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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Einprägung sinusförmiger Netzphasenströme bei Zwei- punkt- und Dreipunkt-Dreiphasen-Pulsgleichrichtersystemen mit Hochsetzstellerstruktur, d. h. netzseitig vorgeschalteten Induktivitäten und eingeprägter Ausgangsspannung wie es im Kennzei- chenteil des Patentanspruches 1 beschrieben ist, sowie Vorrichtungen zur praktischen Realisie- rung des Verfahrens.
Nach dem derzeitigen Stand der Technik wird die Regelung dreiphasiger Pulsgleichrichtersys- teme zweischleifig ausgeführt. Durch einen Ausgangsspannungsregler wird hiebei mittels Multipli- kation die Amplitude der, unterlagerten Eingangsphasenstromreglern zugeführten, den Netzpha- senspannungen proportionalen Sollwerte definiert. Im weiteren wird die durch Subtraktion von Phasenstromsoll- und-istwert gewonnene Stromregelabweichung durch einen Stromregler dyna- misch bewertet und schliesslich die Ansteuersignale der Brückenzweige im einfachsten Fall durch Vergleich des Phasenstromreglerausgangs mit einem, für alle Phasen gleichen Dreieckträgersignal konstanter Amplitude und Frequenz gewonnen. Für Dreipunktkonverter ist hiebei, wie z.
B. in der EP 0 660 498 A2 beschrieben, zusätzlich für negative Netzphasenspannung eine Inversion des zugeordneten pulsbreitenmodulierten Ansteuersignals vorzunehmen und gegebenenfalls zu den Ausgangssignalen der Phasenstromregler ein, durch einen übergeordneten Regler vorgegebenes, eine symmetrische Aufteilung der Ausgangsspannung sicherstellendes Offsetsignal zu addieren.
Durch das Dreieckträgersignal werden die Umschaltungen der Brückenzweige der Phasen koordi- niert, sodass die netzspannungsproportionale Führung der Phasenströme mit minimaler Schaltfre- quenz erfolgt. Weiters liegen die schaltfrequenten Harmonischen des Eingangsstromes um Vielfa- che der Frequenz des Trägersignals gruppiert, wodurch die Auslegung gegenüber einer last- und aussteuerungsabhängigen Verteilung der Harmonischen erleichtert wird. Nachteile dieses Regel- konzeptes bestehen allerdings, insbesondere bei analoger Realisierung, in den relativ hohen Kosten der für die Stromsollwertgenerierung erforderlichen Multiplizierer.
Aus der US 5 091 841 A ist eine Gleichrichteransteuerschaltung bekannt, bei der zur Erzeu- gung der Modulationsimpulse für ein Stromzwischenkreis-Pulsgleichrichtersystem ein Modulations- signal mit einer Dreieckspannung verglichen wird. Die Amplitude des in ROMs gespeicherten Modulationssignals ist durch multiplizierende D/A-Konverter veränderbar. Insgesamt weist die Steuerschaltung sehr hohen Realisierungsaufwand auf und ist für Pulsgleichrichtersysteme mit Hochsetzstellerstruktur bzw. eingeprägter Ausgangsspannung nicht einsetzbar.
Dies erklärt sich anschaulich daraus, dass bei Freilauf des Ausgangsstromes des Stromzwischenkreis- Pulsgleichrichtersystems die beiden Transistoren eines Brückenzweiges durchgeschaltet werden ; für ein Spannungszwischenkreis-Pulsgleichrichtersystem würde eine entsprechende Ansteuerung der Ventile auf eine Kurzschluss der Ausgangsspannung und muss daher in jedem Fall vermieden werden.
Die EP 0 891 035 A2 beschreibt eine an nahezu sinusförmiger Netzwechselspannung liegende Versorgungsschaltung mit oberschwingungsarmem Netzstrom. Hiebei wird durch eine Zweipuls- Gleichrichterschaltung die Netzwechselspannung gleichgerichtet und aus der am Ausgang des Gleichrichters verfügbaren Zwischenkreisspannung durch eine, nach Art eines ein- oder mehrpha- sigen Wechselrichters ausgebildete Modulationsstufe eine hochfrequente Speisespannung einer Last erzeugt. Die Speisespannung wird dabei aus dem direkt durch den Wechselrichter gebildeten Produkt eines, gegenüber der Netzfrequenz hochfrequenten Steuersignals mit der Zwischenkreis- spannung bestimmt. Ein näherungsweise sinusförmiger, d.h. der Netzspannung proportionaler Eingangsstrom wird allerdings nur erreicht, wenn die von der Last aufgenommene Leistung stets dