtient de préférence par coopération d'un réseau filtrant sélectif et d'un volume-contrôle automatique.
Une autre caractéristique de la présente in- vention consiste dans le type de volume-contrôle auto- matique qui est utilisé dans le récepteur en question.
Ce volume-contrôle automatique est ici un contrôle du type dit "à valeur limite ou seuil", dans lequel le contrôle ne commence que lorsqu'est dépassée une in- tensité de signal déterminée et dont le fonctionnement ne dépend pas de la modulation. La puissance de sortie du récepteur est maintenue extraordinairement uniforme à l'aide d'un volume-contrôle automatique dit "inver- sé", qui est associé avec le volume-contrôle automatique
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proprement dit et qui produit la variation finale demandée du potentiel de grille pour le contrôle de l'amplification.
Un autre objet de la présente invention con- siste dans l'emploi d'un n dispositif de silence ", l'aide duquel le récepteur est maintenu inopératif jus- qu'à ce que l'intensité du signal reçue dépasse une va- leur déterminée, en particulier jusqu'à ce que le ré- cepteur soit accordé correctement.
Le volume-contrôle automatique et le disposi- tif de silence susmentionné fonctionnent avec un retar- dement qui peut être comparée la période de la plus basse fréquence audible ou de modulation. Le retardement du dispositif de silence est aussi grand ou plus grand que celui du volume-contrôle automatique.
Les objets ci-dessus et d'autres caractéris- tiques de la présente invention seront encore expli- qués plus amplement par la description détaillée ci- après, en relation avec les plans y annexés.
Sur les plans, les fig. la-lf représentent graphiquement les caractéristiques de sélectivité de radiorécepteurs pour réception à deux bandes latérales ou à une bande latérale.
Les fig. 2a-2d montrent de manière analogue les caractéristiques de sélectivité de récepteurs du type superhétérodyne pour réception à deux bandes la- térales ou à une seule bande latérale.
La fig. 3 est une représentation schémati- que d'un récepteur superhétérodyne pour réception à une bande latérale conformément la présente invention.
La fig. 4 est un schéma de montage d'un récep- teur conforme à la présente invention et correspondant au schéma général suivant fig.3.
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Les fig. 4a-4f montrent des symboles et détails qui sont utilisés dans la représentation schématique suivant fig. 4.
La fig. 5 montre graphiquement les déviations de la fréquence de l'oscillateur local dans le système de la fig.4 par rapport à la fréquence de ltamplifica- teur radio-fréquence.
La fig. 6 montre graphiquement comment la conduc- tance ou la modulation du modulateur varient avec le potentiel de grille dans un récepteur du type superhétérodyne suivant fig. 4.
La fig. 7 montre graphiquement la sélectivité de l'amplificateur moyennne fréquence suivant fig.4.
La fig. 8 montre graphiquement la variation de la puissance de sortie du récepteur en fonction de la posi- tion angulaire du contrôle manuel du volume du son.
La fig. 9 montre graphiquement la courbe de fréquen- ce de l'amplificateur audio-fréquence de la fig. 4 et montre la compensation de l'amplification audio-fré- quence pour la perte d'une partie de la bande latérale dans le récepteur.
La fig. 10 montre la variation de la courbe audio- fréquence lors d'une variation du niveau du volume du son.
La fig. 11 montre le gain relatif ou réponse du filtre moyenne fréquence de la fig. 4, par lequel est produit l'effet d'admission sélective.
La fig. 12 montre la variation du potentiel de grill le pour le contrôle automatique du volume en fonction de la variation de la tension porteuse moyenne fré- quence dans le récepteur suivant fig.4.
La fig. 13 montre le contrôle automatique du volume et la caractéristique de silence de la par-
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Les fig. 14 et 15 montrent l'admission sélective et la caractéristique de silence du récepteur suivant fig.4, qui en dépend.'
Un signal téléphonique à haute fréquence comprend une fréquence porteuse qui est modulée par des fréquences audibles. Cette'modulation ne change pas la composante de fréquence porteuse de l'onde du signal; elle est seulement la cause que deux bandes de fréquences symé- triques, connues comme bandes latérales, sont super- posées à celle-ci.
De deux bandes latérales, la bande inférieure comprend, pour chaque fréquence audible de la modulation, une composante dont la fréquence est égale à la différence de la fréquence porteuse et des fréquences audibles, la bande latérale supérieure com- prenant, pour chaque fréquence audible de la modulation, une composante dont la fréquence est égale à la somme de la fréquence porteuse et des fréquences audibles.
Ordinai- rement, une seule composante de fréquence de la bande la- térale ne peut dépasser la moitié de l'amplitude de l'os- cillation de fréquence porteuse, c'est-à-dire que la somme de deux composantes symétriques de bandes la- . térales ne peut ordinairement dépasser l'amplitude de l'oscillation de fréquence porteuse, car autrement la modulation dépasserait 100%. Chaque bande latérale re- présente individuellement la moitié de la modulation totale du signal et renferme par conséquent un tableau complet de toutes les modulations, bien entendu à une intensité réduite, si on compare celle-ei avec la mo- dulation totale représentée par les bandes latérales.
Comme, dans la réception ordinaire de radio- diffusion, il y a utilisation de la fréquence porteuse et des deux bandes latérales, il faut pour une telle
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réception, un récepteur qui sépare ou laisse passer une bande de fréquences ayant une largeur double de la plus haute fréquence audible se présentant dans le ré- cepteur. Cette grande largeur de bande limite la sélec- tivité du récepteur par rapport à l'interférence de signaux indésirables, même par exemple dans les cas où l'une des deux bandes latérales est absolument exempte de perturbations.
La réception à une bande latérale est un procédé de réception qui n'utilise en tout qu'une des deux bandes latérales, bien que la fréquence porteuse et le bord intérieur (qui correspond aux basses fréquences audibles) de l'autre bande latérale puissent être aussi utilisés avec avantage. Pour un signal donné quelconque, ce mode de réception ne requiert qu'un récepteur qui sépare et laisse passer une bande de fréquences d'une largeur qui n'a besoin que d'être égale à la plus haute fréquence audible se présentant dans le récepteur.
Il en résulte qu'un récepteur pour réception à une bande latérale peut, en comparaison avec un récepteur pour réception à deux bandes latérales, avoir une forte amé- lioration au point de vue de la sélectivité, et ce per- fectionnement n'est accompagné d'aucune perte de fré- quences audibles ou de fréquences de modulation deman- dées.
Avant de décrire avec tous détails le fonction- nement d'un récepteur pour réception à une bande laté- rale conforme à la présente invention, il sera donné ci-après une courte description d'un récepteur pour réception à deux bandes latérales et d'un récepteur simple pour réception à une seule bande latérale.
Cette courte description fera mieux comprendre la présen. te invention.
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Le fonctionnement général et les relations dans de tels récepteurs sont décrits en se référant aux fig. 1 et 2 qui utilisent les symboles suivants : fa = une fréquence audible de modulation; fb = la plus haute fréquence audible de mo- dulation requise = la largeur d'une bande latérale; fc = une fréquence porteuse en général; fs = une fréquence de signal radiophonique en général; fso= la fréquence d'accord nominale indiquée sur le cadran du récepteur = la fréquence moyenne de la bande de fréquences du si- gnal déterminée par tous les dispositifs de sélection du récepteur; fse- la fréquence porteuse du signal; fsa'= fsc-fa = une basse fréquence latérale, une composante de la bande laté- rale inférieure; fsa"= fsc+fa = une haute fréquence latérale, une composante de la bande la- térale supérieure ;
fsb' = fsc-fb= la limite inférieure de la banda latérale inférieure; fsb" = fsc+fb= la limite supérieure de la bandé latérale supérieure.
La fig. 1 montre un nombre de représentations graphiques sur lesquelles la fréquence est portée le long de l'axe horizontal. Les ordonnées représentent, dans le cas de la fig. la., l'intensité relative de ces fréquences; dans le cas des fig. Ib à et y compris If, le gain relatif ou réponse. Sur la fige la, la courbe 10
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représente l'onde porteuse et la gamme de fréquences de courants téléphoniques audio-fréquence, la courbe 11 montrant l'onde porteuse et le spectre de bande latéra- le d'une onde de signal radio-fréquence modulée par ces courants audio-fréquence.
La fig, 1b montre la caractéristique de sélec- tion d'un récepteur ordinaire pour réception à deux ban- des latérales. La courbe 12 mohtre la caractéristique de tous les circuits sélectifs combinés. Cette caracté- ristique est uniforme sur les deux bandes latérales et tombe brusquement aux fréquences extrêmes de chacune des bandes latérales. La courbe 13 montre la caractéristique de réponse du récepteur aux modulations d'audio-fréquence, cette caractéristique étant déterminée par les deux par- ties symétriques de la courbe 12 de chacun des cotés de la fréquence porteuse fsc, qui correspondent aux bandes latérales.
Ces courbes permettent de voir qu'un réeep- teur pour réception à deux bandes latérales ayant les caractéristiques de sélection décrites, fournit une trans- mission uniforme de l'audio-modulation dans la gamme de fréquences audibles demandée.
Sur la fig. 1c, les courbes 15 et 14 représen- tent les caractéristiques de sélection pour des fré- quences de signal et des fréquences audibles d'un récep- teur pour réception à deux bandes latérales qui est trop sélectif. La courbe 14 n'a, dans l'échelle des fréquen- ces, que la moitié de la largeur de la courbe 12, de sorte que la moitié extérieure de chaque bande latérale est coupée. La courbe 15 montre l'effet sur les fréquen- ces audibles, à savoir le préjudice portéaux hautes fré- quences audibles.
La fig. ld montre les caractéristiques de séleo- tion d'un récepteur pour réception à une bande latérale conformément à la présente invention. La courbe 16
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est la même que la courbe 14, mais elle est déplacée, dans la direction des basses fréquences, d'une valeur qui est approximativement égale à la moitié de la lar- geur d'une bande latérale. Ceci est obtenu en réglant les circuits sélectifs du signal en dehors du point central (par.rapport à la fréquence porteuse du signal fsc) de façon à comprendre toute la bande latérale inférieure, mais à exclure la plus grande partie de la bande latérale supérieure.
La courbe 17 montre l'effet.
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résultant sur liaudio-fréquerice, à savoir que le iéaep# , teur reproduit plus ou moins fidèlement toutes les dif- férences audibles requises. La basse modulation audio-- ' fréquence correspond aux fréquences latérales qui sont très proches de la fréquence porteuse, où le récepteur répond à des fréquences des deux cotés de la fréquence porteuse, tandis que les hautes fréquences audibles cor- respondent aux fréquences latérales extérieures, où le récepteur ne répond qu'à un côté de l'onde porteuse. La transmission des hautes fréquencès audibles est par con- séquent réduite à la moitié de la valeur qui existerait dans le cas de réception à deux bandes latérales.
Ce dé- fieit des hautes fréquences audibles peut cependant être aisément compensé en doublant l'amplification de l'amplificateur audio-fréquence aux hautes fréquences audibles. La caractéristique de transmission uniforme qui en résulte est représentée par la courbe 18.
La fig.le est semblable à la fig. ld, mais la courbe 19 montre l'accord en dehors du point central (par rapport à la fréquence porteuse du signal) dans la direction opposée à celle montrée sur la fig. 1d, de sorte que c'est la bande supérieure.qui est admise au lieu de la bande inférieure. La caractéristique d'audio- fréquence qui en résulte est montrée par les courbes 17 et 18 et est la même que celle qui a été montrée dans
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le cas représenté sur la fig. 1d,
La fig. lf montre un procédé pour obtenir une transmission uniforme dans un récepteur pour récep- tion à une seule bande latérale, sans mesure de com- pensation dans l'amplificateur audio-fréquence.
Une comparaison de la fig. ld avec la courbe 20 montre que cette dernière n'est pas aussi large que la cour- be 16, bien que le désaccord par rapport à la fréquen- ce porteuse fac soit exactement aussi grand; le ré- cepteur a seulement la moitié de sensibilité à l'onde de fréquence porteuse et aux fréquences latérales immédiatement adjacentes que dans le cas de la fig.ld.
Pour une fréquence audible de modulation quelconque., la reproduction totale de toutes les fréquences laté- rales est la même que celle montrée par la courbe 21.
Le fonctionnement de la réception à deux bandes latérales et a une seule bande latérale dans les récep- teurs du type superhétérodyne sera expliqué à l'appui de la fig.2. Dans ce but seront employées les désigna- tions additionnelles indiquées ci-après, tout en suppo- santque l'oscillateur superhétérodyne fournit une fréquence qui est plus grande que la fréquence porteuse reçue, mais plus petite que la double fréquence du signal. fi = une moyenne fréquence en général;
fio= la moyenne fréquence nominale = la fréquen-' ce moyenne de la bande moyenne fréquence déterminée par les filtres moyenne fréquence. fo= fso+fio = la fréquence de l'oscillateur fic=fo-fsc = la fréquence porteuse moyenne
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fia'=fo-fsa'= fic'fa. fia" = Ò-tsa 0 = fie-fa. f tb' ' f o"f sb f i cf b . fib"=f@
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Les courbes de la fig.2 sont désignées de la même manière que celles de la fig.l; la fréquen- ce est portée sur l'axe horizontale tandis que les ordonnées des fig. 2a et 2c représentent des intensi- tés de fréquences relatives et que les ordonnées des fig. 2b et 2d représentent le gain relatif ou réponse
Les courbes qui sont les mêmes que celles de la fig.1 portent les mêmes numéros.
Les fig.2a et 2b correspondent aux fig.la et 1b et montrent le fonctionnement général et les caractéristiques du récepteur superhétérodyne ordinai- re pour réception à deux bandes latérales. La fré- quence de l'oscillateur fo est accordée, au-dessus de la fréquence porteuse du signal fso, par la valeur de la fréquence moyenne nominale fio. La fréquence de l'oscillateur est représentée par la ligne 22, qui correspond à une indication fso du cadran¯du récepteur, qui est égale à la fréquence porteuse du signal fsc.
Les fréquences du signal et de l'oscillateur sont com- binées dans l'oscillateur superhétérodyne pour produire les composantes de fréquence de différence qui sont re- présentées par la courbe 23, l'onde porteuse transformée ayant sa fréquence fic égale à la fréquence nominale moyenne fio. Il faut noter que les bandes latérales in- férieure et supérieure sont interchangées dans le procé- dé de transformation du signal en moyenne fréquence. Ce- ci se produit parce que la bande latérale supérieure du signal est plus proche de la fréquence de l'oscillateur et qu'elle produit, par conséquent, de plus basses fré- quences de différence.
La courbe 24 de la fig. 2b, qui est symétrique par rapport à la fréquence nominale moyenne fic, montre que les circuits sélectifs moyenne fréquence fonctionnent de manière uniforme sur une bande de fréquences qui
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comprend les deux bandes 9+r - --
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La courbe 12 de la fig. 2b montre la caractéristi- que de--transmission des circuits sélectifs de fré- quence du modulateur et moyenne fréquence, et elle considère le fait que cette dernière fréquence doit être transformée en moyenne fréquence dans le modu- lateur. La dépendance audio-fréquence qui en résul- te et qui est représentée par la courbe 13, est la même que dans le cas de la fig. lb.
Les fig. 2c et 2d montrent le fonctionnement et les caractéristiques d'un récepteur superhétérodyne pour réception à une bande latérale. La fig.2d cor- respond à la fig. 1d. La fréquence de l'oscillateur est, dans ce cas, accordée plus bas que dans le cas de la réception à deux bandes latérales selon fig.
2a et fig.2b, à savoir d'une valeur égale à la moi- tié de la plus haute fréquence audible demandée. La fréquence de l'oscillateur est, dans ce cas, repré- sentée par la ligne 25 et correspond à l'indication fso du cadran, qui est également plus basse que la fréquence porteuse du signal fsc. Les fréquences du signal et de l'oscillateur sont combinées pour pro- duite les composantes de fréquence de différence re- présentées par la courbe 26. La fréquence porteuse transformée fic est plus basse que dans le cas de la fig.2a et de la fig. 2b, à savoir de la moitié de la fréquence fb, et également plus basse que la fré- quence fic.
La courbe 27 de la fig.,2d montre que les cir- cuits sélectifs moyenne fréquence fonctionnent de manière uniforme sur une bande de fréquences qui ne comprend qu'une des deux bandes latérales, la courbe 27 n'ayant, dans l'échelle des fréquences, que la moitié de la largeur de la courbe 24, La courbe 27
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est syntétrioue tiar renn^"4- x ,^ ,-,
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dans le cas de réception à deux bandes latérales montré sur la fig. 2b, mais elle ne comprend qu'une seule bande latérale par un autre accord correspondant du récepteur. Sur la fig. 2d, la courbe 16 montre la caractéristique des circuits sélectifs de modulateur et de-moyenne fréquence du signal.
La caractéristique de transmission audio-fréquence qui en résulte et qui est représentée par la courbe 17 (ou!18, lorsqu'on emploie la compensation audio-fréquence) est la même que dans le cas de la fig.ld.
La fig. 2 montre exactement. comment un récepteur superhétérodyne fonctionne pour donner les caractéris- tiques de réception à deux bandes latérales et à une seule bande latérale respectivement des fig. lb et ld.
Cette description montre comment on doit projeter et faire fonctionner un récepteur superhétérodyne avec les caractéristiques des fig. le, le ou lf.
Pour les récepteurs du type superhétérodyne, on tiendra compte des considérations suivantes: (1) La fréquence porteuse du signal fsc est réglée de manière fixe à l'émetteur et ne peut être pas variés par accord du récepteur; (2) La moyenne fréquence nominale fio est préala- blement déterminée par la formation des circuits sélec- tifs moyenne fréquence et ne peut pas être variée par le dispositif d'accord du récepteur. La largeur de la bande des circuits sélectifs moyenne fréquence, qui est montrée par les courbes 24 ou 27, est également déterminée au préalable.
(3) La fréquence d'accordnominale fso, qui est indiquée sur l'échelle, peut être variée à volonté.
La fonction principale du dispositif d'accord réside dans la variation de la fréquence d'oscillateur Fo, qui est normalement égale à fso + fio. L'effet directe d'une
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w . 1 i t ¯ ¯ ¯ t , v .. ¯
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rréquence rie par rapport a la moyenne fréquence nomi- nale fic. L'effet indirecte de la variation de l'oseil- lateur est de varier la position de la courbe 12 ou 16 des fig. 2b ou 2d, qui est déterminée par l'oscillateur et les circuits sélectifs moyenne fréquence et qui est symétrique par rapport à fso, à la condition que la fréquence de l'oscillateur fo soit toujours égale à fso + fio.
(4) Le récepteur superhétérodyne peut, pour la plupartdes buts, être considéré comme un simple ré- cepteur, à la condition que la fréquence de l'oscilla- teur soit toujours égale à fso + fo.
Circuits et fonctionnement général.
La fig. 3 est un schéma génétal qui montre la du disposition/récepteur superhétérodyne pour réception à une seule bande latérale conformément à la présente invention. La voie de transmission dessignaux de l'an- tenne au haut-parleur est largement formée de la manié- re habituelle. Il est prévu une antenne 30 et la masse 31 pour capter les signaux, qui sont alors fournis de la manière habituelle à un amplificateur radio-fréquence 32. Sont aussi prévus: un oscillateur local et modula- teur 33, les amplificateurs moyenne fréquence 34 'et 36, entre lesquels est inséré un dispositif de contrôle du volume 35, un redresseur à diode 37, un amplificateur audio-fréquence 38 et le haut-parleur 39.
En ce qui concerne cette voie principale du si- gnal, il faut noter que les signaux de radio-fréquence sont reçus de la manière habituelle par l'antenne 30 et séparés et amplifiés a la fréquence du signal dans l'amplificateur radio-fréquence 32 qui peut, pour la radiodiffusion, être accordé sur une gamme de fréquences
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et modulateur 33 transforme la fréquence du signal en une fréquence porteuse moyenne de la manière générale- ment connue. La moyenne fréquence est l'une de deux fréquences, selon la bande latérale choisie des deux bandes latérales. Ces deux moyennes fréquences alter- natives différent donc de la largeur d'une bande laté- rale, c'est-à-dire d'environ 4 kilocycles. Ces fréquen- ces peuvent être utilement de 110 à 114 kilocycles, se- lon la bande latérale utilisée.
Le signal est, en outre, amplifié dans l'amplificateur moyenne fréquence, où il y a sélection de l'onde porteuse et d'une bande latérale, la largeur de bande admise par cet amplificateur étant, pour les moyennes fréquences susmentionnées, 110-114 kilocycles. Le niveau du volume est réglé par le con- trôle de niveau 35, qui est inséré entre les deux ampli- ficateurs moyenne fréquence 34 et 36.
Le redresseur à diode 37 fournit, de l'onde por- teuse et d'une bande latérale moyenne fréquence, les fréquences audibles de modulation, qui sont alors ampli- fiées de la manière habituelle par l'amplificateur audio-fréquence 38, d'où elles sont transmises au haut- parleur 39.
Pour maintenir essentiellement constante la puissance de sortie du récepteur, même;: en cas de grandes variations de l'intensité du signal reçue, il est prévu un volume-contrôle automatique qui comprend les connexions 40 des bornes de sortie de l'amplifica- teur moyenne fréquence 34 jusqu'aux éléments indiqués ci-après, qui sont connectés en série: Un filtre moyenne fréquence 41, un amplificateur moyenne fréquence 42, un redresseur à diode 43 et un " dispositif de contrôle à diode dit à valeur limite " 44.
Ci-après la descrip- tion du fonctionnement du filtre moyenne fréquence 41 et du dispositif à diode 44:
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Par la volume-contrôle automatique est fournie au dispositif à diode 44 une tension continue qui varie avec l'intensité du signal reçue. Cette tension conti- nue est fournie aux dispositifs de contrôle des amplifi cateurs 32 et 34 et du modulateur 33, par la connexion de potentiel de grille pour le volume-contrôle automati que 45.
Pour éviter une variation du potentiel de grill normal sur une large bande de fréquence de signaux reçu il est prévu une connexion 46 de l'amplificateur moyenn< fréquence 34 de la voie principale de transmission jusqt à un élément de contrôle de l'amplificateur moyenne frée quence 42 dans le dispositif de contrôle automatique du volume. Le fonctionnement et l'action de ce potentiel de grille normal inversé seront décrits plus amplement dans la suite.
Il est prévu aussi un dispositif dit " de silence ; qui fonctionne@ en passant également par les connexions 40. Ce dispositif de silence comprend, en série, un re- dresseur à diode 47 et un amplificateur courant continu 48, dans lequel est produit un potentiel de grille de cou rant continu qui est fourni à un élément de contrôle de l'amplificateur moyenne fréquence 36, pour maintenir ce dernier inopératif jusqu'à ce que l'intensité du signal dépasse, aux connexions 40, une valeur préalablement dé- terminée. Cet état inopératif de l'amplificateur 36 lors de signaux faibles peut être obtenu en employant un haut potentiel de grille négatif dans l'élément de contrôle.
Lorsque l'intensité du signal augmente, le potentiel de grille de silence de l'élément de contrôle diminue et permet un fonctionnement normal. Il est aussi prévu, as- socié au dispositif de silence, un indicateur visuel d'accord 50, qui est raccordée à la sortie de ltamplifi- cateur 48. Cet indicateur d'accord fournit à l'usager
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la possibilité de constater rapidement la position exacte du dispositif d'accord.
Conformément à la présente invention est créée aussi une " admission sélective ". Ceci est obtenu par l'effet du filtre moyenne fréquence 41 du système de contrôle automatique du volume et complété par la coopération du dispositif de silence. Le filtre 41 comprend un nombre de circuits sélectifs qui sont pro- portionnés de façon que le niveau du volume-contrôle automatique dans le conducteur 54 est particulièrement affaibli lorsque le récepteur est accordé de telle façon que la moyenne fréquence se trouve exactement l'un ou l'autre bord de la bande de fréquences trans- mise par l'amplificateur moyenne fréquence, donc dans le cas présent 110 ou 114 kilocycles.
A ces points d'accord, qui représentent l'accord exact du récepteur, la tension de la moyenne fréquence porteuse qui se présente aux connexions 40 est maintenue à un niveau beaucoup plus élevé que dans le cas de tout autre point d'accord.
Cela veut dire, si le récepteur est réglé sur l'un ou l'autre des points d'accord exacts, la puissance de sortie de l'amplificateur 34 augmente brusquement et fait ainsi en sorte que le signal dépasse, aux connexions 40, la valeur-limite au-dessus de laquelle l'effet de silence cesse. A ces points d'accord exacts, l'indica- teur optique donne brusquement une indication maximum, pour montrer l'accord exact.
La fig. 4 est une représentation détaillée d'un récepteur pour réception à une seule bande laté- rale conforme à la présente invention et correspondant au schéma général suivant fig.3. Les rectangles repré- sentés sur la fig. 3 sont indiqués par des lignes poin- tillées et numérotés de la même manière sur la fig.4.
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Avant de passer à la description détaillée de la fig. 4, expliquons quelques-unes des désignations et quel- ques-uns des symboles qui y figurent. Les plus importanis de ces symboles sont représentés.=sur les fig. 4a à 4f.
Le tube 118 est une triode ayant une cathode 131, une grille de contrôle 122, qui est habituellement négative par rapport à la cathode, et Une plaque 123, qui est habituellement positive par rapport à la cathode. Le tube 119 est le symbole utilisé pour une double diode-triode, dans laquelle les éléments de triode sont : cathode la la grille de contrôle 122 et la plaque 123, tandis que les plaques 124 et 124' sont des plaques de diode. Le tube 120 est le symbole utilisé pour une pentode ayant une cathode 121, une grille de contrôle 122, un écran 125, qui a habituellement un potentiel positif par rap- port à la cathode, une grille de suppression 126, qui est habituellement connectée à la cathode, et une pla- que 123.
Le symbole d'un condensateur d'accord variable qui est varié pendant qu'on accorde le récepteur, est montré par 127, tandis que 128 est le symbole pour un condensateur réglable(mais généralement réglé au préala- ble). La pile 129 représente une source de tension con- tinue dont le côté positif est désigné de la manière ha- bituelle par un long trait.
Bien que des piles comme 129 soient montrées à plusieurs places sur la fig.4, il est bien entendu que celles-ci représentent une source quelconque de tension continue et que la même source peut être utilisée simul- tanément à plusieurs ou à de nombreuses places où le symbole 129 est indiqué. Il faut également noter que la double diode-triode 119 est un tube à usagesmultiples, c'est-à-dire que les éléments de triode peuvent être utilisés dans une partie du système et que chacun des éléments de diode peut-trouver utilisation dans des par-
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ties différentes. Mais lorsqu'un tube comme le tube 119 est utilisé, il est montré, à chaque position de la fig. 4, où les divers éléments sont utilisés.
Sur la fig. 4, l'amplificateur radio-fréquen- ce 32 comprend une p@ntode 51, qui est couplée de manie - re convenable à l'antenne 30. Sont connectés avec cela trois circuits sélectifs qui sont accordables en même temps; deux d'entre eux, désignés par 64 et 65, sont disposés avant l'amplificateur; l'autre, désigné par 66, est situé entre l'amplificateur et la modulation 52.
Le dispositif oscillateur-modulateur 33 comprend le tube oscillateur local 53 et le tube modu- lateur 52. La disposition générale de cette partie du système est d'usage en technique; il n'est donc pas besoin d'en donner une description détaillée à cette place. Des caractéristiques particulières seront dé- crites dans la suite.
La sortie du modulateur est l'entrée de l'amplificateur moyenne fréquence 34, qui comprend deux amplificatrices 54 et 55 et les trois systèmes de cou- plage moyenne fréquence 160,161 et 162, qui-,se trouvent avant, entre et derrière les amplificatrices.
Le dispositif de contrôle du volume 35 comprend une bobine mobile 80 dans le circuit d'entrée de l'étage d'amplification moyenne fréquence 36 qui suit. La bobine 80 est couplée à la bobine 78 du sys- tème de couplage 161 et elle est, de préférence, coaxi- ale avec celle-ci. Pour cette raison, l'intensité du signal fournie au tube 56 de l'étage 36 peut être va- riée à volonté par mouvement axial de la bobine 80.
Les signaux sont redressés dans la partie diode de la double diode-triode 57' dans l'étage 37.
Une seule des diodes est employée pour la détection
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ri,., 4",,' "--LL- - 1 - -. 1 - -
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et d'une des plaques de diode 164. Les éléments de triode de ce tube sont utilisés comme première par- tie de l'amplificateur audio-fréquence 38. Pour illusti tion, par conséquent, le tube 57' est représenté de nouveau dans l'amplificateur 38, où il est désigné com- me tube 57. Cette deuxième représentation du même élément physique est admissible et utile parce que, pour autant qu'elle concerne le fonctionnement du montage, elle agit comme deux tubes séparés et distinct; Le courant redressé traverse une résistance 165, dont la tension redressée est imprimée sur la grille de contrôle de l'amplificateur audio-fréquence 57, par le conducteur 166.
La plaque de l'amplificateur 57 est couplée au deuxième amplificateur audio-fréquence 58, par un système de résistances et de réac- tances dans lequel se trouvent la résistance 84 et le condensateur 85. Le but de ces deux derniers éléments est d'obtenir une compensation audio-fréquence convenable, ainsi que cela sera décrit de manière plus détaillée dans- la suite. Les signaux audio-fréquence sont ensuite amplifiés dans l'amplificateur à deux lampes équilibrées (du type push-pull) qui comprend les tubes 59 et 159.
De là ils sont conduits au haut-parleur 39.
Relations dans le cas de réception à une seule bande latérale.
Comme il est tout particulièrement important que le récepteur sépare une bande de fréquences ayant une largeur à peu près égale la plus haute fréquence audible de modulation demandée, cette sélection est obtenue par les systèmes de couplage moyenne fréquence de l'amplificateur moyenne fréquence 34 qui sont accordés de manière fixe..Les systèmes de couplage 160, 161 et
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cordé, qui a des circuits primaire et secondaire syntonisés qui sont réglés tous deux sur la moyenne fréquence. Le couplage est proportionné de préféren- ce de façon à avoir approximativement la valeur " op- timum " pour fournir une caractéristique de transmis- sion uniforme sur une bande de fréquences correspon- dant à la largeur d'une bande latérale.
Dans le récep:- teur particulier décrit ici, la bande séparée par le système de sélection moyenne fréquence est de 110 à 114 kilocycles. La caractéristique de sélectivité qui en résulte est représentée par la courbe 134 de la fig. 7, qui a un cours plat qui ne varie pas de plus de deux décibels sur une largeur de bande de 4 kilocycles et qui est symétrique par rapport à la fréquence fio = 112 kilocycles. Les circuits sélec- tifs du signal de l'amplificateur radio-fréquence 32 ne peuvent pas être accordés avec autant de pré cision que les systèmes de couplage moyenne fréquen- ce. Ils sont donc accordés plus largement.
Pour cet- te raison,la sélection est obtenue principalement dans l'amplificateur moyenne fréquence, comme montré sur la courbe de la fig. 7. La caractéristique de transmission de l'amplificateur radio-fréquence ne peut et ne devrait pas varier de plus d'l décibel, environ sur la largeur de la bande latérale radio- fréquence correspondante. Elle est, pour cette raison, proportionnée de façon à admettre une bande environ deux fois aussi large.
.A la partie supérieure de la fig. 7 se trouve, représentée par 26, la gamme de fréquences du signal désiré. L'onde porteuse et les deux bandes latérales sont caractérisées par les indications fio., fib' et fib". Sont, en outre, représentées sur cette figure :
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1 onde porteuse et les deux bandes latérales 135 et 136 de deux autres émetteurs radiophoniques voisins.
La courbe 134 montre que le récepteur est accordé de façon que l'amplificateur moyenne fréquence trans- met la bande latérale moyenne fréquence supérieure (la bande latérale radio-fréquence inférieure). Pour le présent exemple, il est supposé que l'intensité du signal 135 est plus forte que celle du signal 136, mais le récepteur est représenté de façon qu'il est ac- cordé sur la bande latérale qui est la plus éloignée du signal qui a la plus forte intensité. L'onde por- teuse moyenne fréquence du signal 135 est vingt déci bels plus faible que celle du signal 136, et la plus proche fréquence de bande latérale du signal 135 est trente décibels plus faible que la plus proche fréquen- ce de bande latérale du signal 136.
Les deux signaux voisins sont beaucoup plus affaiblis qu'ils le se- raient si la courbe 134 était doublée en largeur, comme cela est nécessaire pour la réception à deux bandes latérales, et il est montré comment le récep- teur peut être accordé pour se trouver le plus loin possible du plus fort des deux signaux voisins.
Chacun des transformateurs moyenne fréquen- ce 160,161 et 162 est pourvu de deux anneaux de fil 74 et 74', qui sont fermés et disposés de manière coaxiale. Ils se trouvent sur le coté de chaque bobine de transformateur qui est éloigné de l'autre bobine de transformateur. Ces deux bobines fermées sont couplées de manière modérée à la bobine de trans- formateur correspondante; elles se trouvent de pré- férence sous un écfan cylindrique coaxial et servent à augmenter la largeur de la courbe 134 jusqu'à la valeur requise. L'effet recherché peut être obtenu en variant la position de l'anneau fermé ou en chan-
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on peut trouver une grosseur qui produit l'effet questions le plus grand.
Deux des plus importantes/qui se posent lors d'emploi de ce récepteur sont: (1) amener l'usager à accorder le récepteur de façon que la fréquence por- teuse moyenne soit située à un bord de la bande de fré- quences, séparée, ainsi que montré sur la fig. 7, et] (2) compenser la perte de presque toute une bande la- térale.
La première de ces questions est résolue par un dis- positif d'admission sélective qui affaiblit fortement ou supprime entièrement la réponde du récepteur lorsque l'accord n'est pas précis. Ce dispositif, qui a déjà été mentionné plus haut et qui est décrit plus loin en détail, est nécessaire ou au moins désirable parce que .le son du haut parleur est rude et désagréable lorsque la fréquence porteuse est accordée trop loin du bord de la bande latérale transmise.
La deuxième de ces questions est résolue par l'em- ploi de la résistance 84 et du condensateur 85 dans l'amplificateur audio-fréquence 38. Sur la fig. 9, qui montre le gain relatif ou réponse en fonction de ltaudio- fréquence, la courbe 140 montre la perte audio-fréquence qui est causé par le fait que la plus grande partie d'une des handes latérales a été coupée. Cette perte est indiquée par environ 3 décibels 1 1 kilocycle et 6 décibels à 4 kilocycles dans le cas du récepteur dont il est question ici. Conformément à cela, les élé- ments 84 et 85 sont proportionnés pour obtenir un gain relatif audio-fréquence qui varie essentiellement, comme montré par la courbe 141.
Cette dernière varia- tion est complémentaire à celle de la courbe 140, de sorte que la caractéristique audio-fréquence obtenue est uniforme partout, comme montré par la courbe 142.
Contrôle automatique du volume.
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ce exige que la sortie de l'amplificateur moyenne fréquence 34 soit maintenue constante à une valeur préalablement déterminée, qui est essentiellement indépendante de l'intensité du signal reçue et du degré de modulation. Pour autant qu'on le sait., ces deux conditions n'avaient jamais été remplies par les dispositifs habituels de contrôle automatique du volume. Le nouveau type de contr8le automatique du volume qui est utilisé dans le récepteur faisant l'objet de la présente description, remplit les con- ditions précitées. La disposition et le fonctionne- ment de ce système seront décrite à l'appui des fig.3, 4,12 et 13.
Afin de maintenir constante la puissan- ce de sortie de l'amplificateur 34 à la bobine 78 de la fig.4, la bobine 79 est couplée à la bobine 78 et reliée, par la connection 40', au filtre moyenne fréquence 41. De la, la tension est amplifiée dans les amplificatrices moyenne fréquence 60 et 61 et redressée dans le tube redresseur 63'. Les disposi- tifs de couplage 98 et 99, qui couplent en série ces trois tubes, sont accordés chacun sur une large bande qui est symétrique par rapport à la fréquence moyenne de la bande moyenne fréquence; 112 kilocycles dans ce cas.
Le redresseur 63' est désigné comme partie pour de la double diode-triode, mais/le redre-ssement on n'emploie que la partie diode avec la cathode 170 et la plaque 171. La plaque de diode restante 172 est reliée à la cathode, de sorte qu'elle est inopérative; la grille 173 et la plaque 174 sont utilisées comme éléments de l'amplificateur triode 63, qui est associé.avec l'indication optique dans le dispositif de silence, comme décrit plus loin.
Un circuit-pont est associé avec le redres- seur à diode 63'; il est formé par les résistances
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104 et 105 en série transversalement aux sources de ten- -sion continue 101, 102 et 103, le point 157 entre ces résistances étant connecté à l'extrémité inférieure de la bobine secondaire du dispositif de couplage 99 et l'extrémité inférieure de la résistance 105 étant connec- tée à la plaque de diode 175 de l'autre diode 62", qui est désignée diode à valeur limite". Le point entre les sources de tension 102 et 103 est relié à la cathode 170.
La diode 62" est,au point de vue physique, égale au tube 63', c'est-à-dire qu'elle cpmprend aussi une triode ayant une grille de contrôle 176 et une.plaque 177.
Ces éléments de triode sont utilisés dans l'amplificateur triode 62 du dispositif de silence qui sera décrit plus 1 loin. Bien que les sources de tension,8 101 et 102 de la section de redresseur à diode 43 soient représentées comme connectées directement en série sans qu'il y ait entre elles un autre élément, il existe cependant réel- lement une connection du point entre ces deux sources de tension jusqu'à la plaque 177 de la triode 62 (V. milieu du plan).
Chacune des diodes 62" et 63" a, lorsque sa plaque est positive par rapport à la cathode, une résistance intérieure qui est beaucoup plus basse que la valeur de chacune des résistances 104 ou 105. Pour cette raison la plaque de diode 175 ou le point 107 est réellement en connexion avec la cathode 178 ou la terre aussi long- temps que la connexion 157 a une tension positive par rapport à la masse. En l'absence du signal, le point 157 est maintenu à une tension positive par les sources de tension 101, 102 et 103, et le courant résultant passe par les résistances 104 et 105 ainsi que la diode 62".
Ces résistances et sources de tension sont proportionnées de façon que la tension du circuit ouvert à la jonction
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157 est pratiquement la même que celle à la jonction des sources de tension 102 et 103. Par conséquent,la connexion de la cathode 170 et de la plaque 171 de la diode 63' entre ces deux points du pont ne produit que peu d'effet ou même pas du tout, en cas d'absence de signal, parce que, dans ce cas, il ne passe que peu de courant ou même pas du tout de courant par cette diode.
Lorsqu'une tension moyenne fréquence est imprimée sur la diode 63' par le dispositif de couplage 99, il y a production de courant redressé qui passe par les ponts et se distribue sur les résistances 104 et 105, augmen- tant le courant dans la première de ces résistances et le diminuant dans la deuxième et dans la diode 63". Une tension redressée est donc superposée à la tension d'en- trée au point de jonction 157, et cette tension redres- sée a une valeur moyenne qui est égale à la valeur qua- dratique moyenne de la tension moyenne fréquence qui est imprimée sur cette diode. Ceci constitue une forme de redressement linéaire, et la tension redressée est une répétition sans distorsion de la courbe d'enveloppe moyen- ne fréquence.
Pour obtenir ce résultat, le condensateur 100, qui se trouve entre la cathode 170 et le point de jonction 157, est si petit que son courant de char- ge est négligeable pour les fréquences audibles, tandis que le condensateur 106, qui se trouve entre lepoint de jonction 107 et la terre,est si grand que sa résis- tance audio-fréquence est beaucoup plus petite que celle de la résistance 105. Pour cette raison, la tension audio-fréquence au point 107 est. négligeable-en tout
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temps, sans égard'à, 1'impédanèe de la diode 62".
La fig. 12 est une représentation graphique dans laquelle la tension redressée est portée en fonction de la tension de l'onde porteuse moyenne fréquence. Elle montre les rapports approximatifs dans le redresseur et
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de la tension d'onde porteuse moyenne fréquence qui est imprimée sur la diode 63'. La ligne droite 148 montre la tension moyenne au point de jonction 157 par rapport à la terre. Cette tension varie dans le sens négatif en proportion de la tension de l'onde porteuse qui est appliquée..11 faut noter que la tension totale des sour- ces 101, 102 et 103 est de 90 volts; les sources 101 et 102 ont ensemble une tension de 30 volts, et la tension d de la source 103 est de 60 volts.
En l'absence 'un si- gnal moyenne fréquence, la tension au point 157 par rapport à la terre est de + 30 volts, comme indiqué par l'extrémité supérieure de la courbe 148. Lorsqu'une ten- sion moyenne fréquence d'une intensité quelconque est appliquée au redresseur, la valeur 147 indique la ten- sion à la résistance 104, et la valeur 148 indique la tension à la résistance 105. Si l'intensité du signal monte jusqu'à un point où les tensions du point de jonc- tion deviennent négatives, le courant dans la diode 62" est réduit à zéro et la tension moyenne du point 107 devient alors égale à la tension moyenne au point 157.
La tension du point 107 par rapport à la terre est in- diquée par la valeur 149. Dans l'exemple considéré,elle est représentée de telle sorte que, en partant de zé- ro, elle augmente dans un sens négatif, lorsque la ten- sion d'onde porteuse moyenne fréquence dépasse 30 volts.
La tension du point 107 est appliquée, par le conducte 45, aux grilles de contrôle des tubes d'amplification moyenne fréquence 45 et 55 et, par la connexion 451, à la grille de contrôle du modulateur 52 et de l'ampli- ficateur radio-fréquence 51. L'effet d'un tel contrôle automatique du volume afin de contrôler la puissance de sortie d'amplificateurs et de modulateurs est bien connu en technique et ne requiert pas de plus amples explications-à cette place. Il suffit de constater que
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augmente au delà d'une valeur déterminée; elle main- tient ainsi pratiquement uniforme le niveau de sortie.
Une influence sur le contrôle automatique du volume par des variations du degré de modulation des signaux reçus est évitée de la manière suivante: La tension redressée au point 157 est une répétition sans distorsion de la courbe d'enveloppe de modulation moyenne fréquence. Par conséquent, la tension redres- sée moyenne est égale à la tension de l'onde porteuse moyenne fréquence redressée pour chaque degré de modu- lation jusqu'à 100%. Comme les composantes de fréquen- ces de modulation sont, dans le redressement, filtrées par le condensateur 106, le réglage du contrôle auto- matique du volume et l'effet de la diode 62" dépendent uniquement de la tension d'onde porteuse moyenne fré- quence.
Ce type de contrôle du volume à valeur seuil utilisant une diode à valeur seuil 6211 dans laquelle il n'y a aucune influence sur le contrôle du volume avant que la tension de l'onde porteuse ne dépasse une valeur déterminée, est un excellent procédé pour obtenir ce résultat. Cet avantage, en plus de l'absen- ce d'influence de modulation, n'est obtenu dans aucun autre procédé connu.
Dans le récepteur dont il est question ici, il est désirable que l'amplification puisse être variée de 100 décibels par le volume-contrôle automatique, de façon que des signaux reçus avec une intensité de 10 microvolts jusqu'à 1 volt aient une puissance de sortie uniforme. Pour cela, il est nécessaire que'le potentiel de grille, qui est représenté par la valeur 149 sur la fig.12 et qui est imprimé sur les grilles de contrôle des tubes 51,52 et 53, varie de zéro à environ 30 volts négativement par rapport à la terre, en correspondant, aux valeurs minimum et maximum de la tension du signal
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large variation de potentiel de grille de contrôle demande que la tension d'onde porteuse moyenne fré- quence qui est imprimée sur la diode 63' varie d' environ 30 à 60 volts dans le même intervalle des intensités de signal reçues, pendant que des inten- sités plus petites ne produisent pas de potentiel de contrôle du volume. Ces relations sont représen- tées sur la fig.12.
La grande uniformité demandée pour la puis- sance de sortie de l'amplificateur moyenne fréquence 34 est obtenue à l'aide d'un potentiel de " contrôle automatique du volume inversé ", qui est fourni par une connexion 46, qui va de la cathode du tube ampli- ficateur 55 à la cathode du tube amplificateur 60 du dispositif de contrôle automatique du volume. Cette connexion commune de cathodes 46 est reliée à la ter- re par une résistance 76, qui conduit le courant d' émission des deux tubes. Par conséquent, le courant d'émission du tube 55 contrôle partiellement le po- tentiel de grille-cathode du tube 60 et ainsi donc l'amplification.de ce tube.
Le potentiel de grille du tube 60 varie cependant de manière opposée à-celui des tubes d'amplification et de modulation contrôlés, qui se trouvent dans la voie principale de transmission du signal. Lorsque le potentiel de grille-cathode de l'amplificateur 55 augmente par l'action du contrôle automatique du volume, son amplification et le courant d'émission diminuent. Par conséquent, le potentiel de grille-cathode du tube 60 diminue aussi, causant une légère augmentation de l'amplification dans ce dernier tube. La tension moyenne fréquence augmentée qui est requise par la diode 63' pour réduire l'am- plification de l'amplificateur, est fournie donc par l'amplification augmentée du tube 60 et sans
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aucune augmentation de la puissance d'entrée de ce tube ou de la puissance de sortie de l'amplificateur 34.
Cet effet est appelé contrôle automatique du vo- lume inversé parce que l'amplification du tube 60 va- rie automatiquement en sens inverse de celle des tu- bes 51,52,54 et 55. Quantitativement, l'amplification du tube 60 peut être justement à peu près doublée par le montage du contrôle automatique du volume inversé.
Cela suffit pour varier la tension moyenne fréquence d'une diode 63' dans la gamme susmentionnée de 30 à 60 volts, sans qu'il y ait de variation notable de la puissance d'entrée moyenne fréquence au tube 60.
La description qui vient d'être faite, expli- que le fonctionnement du contrôle automatique du volu- me " inversé " et du contrôle du volume " à valeur li- mite ". Ces contrôles coopèrent à maintenir presque entièrement constante la puissance de sortie de l'am- plificateur moyenne fréquence 34 dans les limites de + ou - 1 décibel, pendant que les variations de l'in- tensité du signal reçue, vont jusqu'à 100 décibels, de sorte que l'on obtient un rapprochement d'environ 99% à une action complète de contrôle automatique du volume.
Pour l'exemple quantitatif particulier qui est décrit ici, l'effet résultant du contrôle auto- matique du volume est montré par la courbe 150 de la fig.13, qui montre la puissance relative de sortie audio-fréquence, en décibels, en fonction de la ten- sion d'entrée radio-fréquence reçue en microvolts.
Le réglage du niveau de sortie à l'amplificateur 34 est obtenu par la résistance'76 qui influence l' amplification du tube 60 et détermine, pour cette rai- son, le niveau de sortie de l'amplificateur 34 qui est nécessaire pour faire fonctionner le dispositif de con- trôle automatique du volume. La résistance réglable 76 est de préférence réglée d'avance à la valeur convena-
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ble et ne c"'1,-t - z- -,--
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nement du récepteur.Son réglage exact est déter- miné principalement par l'action du circuit de si- lence qui sera décrit plus loin en détail.
Le contrôle de la sensibilité du récepteur est obtenu par une résistance 75, qui est montrée en- tre la cathode ( et l'écran extérieur) et la masse du tube d'amplification 54. On a ainsi une variation ma- nuelle du potentiomètre de grille du tube qui, par conséquent, contrôle son amplification. Ce contrôle est en état de rendre le récepteur moins sensible aux bruits et aux signaux qui sont trop bruyants pour être utilisés.
Lorsque la résistance 75 est réglée sur la sensibilité minimum de l'amplificateur, la caractéris- tique du contrôle automatique du volume du récepteur est modifiée un peu, comme montré par la courbe 130' de la fig.13, qui montre la variation de la puissance de sortie audio-fréquence en fonction de la puissance d'entrée radio-fréquence.Il peut être désiré que le contrôle de la sensibilité 75 soit, comme indiqué par la ligne formée par des traits 179, mécaniquement re- lié à un interrupteur 112, qui est associé avec l'am- plificateur 62 du dispositif de silence, de façon que ce dernier interrupteur est ouvert automatiquement lorsque le contrôle 75 est réglé sur une sensibilité maximum ou au delà,rendant ainsi inopératif le dis- positif de silence et plaçant le récepteur en état de réagir à tous les signaux et bruits,
même faibles.
Admission sélective.
L'admission sélective, qui a déjà été mention- née, est prévue pour que l'usager accorde correetement le récepteur pour la réception à une seule bande la- térale. Elle comprend des moyens par lesquels le cir- cuit de sortie audio-fréquence reçoit bien nettement
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une valeur maximum, 'nT'C!n1o 1 '--A- -#j-#--
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fréquence est accordée sur l'un ou l'autre des bords de la bande séparée dans l'amplificateur moyenne fré- quence 34. Cette action est un effet des circuits sé- parateurs de fréquence du filtre 41 en coopération, avec les autres étages 42,43 et 44 du canal du con- trôle automatique du volume et elle est complétée par la coopération avec le dispositif de silence.
La courbe 145 de la fig. 11 montre l'amplifioati relative ou mesure de transmission des circuits fil- treurs moyenne fréquence ou circuits séparateurs 41.
Les ordonnées représentent l'amplification relative en , décibels et les abscisses représentent les fréquences de la bande moyenne fréquence séparée. La courbe 145 représente alors la caractéristique de transmission entre la bobine de sortie 78, le tube amplificateur 55 et la grille du tube 60, la sortie de l'amplificateur étant connectée au réseau filtrant par la connexion 40' et la bobine 79, qui est couplée à la bobine 78. Dans les circuits filtreurs, la bobine 92 et le-condensateur
94 sont accordés avec précision sur le bord supérieur de la bande latérale séparée (fio+ fb/2 = 112 + 2 = 114 kilocycles dans le cas présent) et produisent le minimum droit de la courbe de filtre ,145.
La bobine 93 et le condensateur 95 sont également accordés avec précision sur le bord inférieur de la bande latérale (fio- fb/2 =
112-2 = 110 kilocycles dans le cas présent) et produi- sent le minimum gauche de la courbe de filtre. Les quatre éléments 92,93,94 et 95 forment ensemble un cir- cuit parallèle, qui se trouve en résonance à la fré- quence moyenne fio de la bande,(112 kilocycles dans ce cas), et ils servent à produire le maximum moyen à la fréquence fio. Les bobines 79 et 96 et le condensateur
97, en parallèle, sont également en résonance à la fré- quence fio et coopèrent avec les autres éléments du circuit filtreur, de façon qu'ils produisent les maxima
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plus élevés sur l'un et l'autre côté de la bande.
Dans cet arrangement, la bobine 79 n'est que modéré ment couplée à la bobine 78, de sorte qu'elle n'influence pas essentiellement les caractéristiques de cette der- nière dans le circuit moyenne fréquence accordé, La perte de tension dans les circuits filtreurs est plus que com- pensée par l'amplification dans l'amplificateur 42. Les circuits filtres sont, de préférence, mis sous écran, et les connexions des éléments 92 et 94 ainsi que les élé- ments 93 et 95 y sont inclus, de sorte qu'un accouplement: accidentel avec ces éléments est évité. Ces éléments de- vraient être aussi blindés l'un par rapport à l'autre.
Un avantage particulier de ce dispositif consiste dans ce que la capacité de la grille-cathode du tube 60 ou toute autre qualité particulière des circuits extérieurs n'influence en aucune manière les fréquences du gain mini- mum du filtre.
L'effet de l'admission sélective sur la puissance de sortie de l'amplificateur moyenne fréquence 34 est montré par la courbe 152 de la fig. 14 et la courbe 155 de la fig. 15. Ces deux dernières figures- ont comme or- données la tension moyenne fréquence négative redressée; les abscisses sont constituées par la fréquence. Les cour- bes 152 et 155 sont inversément proportionnelles à la courbe 145 de la fig. 11. Elles représentent l'effet du circuit filtre par lequel l'action du volume-contrôle automatique est rendu dépendant de l'onde porteuse moyen- ne fréquence et, par conséquent, de l'accord du récepteur
La courbe 152 de la fig. 14 représente la tension redres- sée de la diode 62' du canal de silence, qui provient de la connexion 40" entre l'amplificateur 34 et le canal de silence.
Pour un niveau donné du volume-contrôle 80,
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la courbe 155 de la fie. 15 mnn+w 1- ---f - " -
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plificateur 56. Sur la fig. 15, les ordonnées sont pro- portionnelles à l'intensité sonore audio-fréquence du récepteur.
Dispositif de silence automatique.
Le dispositif de silence automatique comprend d'aboi la connexion 40", les tubes 62' et 62 ainsi que les con. nexions de silence 49 et 49'. Par ces moyens, le récep- teur peut toujours être rendu inopératif, excepté lorsqu'il est accordé avec précision sur un signal dont l'intensité se trouve au-dessus du niveau des bruits. Ce dispositifaapaise les bruits indésirables et les signaux perturbateurs qui seraient autrement produits, si le ré- cepteur n'est pas exactement accordé sur un signal utile Dans le présent récepteur, le dispositif de silence est utilisé en coopération avec le circuit filtre 41 et le volume-contrôle automatique, pour parfaire l'admission sélective.
L'action de silence est exécutée par la variation automatique du potentiel de grille du tube amplifica- teur moyenne fréquence 56, ce potentiel de grille étant maintenu si fortement négatif qu'il rend le tube inopé- ratif en cas d'absence de signaux ou en cas de signaux trop faibles. Si l'intensité du signal dépasse une va- leur seuil déterminée au préalable, la connexion 49 ré- tablit le potentiel de grille à sa valeur normale de travail et le tube 56 est rendu opératif. Ce potentiel de grille est déterminé?par la tension de la source 102 et par la tension additionnelle qui fournit le potentiel de grille normal et qui est produit par la résistance 113 par suite du courant de plaque de la triode 62, à la condition que l'interrupteur 112 soit fermé.
Si ce cou- rant de plaque est considérable, le potentiel de grille du tube 56 suffit pour réduire sa puissance de sortie
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9 y ti -t - -- -L 0
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En service,la tension moyenne fréquence à la connexion 40" est redressée par la plaque 62', qui est du type linéaire, fournissant une reproduction sans distorsion de la courbe d'enveloppe de modulation. Les composantes de modulation audio-fréquence de ce redressement sont filtrées par la résistance 110 et le condensateur qui est connecté, de la manière décrite, entre la plaque 180 et la masse.
La composante redressée unidirection- nellement, qui est proportionnelle à l'intensité de l'onde porteuse, mais indépendante de la modulation, est fournie à la grille 176 de la triode 63, du point de jonction de la résistance 110 et du condensateur 111,
Ainsi que montré plus haut, le courant de plaque de la triode 62 sert, en cas d'absence de signaux, à fournir un potentiel de grille excessif au tube 56, de sorte que le récepteur est amené par là au silence.
Mais lorsque la tension d'onde porteuse moyenne fré- quence amplifiée augmente à la connexion 40", le cou- rant redresséedu redresseur 62' augmente, la grille 176 est rendue plus négative et le courant de plaque du tube 62, qui passe par la résistance 113, est ré- duite. Si la tension d'onde porteuse amplifiée dépas- se une valeur déterminée au préalable, le courant de plaque du tube 62 est pratiquement réduit à zéro et le potentiel de grille de l'amplificateur 56 est ré- duit par là essentiellement à sa valeur normale, à laquelle le tube fonctionne comme amplificateur.
L'effet de silence envers les signaux faibles et les bruits est montré, sur la fig. 13, par les. courbes 151 et 151', qui sont respectivement comme les courbes 150 et 150', à l'exception des parties représentées par des traits. Les courbes 151 et 151' montrent que, lorsque l'intensité du signal descend endessous d'une valeur-seuil déterminée, le récepteur
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cnd. ## - --- .-
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de sortie audio-fréquence. La valeur seuil de la tension d'entrée du signal est déterminée par le ré- glage de la résistance 75, ainsi que déjà mentionné.
Le dispositif de silence est rendu inopératif lorsqu' on règle la résistance 75 sur sa valeur minimum et ouvre par là l'interrupteur 112. Dans ce cas le fonc- tionnement du récepteur est caractérisé par la cour- be 150. La courbe 150' peut être obtenue par un actio nement indépendant de l'interrupteur 112, lorsque la résistance 75 est réglée sur une haute valeur.
Le dispositif de silence coopère avec le circuit filtre 41 à parfaire l'admission sélective pendant la réception d'un signal quelconque, qui est assez fort pour actionner le volume-contrôle automatique, de la manière montré graphiquement sur les fig.14 et 15. Sur la fig. 14, la courbe 152 montre la va- riation de la tension moyenne fréquence redressée dans la diode 62' comme fonction de la fréquence porteuse moyenne. La courbe 153 montre la variation correspondante du potentiel négatif appliqué à la grille du tube 56 par la connexion 49. Cette courbe est de forme analogue à la partie supérieure de la courbe 145 sur la fig. 11.
La courbe 154 montre la variation correspondante du courant de plaque du tube 56 et montre que le courant spatial ne circule que lorsque le potentiel de grille négatif, qui est imprimé par la connexion 49, tombe à une basse va- leur. Ceci montre l'effet de silence de ce tube. L'ad- mission sélective sans le dispositif de silence pro- duit, à la diode 57', une variation de la tension d'onde porteuse moyenne fréquence qui est représentée par la courbe 155. Lorsque le dispositif de silence coopère à l'action, la tension redressée à la diode
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S;rtt v9re #-# -
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Si l'usager accorde le récepteur, il fait varier la fréquence porteuse moyenne et les fréquences de la bande latérale.
Les fig, 11, 14 et 15 montrent, pour cette rai- son,. le fonctionnement du dispositif de silence et de l'ad- mission sélective pendant l'accord du récepteur. La courbe 156 montre,. en particulier, que le signal est seulement audible lorsque le récepteur est très exactement accordé sur un des deux points où la fréquence porteuse moyenne se trouve sur un bord de la bande séparée conformément à la courbe 134 de la fig. 7.
Lorsqu'on a réglé sur une station lointaine qui est faible et qu'une forte station locale émet en même temps sur une bande d'ondes voisine, cette dernière station amené le récepteur au silence lorsqu'il est réglé sur la bande latérale de l'émetteur lointain qui est le plus pro- che de la fréquence du signal du poste local. Cet effet est désirable parce que, dans ces circonstances, le poste émetteur lointain ne peut être entendu sans interférence que s'il y a réglage sur la bande latérale qui est éloi- gnée de l'onde de l'émetteur local.
Indicateur d'accord optique.
La grille 173 de-la triode 63 de l'amplificateur 48 (courant continu) est reliée à la plaque du tube 62.
Dans le circuit de plaque du tube 63 se trouve un indica- teur d'accord optique sous forme d'une lampe à incandes- cence à courant faible 50. Dans la lampe circule un cou- rant initial qui est fourni d'une source de tension con- tinue 116, par une résistance 117, et qui est suffisant pour chauffer le filament de la lampe jusqu'au commence- ment d'une apparition lumineuse lorsqu'il ne circule pas de courant spatial dans le tube 63. Le potentiel de grille de la triode 63 varie de la même manière que ce- lui du tube 56, de sorte qu'aucun courant de plaque ne
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circule dans la lampe 63 aussi longtemps que l'inten- sité du signal n'a pas atteint une valeur déterminée au préalable.
Le courant de plaque du tube 63 varie simultanément avec celui du tube 56, car les deux sont raccordés à la plaque du tube 62. Par conséquent, l'intensité lumineuse relative de la lampe est donnée par la courbe 154 sur la fig. 14. La plus grande inten- site lumineuse indique l'accord correct. L'interrup- teur 112 doit être fermépour rendre opératif l'indi- cateur d'accord.
La lampe à filament incandescent est suffi- sante parce que la variation de son courant pendant l'opération d'accord peut être de plusieurs milliam- pères. Un tube au néon ou un autre type de lampe peut être utilisé de manière satisfaisante pour le même but.
Relations de retardement.
Pour avoir un bon fonctionnement du récep- teur, il faut que le volume-contrôle automatique fonc- tionne dans un temps qui soit comparable à la période - de la plus basse modulation audio-fréquence qui doit être reproduite. Ce retardement du volume-contrôle automatique est déterminée,principalement par la résis- tance 105 et le condensateur 106, dont la constante de temps peut être de 1/40e de seconde.
Le retardement de fonctionnement du dispo- sitif de silence doit être aussi grand, de préférence même plus grand que celui du volume-contrôle automa- ! tique, de sorte que lorsqu'on accorde sur un signal, le récepteur est en silence jusqu'à ce que le volume- contrôle automatique ait eu le temps d'agir. ,
Le retardement du dispositif de silence est déterminé principalement par la résistance 114 et le
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condensateur 115 ainsi que, en deuxième ligne, par la résistance 110 et le condensateur 111. La constante de temps des deux premiers éléments peut être la même que celle du volume-contrôle automatique, donc 1/40e de seconde,#¯tandis que la constante de temps des deux derniers' éléments peut être de 1/100e de seconde.
La constante de temps totale du dispositif de silence est donc, dans ces proportions, environ 0,035 seconde, c'est-à-dire 40% plus grande que celle du volume- contrôle automatique.
La lampe 50 a un retardement suffisant, cas- sé par l'inertie thermique, de sorte qu'un retardement électrique (additionnel) est indésirable. Le retarde- ment électrique est réduit en connectant la grille de la triode 62 au-dessus des éléments 114 et 115, de façon que la constante de temps¯électrique totale pour la lampe soit celle des éléments 110 et 111, donc 1/100e de seconde.
Contrôle du niveau du volume.
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En ce qui concerne maintenant le contrôle du niveau du volume, il faut noter que les bobines 78, 79 et 80 sont situées de préférence coaxialement sous un écran métallique non magnétique, de forme cylindri- que.Une rotation angulaire du bouton de réglage pro- duit un déplacement axial de la bobine 80. Il en résul- te par conséquent que l'induction mutuelle entre les bobines 78 et 80 varie exponentiellement avec leur déplacement. Cette relation, enregistrée comme varia- tion en décibels de la puissance de sortie en fonction du déplacement angulaire, est'représentée par la ligne droite 137 de la fig.8, ceci étant la relation idéale entre le déplacement et la puissance de sortie audio-
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fréquence.
La courbe 138 montre la caractéristique de variation correspondante pour un potentiomètre li- néaire ( au lieu d'un exponentiel); la courbe 139, la caractéristique correspondante pour un potentiomètre linéaire ayant pour moitié une haute résistance et comme autre moitié une gaible résistance. L'action plus régulière et supérieure de la variation exponen- tielle est apparente.
Le potentiomètre 86 est réglé en même temps par le bouton qui sert au réglage du volume-contrôle 35. Ceci est montré par la ligne discontinue 181. Ce potentiomètre sert à changer la reproduction audio- fréquence en même temps que le niveau du volume. Des essais ont prouvé que l'oreille normale désire moins de changements d'intensité au audio-fréquences hautes et basses qu'aux audio-fréquences moyennes. Le régla- ge de la reproduction est opéré pour satisfaire ce désir de l'oreille. Lors du plus grand niveau du volu- me, le contact du potentiomètre 86 est situé à l'ex- trémité supérieure. Dans cette position, les éléments sont proportionnés de façon que la reproduction corres- ponde à la courbe 143 de la fig.10, qui donne le gain relatif en fonction des fréquences audibles.
Au plus bas niveau du volume, le contact se trouve à l'extré- mité inférieure. Dans cette position, le condensateur 90 fait monter la courbe de reproduction aux basses fréquences, ainsi que le montre la courbe 144. Le condensateur 88 et la résistance 89 font en même temps monter la courbe aux hautes fréquences, ainsi que mon- tré. A un niveau de volume moyen.,- la reproduction est absolument uniforme, conformément à la courbe 142.
Oscillateur-modulateur.
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Le condensateur d'accord du circuit accordé 67 du tube oscillateur 53 est le même que ceux des circuits
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sélectifs radio-fréquence 64,65 et 66. Tous sont dis- posés sur le même axe, comme indiqué par la ligne dis- continue 162, et tous ont la même variation de capaci- tance. La fréquence de l'oscillateur doit toujours être plus grande que celle des circuits sélectifs radio- ±réquenceµ notamment d'une valeur qui est 112 kilocy- cles dans le cas décrit.
Ceci est généralement obtenu par réglage divers de trois valeurs du circuit accordé de l'oscillateur par rapport aux circuits sélectifs accordés, à savoir: a) un condensateur réglable relativement grand
190 monté en série avec le circuit de l'os- cillateur accordé; b) L'inductance accordée de l'oscillateur 192 est rendue un peu plus petite que celle des circuits sélectifs du signal; c) La valeur minimum du condensateur d'accord de l'oscillateur est réglée de façon qu'elle est un peu plus grande que celle des autres . condensateurs d'accord.
Les trois degrés.de liberté susmentionnés per- mettent' l'étalonnage parfait de l'oscillateur à trois points dans l'intervalle d'accord, mais des déviations peuvent encore se présenter aux autres fréquences dans l'intervalle, Ceci est montré par la courbe 130 de la fig.5, où les déviations de l'oscillateur sont indiquées en fonction de la fréquence d'accord. Les points où la courbe coupe l'axe horizontal zéro, sont les trois points où l'étalonnage est précis par suite des trois réglages.
Les déviations d'étalonnage peuvent être réduites par un quatrième degré de liberté, à savoir : d) Une ou plusieurs résistances 68 et 69 peuvent être montées en parallèle sur des bobines qui
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cuit oscillatoire accordé.
Les déviations d'étalonnage résultant en cas d' emploi du quatrième degré de liberté sont montrées par la courbe 131 de la fig.5, qui coupe l'axe zéro à quatre points et qui montre moins de-déviation d'étalon- nage. Concernant les degrés de liberté susmentionnés, il a été montré qu'ils ont un effet décroissant aux basses fréquences et un effet croissant aux hautes fréquences. Ce dernier est le plus fort à l'extrémi- té supérieure de l'intervalle d'accord.
La conductance de la cathode du modulateur 52 est essentiellement égale à sa conductance totale sm. Le courant est conduit à travers la résistance 68. Lors- que la conductance totale-varie avec le potentiel de grille du volume-contrôle automatique à la grille de contrôle du modulateur, le dispositif de contrôle du volume a un certain effet indésirable sur la fréquence de l'oscillateur. Il est désirable de réduire cet effet indésirable sans diminuer l'action du modulateur.
La courbe 132 de la fig.6 montre la conductance totale sm du modulateur 52 en fonction de la tension de l'écran 195, dans le cas d'un faible potentiel ini- tial à la grille de contrôle 194. Pendant que la con- ductance totale détermine l'amplification rectiligne du tube, sa modulation est déterminée par l'équation sm' = dsm/deg dans laquelle eg représente le potentiel de grille-ca- thode. La variation de la valeur sm' avec le potentiel de l'écran est montrée par la courbe 133.
Dans le cas présent, il -faut noter qu'une réduc- tion du potentiel de grille-écran de 100 à 40 volts n' affecte pas de manière visible la valeur sm', mais ré- duit la conductance totale dans la proportion de 5 à 1.
Ce fait est de grand avantage pour réduire le plus pos- sible les variations de la fréquence de oscillateur.
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L'emploi d'un bas potentiel fixe pour la grille- écran n'est pas désirable parce que le réglage du potentiel de grille serait moins graduel et augmenterait par conséquent la distorsion dans le modulateur. Le meilleur résultat serait obtenu en employant une ré- sistance 71 avec une capacité de dérivation 72 asso- ciée avec l'écran 195. La résistance réduit le poten- tiel de l'écran aux valeurs basses du potentiel de grille, mais il a pour effet que le potentiel de l' écran reprend sa valeur normale, lorsque le courant de l'écran décroît par suite de la présence d'un plus grand potentiel de grille de contrôle automatique du volume.
Comme résultat de cette disposition, on obtient tous les avantages d'un bas potentiel d'écran, lorsque le potentiel de grille se trouve à sa valeur minimum, et aussi les avantages d'un haut potentiel de grille- écran, lorsque le potentiel de grille est fortement négatif.
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ARTICLE 1.-The duration of patent No. 405,498 for: Radio receiver. granted to Hazeltine Corporation to take effect on October 3, 1934 ARTICLE 2.-The extension is granted on condition of payment, in the month of its granting, of the special tax provided for in article 6 of the decree-law of July 8, 1946 above.
ARTICLE 3.-This decree will be annexed to the title of the patent.
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Radio receiver,
The present invention relates to signaling by carrier waves and, more particularly, to the undistorted and selective reception of high frequency signals free from interference or disturbance.
The present invention is particularly applicable to the reception of modulated carrier wave signals, such as those ordinarily employed: in broadcasting, in which the high carrier wave.
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frequency is modulated by a modulation or audio-frequency frequency so that the transmitted signals include, in addition to the carrier frequency, two more sidebands produced by the modulation.
In accordance with the present invention, the desired distortion-free and selective reception is achieved by using an apparatus which only separates and transmits in total only one sideband of the modulated carrier frequency. As there is only one sideband used here instead of the usual two bands, the selective circuits of the receiver should only be sized for half the width of the frequency band that should be in the receiver. case of reception at two frequency bands, which was customary until now. A smaller width of the separate band therefore eliminates unwanted signals and reduces interference to a minimum.
Although sideband reception can be used for other types of receivers, it should be noted that it is particularly applicable to superheterodyne type receivers. For this reason, the details of the present description and of the plans annexed thereto relate firstly to receivers of the superheterodyne type for reception at only one sideband.
Another advantage offered by reception at a single sideband consists in the fact that one can choose at will one or the other of the two sidebands normally transmitted by a transmitter station. Therefore, if any interfering signals occur in any of the sidebands, a small adjustment of the tuning is sufficient to obtain
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the other sideband, which will generally be free from interference. It is very unusual for the sidebands of a transmitter to both be affected by disturbances from interferene by waves from other transmitters.
In accordance with the present invention; the selective circuits are preferably set so that the received carrier frequency is located at one or the other edge of the narrow modulation band which is admitted. This means that the selective circuits are tuned to the average frequency of the sideband used and not, as was generally the case until now, symmetrically with respect to the carrier frequency.
Another particular object of the present invention is a selective admission system, whereby the audible reproduction of the receiver is brought to exactly a maximum when the receiver is tuned asymmetrically so that only the carrier wave. and a sideband are received uniformly. This is preferably obtained by cooperation of a selective filtering network and an automatic volume-control.
Another feature of the present invention is the type of automatic volume-control which is used in the receiver in question.
This automatic volume-control is here a control of the so-called “limit or threshold value” type, in which the control begins only when a determined signal intensity is exceeded and the operation of which does not depend on the modulation. The output power of the receiver is kept extraordinarily uniform by means of a so-called "reverse" automatic volume-control, which is associated with the automatic volume-control.
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itself and which produces the requested final variation of the gate potential for the control of the amplification.
Another object of the present invention consists in the use of a "silencing device", with the aid of which the receiver is kept inoperative until the intensity of the received signal exceeds a value. determined, especially until the receiver is tuned correctly.
The automatic volume control and the aforementioned silencing device operate with a delay which can be compared to the period of the lowest audible frequency or modulation. The delay of the silence device is as large as or greater than that of the automatic volume-control.
The above objects and other characteristics of the present invention will be further explained in greater detail by the following detailed description, in conjunction with the drawings appended hereto.
On the plans, figs. 1a-1f graphically represent the selectivity characteristics of radioreceptors for two-sideband or one-sideband reception.
Figs. 2a-2d analogously show the selectivity characteristics of superheterodyne-type receptors for two-sideband or single-sideband reception.
Fig. 3 is a schematic representation of a superheterodyne receiver for sideband reception in accordance with the present invention.
Fig. 4 is a circuit diagram of a receiver according to the present invention and corresponding to the general diagram according to fig.3.
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Figs. 4a-4f show symbols and details which are used in the schematic representation according to fig. 4.
Fig. 5 graphically shows the deviations of the local oscillator frequency in the system of Fig. 4 from the frequency of the radio-frequency amplifier.
Fig. 6 shows graphically how the conduction or the modulation of the modulator varies with the gate potential in a receiver of the superheterodyne type according to fig. 4.
Fig. 7 graphically shows the selectivity of the medium frequency amplifier according to fig. 4.
Fig. 8 graphically shows the variation of the output power of the receiver as a function of the angular position of the manual sound volume control.
Fig. 9 graphically shows the frequency curve of the audio-frequency amplifier of FIG. 4 and shows the audio-frequency amplification compensation for the loss of part of the sideband in the receiver.
Fig. 10 shows the variation of the audio-frequency curve during a variation of the sound volume level.
Fig. 11 shows the relative gain or response of the medium frequency filter of FIG. 4, whereby the selective admission effect is produced.
Fig. 12 shows the variation of the grill potential for the automatic volume control as a function of the variation of the medium-frequency carrier voltage in the receiver according to fig.4.
Fig. 13 shows the automatic volume control and the silent feature of the par-
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Figs. 14 and 15 show the selective admission and the silencing characteristic of the receiver according to fig. 4, which depends on it.
A high frequency telephone signal includes a carrier frequency which is modulated by audible frequencies. This modulation does not change the carrier frequency component of the signal wave; it is only the cause that two symmetrical frequency bands, known as sidebands, are superimposed on it.
Of two side bands, the lower band comprises, for each audible frequency of the modulation, a component the frequency of which is equal to the difference between the carrier frequency and the audible frequencies, the upper side band comprising, for each audible frequency of modulation, a component whose frequency is equal to the sum of the carrier frequency and the audible frequencies.
Usually, a single sideband frequency component cannot exceed half the amplitude of the carrier frequency oscillation, that is, the sum of two symmetrical band components the- . Usually cannot exceed the amplitude of the carrier frequency oscillation, otherwise the modulation would exceed 100%. Each sideband individually represents half of the total modulation of the signal and therefore contains a complete table of all modulations, of course at reduced intensity, if we compare this with the total modulation represented by the bands. lateral.
Since in ordinary reception of radio broadcasting, the carrier frequency and the two sidebands are used, for such a
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reception, a receiver which separates or passes a band of frequencies having a width double of the highest audible frequency occurring in the receiver. This large bandwidth limits the selectivity of the receiver to interference from unwanted signals, even for example in cases where one of the two sidebands is absolutely free from interference.
One sideband reception is a method of reception that uses only one of the two sidebands altogether, although the carrier frequency and the inner edge (which corresponds to the audible low frequencies) of the other sideband may be also used with advantage. For any given signal, this mode of reception requires only one receiver which separates and lets pass a band of frequencies of a width which only needs to be equal to the highest audible frequency occurring in the receiver. .
As a result, a receiver for one sideband reception can, in comparison with a receiver for two sideband reception, have a strong improvement in selectivity, and this improvement is not accompanied. no loss of audible frequencies or requested modulation frequencies.
Before describing in full detail the operation of a receiver for one sideband reception in accordance with the present invention, a brief description will be given hereinafter of a receiver for two sideband reception and reception. a single receiver for single sideband reception.
This short description will make it easier to understand the present. your invention.
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The general operation and relationships in such receivers are described with reference to Figs. 1 and 2 which use the following symbols: fa = an audible modulation frequency; fb = highest audible modulation frequency required = width of a sideband; fc = a carrier frequency in general; fs = a frequency of the radio signal in general; fso = the nominal tuning frequency indicated on the dial of the receiver = the average frequency of the frequency band of the signal determined by all the selection devices of the receiver; fse- the carrier frequency of the signal; fsa '= fsc-fa = a low lateral frequency, a component of the lower lateral band; fsa "= fsc + fa = a high lateral frequency, a component of the upper lateral band;
fsb '= fsc-fb = the lower limit of the lower lateral band; fsb "= fsc + fb = the upper limit of the upper lateral bandage.
Fig. 1 shows a number of graphical representations on which the frequency is plotted along the horizontal axis. The ordinates represent, in the case of FIG. la., the relative intensity of these frequencies; in the case of fig. Ib to and including If, the relative gain or response. On the freeze, the curve 10
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shows the carrier wave and frequency range of audio-frequency telephone currents, curve 11 showing the carrier wave and sideband spectrum of a radio-frequency signal wave modulated by these audio-frequency currents.
Fig. 1b shows the selection characteristic of an ordinary receiver for reception with two side bands. Curve 12 shows the characteristic of all selective circuits combined. This characteristic is uniform over both sidebands and falls sharply at the extreme frequencies of each of the sidebands. Curve 13 shows the response characteristic of the receiver to audio-frequency modulations, this characteristic being determined by the two symmetrical parts of curve 12 on each of the sides of the carrier frequency fsc, which correspond to the side bands.
From these curves it can be seen that a two-sideband reception repeater with the described selection characteristics provides uniform transmission of audio-modulation in the requested audible frequency range.
In fig. 1c, curves 15 and 14 represent the selection characteristics for signal frequencies and audible frequencies of a two-sideband reception receiver which is too selective. Curve 14 is only half the width of curve 12 in the frequency scale so that the outer half of each side strip is cut off. Curve 15 shows the effect on audible frequencies, namely the damage to high audible frequencies.
Fig. 1d shows the selection characteristics of a receiver for sideband reception in accordance with the present invention. Curve 16
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is the same as curve 14, but it is shifted in the low frequency direction by an amount which is approximately equal to half the width of a sideband. This is achieved by adjusting the signal selective circuits outside the center point (relative to the carrier frequency of the signal fsc) so as to include all of the lower sideband, but exclude most of the upper sideband.
Curve 17 shows the effect.
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resulting in audio-frequency, namely that the iéaep #, tor reproduces more or less faithfully all the required audible differences. Low audio modulation - frequency corresponds to side frequencies that are very close to the carrier frequency, where the receiver responds to frequencies on both sides of the carrier frequency, while the audible high frequencies correspond to the outer side frequencies, where the receiver only responds to one side of the carrier wave. The transmission of high audible frequencies is therefore reduced to half the value which would exist in the case of reception with two side bands.
This defect in high audible frequencies can however be easily compensated by doubling the amplification of the audio-frequency amplifier at high audible frequencies. The resulting uniform transmission characteristic is represented by curve 18.
Fig.le is similar to fig. 1d, but curve 19 shows the tuning outside the center point (with respect to the carrier frequency of the signal) in the direction opposite to that shown in FIG. 1d, so that the upper band is admitted instead of the lower band. The resulting audio-frequency characteristic is shown by curves 17 and 18 and is the same as that shown in
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the case shown in FIG. 1d,
Fig. 1f shows a method for obtaining uniform transmission in a receiver for single sideband reception, without any compensation measure in the audio-frequency amplifier.
A comparison of fig. 1d with curve 20 shows that the latter is not as wide as curve 16, although the disagreement with the carrier frequency fac is exactly as great; the receiver has only half the sensitivity to the carrier frequency wave and immediately adjacent side frequencies as in the case of fig.ld.
For any audible modulation frequency, the total reproduction of all side frequencies is the same as that shown by curve 21.
The operation of two-sideband and single-sideband reception in superheterodyne type receivers will be explained in support of fig. 2. For this purpose the additional designations given below will be employed, assuming that the superheterodyne oscillator provides a frequency which is greater than the received carrier frequency, but smaller than the double frequency of the signal. fi = a medium frequency in general;
fio = the nominal average frequency = the average frequency of the medium frequency band determined by the medium frequency filters. fo = fso + fio = the frequency of the oscillator fic = fo-fsc = the average carrier frequency
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fia '= fo-fsa' = fic'fa. fia "= Ò-tsa 0 = fie-fa. f tb '' f o" f sb f i cf b. fib "= f @
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The curves of fig.2 are designated in the same way as those of fig.l; the frequency is plotted on the horizontal axis while the ordinates of FIGS. 2a and 2c represent relative frequency intensities and that the ordinates of FIGS. 2b and 2d represent the relative gain or response
The curves which are the same as those in fig. 1 bear the same numbers.
Figures 2a and 2b correspond to Figures 1a and 1b and show the general operation and characteristics of the ordinary superheterodyne receiver for dual sideband reception. The frequency of the oscillator fo is tuned, above the carrier frequency of the signal fso, by the value of the nominal mean frequency fio. The oscillator frequency is represented by line 22, which corresponds to an indication fso of the receiver dial, which is equal to the carrier frequency of the signal fsc.
The signal and oscillator frequencies are combined in the superheterodyne oscillator to produce the difference frequency components which are represented by curve 23, the transformed carrier wave having its fic frequency equal to the nominal frequency. average fio. It should be noted that the lower and upper sidebands are interchanged in the process of transforming the signal to medium frequency. This happens because the upper sideband of the signal is closer to the oscillator frequency and therefore produces lower difference frequencies.
The curve 24 of FIG. 2b, which is symmetrical with respect to the nominal average frequency fic, shows that the selective medium frequency circuits operate uniformly over a band of frequencies which
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includes the two bands 9 + r - -
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The curve 12 of FIG. 2b shows the transmission characteristic of the frequency selective circuits of the modulator and medium frequency, and considers the fact that this latter frequency must be transformed into a medium frequency in the modulator. The audio-frequency dependence which results therefrom and which is represented by curve 13, is the same as in the case of FIG. lb.
Figs. 2c and 2d show the operation and characteristics of a superheterodyne receiver for sideband reception. Fig. 2d corresponds to fig. 1d. The oscillator frequency is, in this case, tuned lower than in the case of the reception with two side bands according to fig.
2a and fig. 2b, ie with a value equal to half of the highest audible frequency requested. The frequency of the oscillator is, in this case, represented by line 25 and corresponds to the indication fso of the dial, which is also lower than the carrier frequency of the signal fsc. The frequencies of the signal and the oscillator are combined to produce the difference frequency components represented by curve 26. The transformed carrier frequency fic is lower than in the case of fig. 2a and fig. . 2b, ie half the frequency fb, and also lower than the frequency fic.
Curve 27 in fig., 2d shows that the medium-frequency selective circuits operate uniformly over a frequency band which comprises only one of the two lateral bands, curve 27 not having, in the scale of frequencies, that half the width of curve 24, curve 27
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is syntetrious tiar renn ^ "4- x, ^, -,
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in the case of reception with two lateral bands shown in fig. 2b, but only includes one sideband by another corresponding tuning of the receiver. In fig. 2d, curve 16 shows the characteristic of the selective modulator and medium frequency circuits of the signal.
The resulting audio-frequency transmission characteristic, which is represented by curve 17 (or! 18, when audio-frequency compensation is employed) is the same as in the case of fig.ld.
Fig. 2 shows exactly. how a superheterodyne receiver operates to provide the two sideband and single sideband reception characteristics respectively of Figs. lb and ld.
This description shows how one should design and operate a superheterodyne receiver with the characteristics of figs. le, le or lf.
For receivers of the superheterodyne type, the following considerations will be taken into account: (1) The carrier frequency of the signal fsc is fixedly set at the transmitter and cannot be varied by tuning of the receiver; (2) The nominal average frequency fio is determined beforehand by the formation of the selective medium frequency circuits and cannot be varied by the tuning device of the receiver. The bandwidth of the medium frequency selective circuits, which is shown by curves 24 or 27, is also determined beforehand.
(3) The nominal tuning frequency fso, which is indicated on the scale, can be varied at will.
The main function of the tuning device is to vary the oscillator frequency Fo, which is normally equal to fso + fio. The direct effect of
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w. 1 i t ¯ ¯ ¯ t, v .. ¯
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r frequency with respect to the average nominal frequency fic. The indirect effect of varying the water generator is to vary the position of the curve 12 or 16 of FIGS. 2b or 2d, which is determined by the oscillator and the medium frequency selective circuits and which is symmetrical with respect to fso, on condition that the frequency of the oscillator fo is always equal to fso + fio.
(4) The superheterodyne receiver can, for most purposes, be regarded as a simple receiver, provided that the oscillator frequency is always equal to fso + fo.
Circuits and general operation.
Fig. 3 is a block diagram showing the superheterodyne arrangement / receptor for single sideband reception in accordance with the present invention. The signal transmission path from the antenna to the loudspeaker is largely formed in the usual way. An antenna 30 and the mass 31 are provided for picking up the signals, which are then supplied in the usual way to a radio-frequency amplifier 32. Also provided are: a local oscillator and modulator 33, medium-frequency amplifiers 34 ' and 36, between which is inserted a volume control device 35, a diode rectifier 37, an audio-frequency amplifier 38 and the loudspeaker 39.
With regard to this main signal path, it should be noted that the radio-frequency signals are received in the usual way by antenna 30 and separated and amplified at the frequency of the signal in radio-frequency amplifier 32. which can be tuned for broadcasting over a range of frequencies
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and modulator 33 transforms the frequency of the signal into an average carrier frequency in the generally known manner. The mid-frequency is one of two frequencies, depending on the chosen sideband of the two sidebands. These two alternating medium frequencies therefore differ from the width of a lateral band, ie around 4 kilocycles. These frequencies can usefully be from 110 to 114 kilocycles, depending on the sideband used.
The signal is further amplified in the medium frequency amplifier, where there is selection of the carrier wave and of a sideband, the bandwidth admitted by this amplifier being, for the aforementioned medium frequencies, 110- 114 kilocycles. The volume level is regulated by the level control 35, which is inserted between the two medium frequency amplifiers 34 and 36.
The diode rectifier 37 supplies, from the carrier wave and a medium frequency sideband, the audible modulation frequencies, which are then amplified in the usual way by the audio-frequency amplifier 38, of where they are transmitted to loudspeaker 39.
In order to keep the output power of the receiver essentially constant, even ;: in the event of large variations in the intensity of the received signal, an automatic volume control is provided which includes the connections 40 of the output terminals of the amplifier. medium frequency 34 to the elements indicated below, which are connected in series: A medium frequency filter 41, a medium frequency amplifier 42, a diode rectifier 43 and a "limit value diode control device" 44.
The following is the description of the operation of the medium frequency filter 41 and of the diode device 44:
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By the automatic volume-control, a direct voltage is supplied to the diode device 44 which varies with the intensity of the received signal. This DC voltage is supplied to the control devices of the amplifiers 32 and 34 and of the modulator 33, through the gate potential connection for the automatic volume-control 45.
To avoid a variation of the normal grill potential over a wide frequency band of signals received, a connection 46 of the average amplifier <frequency 34 of the main transmission channel is provided to a control element of the average frequency amplifier. quence 42 in the automatic volume control device. The operation and the action of this inverted normal gate potential will be described more fully below.
A so-called "silencing device is also provided, which operates also passing through the connections 40. This silencing device comprises, in series, a diode rectifier 47 and a direct current amplifier 48, in which a direct current amplifier is produced. DC gate potential which is supplied to a control element of the medium frequency amplifier 36, to keep the latter inoperative until the signal strength exceeds, at the connections 40, a previously determined value This inoperative state of amplifier 36 at low signals can be achieved by employing a high negative gate potential in the control element.
As the signal strength increases, the silence gate potential of the control element decreases and allows normal operation. There is also provided, associated with the silence device, a visual tuning indicator 50, which is connected to the output of the amplifier 48. This tuning indicator provides the user
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the ability to quickly see the exact position of the tuning device.
In accordance with the present invention, a "selective admission" is also created. This is obtained by the effect of the medium frequency filter 41 of the automatic volume control system and completed by the cooperation of the silencing device. The filter 41 comprises a number of selective circuits which are proportioned so that the level of the automatic volume-control in the conductor 54 is particularly weakened when the receiver is tuned so that the mid-frequency is exactly one or more. the other edge of the frequency band transmitted by the medium frequency amplifier, so in the present case 110 or 114 kilocycles.
At these tuning points, which represent the exact tuning of the receiver, the voltage of the medium carrier frequency which occurs at the connections 40 is maintained at a much higher level than in the case of any other tuning point.
This means, if the receiver is tuned to either of the exact tuning points, the output power of amplifier 34 increases sharply and thus causes the signal to exceed, at connections 40, the limit value above which the effect of silence ceases. At these exact tuning points, the optical indicator suddenly gives a maximum indication, to show the exact tuning.
Fig. 4 is a detailed representation of a receiver for reception with a single sideband according to the present invention and corresponding to the general diagram according to fig.3. The rectangles shown in fig. 3 are indicated by dotted lines and numbered in the same way in fig. 4.
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Before proceeding to the detailed description of FIG. 4, let's explain some of the designations and some of the symbols that appear in them. The most important of these symbols are represented. = In figs. 4a to 4f.
Tube 118 is a triode having a cathode 131, a control grid 122, which is usually negative with respect to the cathode, and a plate 123, which is usually positive with respect to the cathode. Tube 119 is the symbol used for a double diode-triode, in which the triode elements are: cathode, control grid 122, and plate 123, while plates 124 and 124 'are diode plates. Tube 120 is the symbol used for a pentode having a cathode 121, a control grid 122, a screen 125, which usually has a positive potential with respect to the cathode, a suppression grid 126, which is usually connected to. the cathode, and a plate 123.
The symbol for a variable tuning capacitor which is varied while tuning the receiver is shown as 127, while 128 is the symbol for an adjustable capacitor (but usually pre-tuned). Battery 129 represents a DC voltage source, the positive side of which is denoted in the usual way by a long line.
Although batteries like 129 are shown in several places in fig. 4, it is understood that these represent any source of direct voltage and that the same source can be used simultaneously in several or in many places. where the symbol 129 is indicated. It should also be noted that the double diode-triode 119 is a multi-purpose tube, that is, the triode elements can be used in one part of the system and each of the diode elements can find use in different ones. through-
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different ties. But when a tube like tube 119 is used, it is shown, at each position of FIG. 4, where the various elements are used.
In fig. 4, the radio frequency amplifier 32 comprises a p @ ntode 51, which is suitably coupled to the antenna 30. Connected thereby are three selective circuits which are tunable at the same time; two of them, designated by 64 and 65, are arranged before the amplifier; the other, designated by 66, is located between the amplifier and the modulation 52.
The oscillator-modulator device 33 comprises the local oscillator tube 53 and the modulator tube 52. The general arrangement of this part of the system is customary in the art; there is therefore no need to give a detailed description here. Particular characteristics will be described below.
The output of the modulator is the input of the medium frequency amplifier 34, which comprises two amplifiers 54 and 55 and the three medium frequency coupling systems 160, 161 and 162, which are located before, between and behind the amplifiers.
The volume control device 35 comprises a voice coil 80 in the input circuit of the medium frequency amplification stage 36 which follows. Coil 80 is coupled to coil 78 of coupling system 161 and is preferably coaxial therewith. For this reason, the intensity of the signal supplied to tube 56 of stage 36 can be varied at will by axial movement of coil 80.
The signals are rectified in the diode part of the double diode-triode 57 'in stage 37.
Only one of the diodes is used for detection
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ri,., 4 ",, '" --LL- - 1 - -. 1 - -
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and one of the diode plates 164. The triode elements of this tube are used as the first part of the audio-frequency amplifier 38. For illustration, therefore, the tube 57 'is shown again in FIG. amplifier 38, where it is referred to as tube 57. This second representation of the same physical element is admissible and useful because, so far as it concerns the operation of the assembly, it acts as two separate and distinct tubes; The rectified current flows through a resistor 165, the rectified voltage of which is printed on the control gate of the audio-frequency amplifier 57, by the conductor 166.
The plate of the amplifier 57 is coupled to the second audio-frequency amplifier 58, by a system of resistors and reactors in which the resistor 84 and the capacitor 85 are located. The aim of these last two elements is to obtain suitable audio-frequency compensation, as will be described in more detail below. The audio-frequency signals are then amplified in the balanced two-tube amplifier (push-pull type) which includes tubes 59 and 159.
From there they are taken to speaker 39.
Relationships in the case of single sideband reception.
Since it is particularly important that the receiver separates a band of frequencies having a width approximately equal to the highest audible modulation frequency requested, this selection is obtained by the medium frequency coupling systems of the medium frequency amplifier 34 which are fixedly tuned .. The coupling systems 160, 161 and
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162 com! #EnnATlt. r, an ----------
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corded, which has primary and secondary tuned circuits that are both tuned to the mid-frequency. The coupling is preferably proportioned so as to have approximately the "optimum" value to provide a uniform transmission characteristic over a frequency band corresponding to the width of a sideband.
In the particular receiver described here, the band separated by the medium frequency selection system is 110 to 114 kilocycles. The resulting selectivity characteristic is represented by curve 134 of FIG. 7, which has a flat course which does not vary by more than two decibels over a bandwidth of 4 kilocycles and which is symmetrical with respect to the frequency fio = 112 kilocycles. The signal selective circuits of the radio frequency amplifier 32 cannot be tuned as precisely as the medium frequency coupling systems. They are therefore granted more widely.
For this reason, the selection is obtained mainly in the medium frequency amplifier, as shown on the curve of fig. 7. The transmission characteristic of the RF amplifier cannot and should not vary by more than 1 decibel, approximately over the width of the corresponding RF sideband. It is, for this reason, proportioned so as to admit a band about twice as wide.
In the upper part of fig. 7 is shown, represented by 26, the frequency range of the desired signal. The carrier wave and the two side bands are characterized by the indications fio., Fib 'and fib ". In addition, this figure is represented:
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1 carrier wave and the two sidebands 135 and 136 of two other neighboring radio transmitters.
Curve 134 shows that the receiver is tuned so that the mid-frequency amplifier transmits the upper mid-frequency sideband (the lower radio-frequency sideband). For the present example, it is assumed that the strength of signal 135 is stronger than that of signal 136, but the receiver is shown to be tuned to the sideband which is furthest from the signal which is at the highest intensity. The medium frequency carrier wave of signal 135 is twenty decibels lower than that of signal 136, and the closest sideband frequency of signal 135 is thirty decibels lower than the closest sideband frequency of signal 135. signal 136.
The two neighboring signals are much more weakened than they would be if curve 134 were doubled in width, as required for two sideband reception, and it is shown how the receiver can be tuned to match. find as far as possible from the stronger of the two neighboring signals.
Each of the mid-frequency transformers 160, 161 and 162 is provided with two rings of wire 74 and 74 ', which are closed and coaxially arranged. They are located on the side of each transformer coil which is remote from the other transformer coil. These two closed coils are moderately coupled to the corresponding transformer coil; they are preferably located under a coaxial cylindrical screen and serve to increase the width of the curve 134 to the required value. The desired effect can be obtained by varying the position of the closed ring or by changing
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you can find a lump that produces the greatest question effect.
Two of the most important ones / which arise when using this receiver are: (1) getting the user to tune the receiver so that the average carrier frequency is located at an edge of the frequency band, separate, as shown in fig. 7, and] (2) compensate for the loss of almost an entire sideband.
The first of these questions is solved by a selective admission device which strongly weakens or entirely suppresses the response of the receiver when the tuning is not precise. This device, which has already been mentioned above and which is described later in detail, is necessary or at least desirable because the loudspeaker sound is harsh and unpleasant when the carrier frequency is tuned too far from the edge of the band. lateral transmitted.
The second of these questions is solved by the use of resistor 84 and capacitor 85 in audio-frequency amplifier 38. In FIG. 9, which shows the relative gain or response as a function of audio-frequency, curve 140 shows the audio-frequency loss which is caused by the fact that most of one of the side handes has been cut. This loss is indicated by approximately 3 decibels 1 1 kilocycle and 6 decibels to 4 kilocycles in the case of the receiver in question here. In accordance with this, elements 84 and 85 are proportioned to obtain a relative audio-frequency gain which varies substantially, as shown by curve 141.
This latter variation is complementary to that of curve 140, so that the audio-frequency characteristic obtained is uniform everywhere, as shown by curve 142.
Automatic volume control.
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this requires that the output of the medium frequency amplifier 34 be kept constant at a predetermined value, which is essentially independent of the intensity of the received signal and of the degree of modulation. As far as we know, these two conditions had never been fulfilled by the usual automatic volume control devices. The new type of automatic volume control which is used in the receiver which is the subject of the present description fulfills the aforementioned conditions. The arrangement and operation of this system will be described with the aid of figs. 3, 4,12 and 13.
In order to keep the output power of amplifier 34 constant at coil 78 of FIG. 4, coil 79 is coupled to coil 78 and connected, by connection 40 ', to medium frequency filter 41. De 1a, the voltage is amplified in the medium frequency amplifiers 60 and 61 and rectified in the rectifier tube 63 '. The coupling devices 98 and 99, which couple these three tubes in series, are each tuned to a wide band which is symmetrical with respect to the average frequency of the medium frequency band; 112 kilocycles in this case.
Rectifier 63 'is designated as part of the double diode-triode, but / rectification only the diode part is used with cathode 170 and plate 171. The remaining diode plate 172 is connected to the cathode. , so that it is inoperative; gate 173 and plate 174 are used as elements of triode amplifier 63, which is associated with the optical indication in the muting device, as described later.
A bridge circuit is associated with the diode rectifier 63 '; it is formed by resistances
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104 and 105 in series transversely to the DC voltage sources 101, 102 and 103, the point 157 between these resistors being connected to the lower end of the secondary coil of the coupling device 99 and the lower end of the resistor 105 being connected to diode plate 175 of the other diode 62 ", which is referred to as a limit diode". The point between voltage sources 102 and 103 is connected to cathode 170.
Diode 62 "is, from a physical point of view, equal to tube 63 ', that is, it also takes a triode having a control gate 176 and a plate 177.
These triode elements are used in the triode amplifier 62 of the silence device which will be described later. Although the voltage sources, 101 and 102 of the diode rectifier section 43 are shown as connected directly in series without there being any other element between them, there is however a real point connection between them. two voltage sources up to plate 177 of triode 62 (V. middle of the plane).
Each of the diodes 62 "and 63" has, when its plate is positive with respect to the cathode, an internal resistance which is much lower than the value of each of the resistors 104 or 105. For this reason the diode plate 175 or the point 107 is actually in connection with cathode 178 or earth as long as connection 157 has a positive voltage with respect to ground. In the absence of the signal, point 157 is held at a positive voltage by voltage sources 101, 102 and 103, and the resulting current flows through resistors 104 and 105 as well as diode 62 ".
These resistors and voltage sources are proportioned so that the open circuit voltage at the junction
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157 is practically the same as that at the junction of the voltage sources 102 and 103. Therefore, the connection of the cathode 170 and the plate 171 of the diode 63 'between these two points of the bridge produces little effect. or even not at all, if there is no signal, because, in this case, there is little or even no current going through this diode.
When a medium frequency voltage is printed on the diode 63 'by the coupling device 99, there is production of rectified current which passes through the bridges and is distributed on the resistors 104 and 105, increasing the current in the first. of these resistances and decreasing it in the second and in the diode 63 ". A rectified voltage is therefore superimposed on the input voltage at junction point 157, and this rectified voltage has an average value which is equal to the RMS value of the mid-frequency voltage that is printed on that diode This is a form of linear rectification, and the rectified voltage is an undistorted repetition of the mid-frequency envelope curve.
To achieve this result, capacitor 100, which sits between cathode 170 and junction point 157, is so small that its charging current is negligible for audible frequencies, while capacitor 106, which sits between junction point 107 and earth, is so large that its audio-frequency resistance is much smaller than that of resistor 105. For this reason, the audio-frequency voltage at point 107 is. negligible-in all
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time, regardless of the impedance of diode 62 ".
Fig. 12 is a graphical representation in which the rectified voltage is plotted as a function of the voltage of the medium frequency carrier wave. It shows the approximate ratios in the rectifier and
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1: ...... ,, ..... ,, - f + r7c n, md-, nl ... 5. - 't ¯¯¯¯¯ ¯¯. -
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of the medium frequency carrier wave voltage which is printed on the diode 63 '. Straight line 148 shows the average voltage at junction point 157 relative to earth. This voltage varies in the negative direction in proportion to the voltage of the carrier wave which is applied. Note that the total voltage of the sources 101, 102 and 103 is 90 volts; the sources 101 and 102 together have a voltage of 30 volts, and the voltage d of the source 103 is 60 volts.
In the absence of a medium frequency signal, the voltage at point 157 with respect to earth is + 30 volts, as indicated by the upper end of curve 148. When a medium frequency voltage of any current is applied to the rectifier, the value 147 indicates the voltage at resistor 104, and the value 148 indicates the voltage at resistor 105. If the signal strength rises to a point where the voltages point of junction become negative, the current in diode 62 "is reduced to zero and the average voltage at point 107 then becomes equal to the average voltage at point 157.
The voltage at point 107 with respect to earth is indicated by the value 149. In the example considered, it is represented in such a way that, starting from zero, it increases in a negative direction, when the voltage - medium frequency carrier wave ion exceeds 30 volts.
The voltage from point 107 is applied, through conductor 45, to the control grids of medium frequency amplification tubes 45 and 55 and, through connection 451, to the control grid of modulator 52 and of the radio amplifier. Frequency 51. The effect of such automatic volume control to control the output power of amplifiers and modulators is well known in the art and does not require further explanation in this place. It suffices to note that
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ln - il 1: '...... -r - - .... A ....-
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increases beyond a determined value; it thus keeps the output level practically uniform.
An influence on the automatic volume control by variations in the modulation degree of the received signals is avoided as follows: The rectified voltage at point 157 is a distortion-free repetition of the medium frequency modulation envelope curve. Therefore, the average rectified voltage is equal to the voltage of the rectified medium frequency carrier wave for each degree of modulation up to 100%. Since the modulating frequency components are, in the rectification, filtered by capacitor 106, the adjustment of the automatic volume control and the effect of diode 62 "depends only on the average carrier wave voltage fre. - frequency.
This type of threshold volume control using a 6211 threshold diode in which there is no influence on the volume control before the carrier wave voltage exceeds a determined value, is an excellent method for get this result. This advantage, in addition to the absence of modulation influence, is not obtained in any other known method.
In the receiver referred to here, it is desirable that the amplification can be varied by 100 decibels by the automatic volume-control, so that signals received with an intensity of 10 microvolts up to 1 volt have a power of. uniform output. For this it is necessary that the grid potential, which is represented by the value 149 in fig. 12 and which is printed on the control grids of tubes 51, 52 and 53, varies from zero to about 30 volts negatively. with respect to earth, corresponding to the minimum and maximum values of the signal voltage
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rA (Illim 4mA4m "± ma m4-A ,, T- ----, --- a.
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Wide variation in control gate potential requires that the mid-frequency carrier wave voltage which is printed on diode 63 'varies from about 30 to 60 volts within the same range of the received signal intensities, while inten - Smaller sites do not produce volume control potential. These relationships are shown in fig. 12.
The high uniformity demanded for the output power of the mid-frequency amplifier 34 is achieved with the aid of an "inverted automatic volume control" potential, which is provided by a connection 46, which runs from the cathode. from the amplifier tube 55 to the cathode of the amplifier tube 60 of the automatic volume control device. This common cathode connection 46 is earthed by a resistor 76, which conducts the emission current from both tubes. Therefore, the emission current from tube 55 partially controls the grid-cathode potential of tube 60 and thus the amplification of that tube.
The gate potential of tube 60, however, varies opposite to that of the controlled amplification and modulation tubes, which are in the main signal transmission path. As the gate-cathode potential of amplifier 55 increases by the action of automatic volume control, its amplification and emission current decrease. Therefore, the grid-cathode potential of tube 60 also decreases, causing a slight increase in amplification in the latter tube. The increased medium frequency voltage which is required by the diode 63 'to reduce the amplification of the amplifier is therefore provided by the increased amplification of the tube 60 and without
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no increase in the input power of this tube or in the output power of amplifier 34.
This effect is called automatic reverse volume control because the amplification of tube 60 automatically varies in the opposite direction to that of tubes 51, 52, 54 and 55. Quantitatively, the amplification of tube 60 can be changed. precisely about doubled by the mounting of the automatic reverse volume control.
This is sufficient to vary the medium frequency voltage of a diode 63 'in the aforementioned range of 30 to 60 volts, without there being any appreciable variation in the medium frequency input power to the tube 60.
The description which has just been given explains the operation of the "inverted" automatic volume control and of the "limit value" volume control. These controls cooperate in keeping the output power of the medium frequency amplifier 34 almost entirely constant within the limits of + or - 1 decibel, while the variations in the intensity of the received signal go up to 100. decibels, so that approximately 99% approximation to full automatic volume control action is obtained.
For the particular quantitative example which is described here, the effect resulting from the automatic volume control is shown by the curve 150 of Fig. 13, which shows the relative audio-frequency output power, in decibels, as a function of of the received radio-frequency input voltage in microvolts.
The adjustment of the output level at amplifier 34 is obtained by resistor 76 which influences the amplification of tube 60 and, for this reason, determines the output level of amplifier 34 which is required to operate. the automatic volume control device. The adjustable resistor 76 is preferably set in advance to the suitable value.
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ble and ne c "'1, -t - z- -, -
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The exact setting of the receiver is determined mainly by the action of the silence circuit which will be described in detail later.
The control of the sensitivity of the receiver is obtained by a resistor 75, which is shown between the cathode (and the external screen) and the mass of the amplification tube 54. There is thus a manual variation of the potentiometer of grid of the tube which, therefore, controls its amplification. This control is able to make the receiver less sensitive to noise and to signals which are too noisy to be used.
When resistor 75 is set to the minimum sensitivity of the amplifier, the characteristic of the automatic volume control of the receiver is altered somewhat, as shown by curve 130 'in fig. 13, which shows the variation of the volume. audio-frequency output power as a function of radio-frequency input power. It may be desired that the sensitivity control 75 be, as indicated by the dashed line 179, mechanically connected to a switch 112 , which is associated with the amplifier 62 of the silencing device, so that the latter switch is opened automatically when the control 75 is set to maximum sensitivity or above, thus rendering the silencing device inoperative and placing the receiver able to react to all signals and noise,
even weak.
Selective admission.
Selective admission, which has already been mentioned, is provided for the user to properly tune the receiver for reception to a single sideband. It comprises means by which the audio-frequency output circuit clearly receives
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a maximum value, 'nT'C! n1o 1' --A- - # j - # -
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frequency is tuned to either edge of the split band in mid-frequency amplifier 34. This action is an effect of the frequency-separating circuits of filter 41 in cooperation with the other stages 42 , 43 and 44 of the automatic volume control channel and is supplemented by cooperation with the silencing device.
The curve 145 of FIG. 11 shows the relative amplifioati or transmission measurement of the medium frequency filter circuits or separator circuits 41.
The ordinates represent the relative amplification in, decibels and the abscissas represent the frequencies of the separate mid-frequency band. The curve 145 then represents the transmission characteristic between the output coil 78, the amplifier tube 55 and the grid of the tube 60, the output of the amplifier being connected to the filtering network by the connection 40 'and the coil 79, which is coupled to the coil 78. In the filter circuits, the coil 92 and the capacitor
94 are precisely tuned to the upper edge of the split sideband (fio + fb / 2 = 112 + 2 = 114 kilocycles in this case) and produce the right minimum of the filter curve, 145.
Coil 93 and capacitor 95 are also precisely tuned on the lower edge of the sideband (fio- fb / 2 =
112-2 = 110 kilocycles in this case) and produce the left minimum of the filter curve. The four elements 92, 93, 94 and 95 together form a parallel circuit, which resonates at the average frequency fio of the band, (112 kilocycles in this case), and they serve to produce the average maximum at the frequency fio. Coils 79 and 96 and the capacitor
97, in parallel, are also in resonance at the frequency fio and cooperate with the other elements of the filter circuit, so that they produce the maxima
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higher on either side of the strip.
In this arrangement, coil 79 is only moderately coupled to coil 78, so that it does not essentially influence the characteristics of the latter in the tuned medium frequency circuit. filters is more than compensated by the amplification in amplifier 42. The filter circuits are preferably screened, and the connections of elements 92 and 94 as well as elements 93 and 95 are included therein. so that an accidental coupling with these elements is avoided. These elements should also be shielded against each other.
A particular advantage of this device consists in that the capacitance of the cathode grid of the tube 60 or any other particular quality of the external circuits does not in any way influence the frequencies of the minimum gain of the filter.
The effect of the selective admission on the output power of the medium frequency amplifier 34 is shown by the curve 152 of FIG. 14 and the curve 155 of FIG. 15. These last two figures have as their order the rectified negative medium frequency voltage; the abscissas are formed by the frequency. The curves 152 and 155 are inversely proportional to the curve 145 of FIG. 11. They represent the effect of the filter circuit by which the action of the automatic volume-control is made dependent on the medium-frequency carrier wave and, therefore, on the tuning of the receiver.
The curve 152 of FIG. 14 shows the rectified voltage of mute channel diode 62 ', which comes from connection 40 "between amplifier 34 and mute channel.
For a given volume-control level 80,
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the curve 155 of the fie. 15 mnn + w 1- --- f - "-
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plifier 56. In FIG. 15, the ordinates are proportional to the audio-frequency sound intensity of the receiver.
Automatic silence device.
The automatic muting device comprises bark connection 40 ", tubes 62 'and 62 as well as mute connections 49 and 49'. By these means, the receiver can always be made inoperative, except when it is precisely tuned to a signal whose intensity is above the noise level. This device soothes unwanted noise and disruptive signals that would otherwise be produced if the receiver is not exactly tuned to a signal. useful In the present receiver, the silencing device is used in cooperation with the filter circuit 41 and the automatic volume-control, to improve the selective admission.
The silence action is performed by the automatic variation of the gate potential of the medium frequency amplifier tube 56, this gate potential being maintained so strongly negative that it renders the tube inoperative in the event of absence of signals or in case of too weak signals. If the signal intensity exceeds a predetermined threshold value, connection 49 restores the gate potential to its normal working value and tube 56 is made operational. This gate potential is determined by the voltage of the source 102 and by the additional voltage which supplies the normal gate potential and which is produced by the resistor 113 as a result of the plate current of the triode 62, provided that the switch 112 is closed.
If this plate current is considerable, the grid potential of tube 56 is sufficient to reduce its output power.
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In use, the medium frequency voltage at connection 40 "is rectified by plate 62 ', which is of the linear type, providing a distortion-free reproduction of the modulation envelope curve. The audio-frequency modulation components of this rectification are filtered by resistor 110 and the capacitor which is connected, as described, between plate 180 and ground.
The unidirectionally rectified component, which is proportional to the intensity of the carrier wave, but independent of the modulation, is supplied to gate 176 of triode 63, at the junction point of resistor 110 and capacitor 111,
As shown above, the plate current from triode 62 serves, in the absence of signals, to supply excessive gate potential to tube 56, so that the receiver is silenced thereby.
But as the amplified mid-frequency carrier wave voltage increases at connection 40 ", the rectified current of rectifier 62 'increases, grid 176 is made more negative and the plate current of tube 62, which passes through rectifier 62'. resistance 113, is reduced. If the amplified carrier wave voltage exceeds a predetermined value, the plate current of tube 62 is reduced substantially to zero and the gate potential of amplifier 56 is reduced. thereby essentially to its normal value, at which the tube functions as an amplifier.
The effect of silence towards weak signals and noise is shown, in fig. 13, by. curves 151 and 151 ', which are respectively like curves 150 and 150', except for the parts represented by lines. Curves 151 and 151 'show that, when the signal strength drops below a determined threshold value, the receiver
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audio-frequency output. The threshold value of the signal input voltage is determined by the setting of resistor 75, as already mentioned.
The silencing device is rendered inoperative when the resistor 75 is set to its minimum value and thereby opens the switch 112. In this case the operation of the receiver is characterized by the curve 150. The curve 150 'can be used. be obtained by an independent actuation of the switch 112, when the resistor 75 is set to a high value.
The muting device cooperates with the filter circuit 41 to perfect the selective admission during the reception of any signal, which is strong enough to activate the automatic volume-control, as shown graphically in Figs. 14 and 15. In fig. 14, curve 152 shows the change in the rectified mid-frequency voltage across diode 62 'as a function of the mean carrier frequency. Curve 153 shows the corresponding variation of the negative potential applied to the grid of tube 56 by connection 49. This curve is similar in shape to the upper part of curve 145 in FIG. 11.
Curve 154 shows the corresponding variation in the plate current of tube 56 and shows that the space current only flows when the negative gate potential, which is imparted by connection 49, drops to a low value. This shows the effect of silence of this tube. The selective admission without the silencing device produces, at the diode 57 ', a variation of the medium frequency carrier wave voltage which is represented by the curve 155. When the silencing device cooperates in the action , the rectified voltage at the diode
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If the user tunes in the receiver, it varies the average carrier frequency and the sideband frequencies.
For this reason, figs, 11, 14 and 15 show. the operation of the silence device and the selective admission during tuning of the receiver. Curve 156 shows ,. in particular, that the signal is only audible when the receiver is very exactly tuned to one of the two points where the average carrier frequency lies on an edge of the band separated according to the curve 134 of FIG. 7.
When tuned to a distant station which is weak and a strong local station transmits at the same time on a neighboring waveband, the latter station silences the receiver when tuned to the sideband of the remote transmitter which is closest to the signal frequency of the local station. This effect is desirable because, under these circumstances, the distant transmitter can only be heard without interference if there is adjustment on the sideband which is far from the wave of the local transmitter.
Optical tuning indicator.
The grid 173 of the triode 63 of the amplifier 48 (direct current) is connected to the plate of the tube 62.
In the plate circuit of tube 63 is an optical tuning indicator in the form of a low current incandescent lamp 50. In the lamp flows an initial current which is supplied from a source of. continuous voltage 116, by a resistor 117, and which is sufficient to heat the filament of the lamp until the beginning of a luminous appearance when no space current is flowing in the tube 63. The potential of gate of triode 63 varies in the same way as that of tube 56, so that no plate current is
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circulates in the lamp 63 as long as the signal intensity has not reached a predetermined value.
The plate current of tube 63 varies simultaneously with that of tube 56, as both are connected to the plate of tube 62. Therefore, the relative light intensity of the lamp is given by curve 154 in FIG. 14. The greater light intensity indicates the correct tuning. Switch 112 must be closed to activate the tuning indicator.
The incandescent filament lamp is sufficient because the variation of its current during the tuning operation can be several milliampers. A neon tube or other type of lamp can be used satisfactorily for the same purpose.
Delay relationships.
In order for the receiver to operate correctly, the automatic volume-control must operate within a time which is comparable to the period - of the lowest audio-frequency modulation which must be reproduced. This delay of the automatic volume-control is determined mainly by resistor 105 and capacitor 106, the time constant of which may be 1 / 40th of a second.
The delay in operation of the silencing device should be as great, preferably even greater than that of the automatic volume control! tick, so that when tuning to a signal, the receiver is silent until the automatic volume control has had time to act. ,
The delay of the silence device is determined mainly by the resistance 114 and the
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capacitor 115 as well as, in the second line, by resistor 110 and capacitor 111. The time constant of the first two elements can be the same as that of the automatic volume-control, therefore 1 / 40th of a second, # ¯ while the the time constant of the last two elements may be 1 / 100th of a second.
The total time constant of the silence device is therefore, in these proportions, approximately 0.035 seconds, that is to say 40% greater than that of the automatic volume control.
Lamp 50 has sufficient retardation broken by thermal inertia so that electrical (additional) retardation is undesirable. The electric delay is reduced by connecting the gate of the triode 62 above the elements 114 and 115, so that the total electric time constant for the lamp is that of the elements 110 and 111, so 1 / 100th of a. second.
Volume level control.
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Turning now to the volume level control, it should be noted that the coils 78, 79 and 80 are preferably located coaxially under a non-magnetic, cylindrical metal screen. This results in axial displacement of coil 80. As a result, the mutual induction between coils 78 and 80 varies exponentially with their displacement. This relation, recorded as the variation in decibels of the output power as a function of the angular displacement, is' represented by the straight line 137 in Fig. 8, this being the ideal relation between the displacement and the audio output power.
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frequency.
Curve 138 shows the corresponding variation characteristic for a linear potentiometer (instead of an exponential); curve 139, the corresponding characteristic for a linear potentiometer having for half a high resistance and as the other half a low resistance. The smoother and greater action of the exponential variation is apparent.
The potentiometer 86 is simultaneously adjusted by the knob which serves to adjust the volume-control 35. This is shown by the broken line 181. This potentiometer serves to change the audio-frequency reproduction together with the volume level. Tests have shown that the normal ear desires less intensity changes at high and low audio than at mid-frequency audio. The reproduction control is made to satisfy this desire of the ear. At the largest volume level, the potentiometer contact 86 is located at the upper end. In this position, the elements are proportioned so that the reproduction matches the curve 143 of Fig. 10, which gives the relative gain as a function of the audible frequencies.
At the lowest volume level, the contact is at the lower end. In this position, capacitor 90 causes the reproduction curve to rise at low frequencies, as shown by curve 144. Capacitor 88 and resistor 89 at the same time cause the curve to rise at high frequencies, as shown. At a medium volume level., - reproduction is absolutely uniform, according to curve 142.
Oscillator-modulator.
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The tuning capacitor of the tuned circuit 67 of the oscillator tube 53 is the same as those of the circuits
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selective radio-frequency 64, 65 and 66. All are arranged on the same axis, as indicated by the continuous line 162, and all have the same variation in capacitance. The frequency of the oscillator must always be greater than that of the selective radio-frequency circuits, in particular by a value which is 112 kilocycles in the case described.
This is usually achieved by various adjustment of three values of the tuned oscillator circuit with respect to the tuned selective circuits, namely: a) a relatively large adjustable capacitor
190 mounted in series with the tuned oscillator circuit; b) The tuned inductance of oscillator 192 is made a little smaller than that of the signal selective circuits; c) The minimum value of the tuning capacitor of the oscillator is set so that it is a little larger than the others. capacitors agree.
The above three degrees of freedom allow the perfect calibration of the three-point oscillator in the tuning interval, but deviations can still occur at other frequencies in the interval. This is shown by curve 130 of fig. 5, where the oscillator deviations are indicated as a function of the tuning frequency. The points where the curve intersects the horizontal zero axis are the three points where the calibration is accurate as a result of the three adjustments.
Calibration deviations can be reduced by a fourth degree of freedom, namely: d) One or more resistors 68 and 69 can be connected in parallel on coils which
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tuned oscillatory bake.
The resulting calibration deviations when using the fourth degree of freedom are shown by curve 131 of Fig. 5, which intersects the zero axis at four points and shows less calibration deviation. Regarding the aforementioned degrees of freedom, it has been shown that they have a decreasing effect at low frequencies and an increasing effect at high frequencies. The latter is strongest at the upper end of the tuning range.
The conductance of the cathode of modulator 52 is essentially equal to its total conductance sm. Current is conducted through resistor 68. When the total conductance-varies with the gate potential of the automatic volume-control to the modulator control gate, the volume control device has some undesirable effect on the frequency. of the oscillator. It is desirable to reduce this undesirable effect without diminishing the action of the modulator.
Curve 132 in fig. 6 shows the total conductance sm of modulator 52 as a function of the voltage of screen 195, in the case of a low initial potential at control gate 194. While the con- trol total ductance determines the rectilinear amplification of the tube, its modulation is determined by the equation sm '= dsm / deg in which eg represents the gate-cathode potential. The variation of the value sm 'with the potential of the screen is shown by curve 133.
In the present case, it should be noted that a reduction in the screen-grid potential from 100 to 40 volts does not visibly affect the value sm ', but reduces the total conductance in the proportion of 5. to 1.
This fact is of great advantage in reducing variations in the oscillator frequency as much as possible.
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The use of a fixed low potential for the screen grid is undesirable because the adjustment of the gate potential would be less gradual and therefore increase the distortion in the modulator. The best result would be obtained by employing a resistor 71 with a bypass capacitance 72 associated with the screen 195. The resistor reduces the potential of the screen at low values of the gate potential, but its effect is effect that the potential of the screen returns to its normal value, when the current of the screen decreases as a result of the presence of a greater grid potential of automatic volume control.
As a result of this arrangement, one obtains all the advantages of a low screen potential, when the gate potential is at its minimum value, and also the advantages of a high screen-gate potential, when the potential of grid is strongly negative.
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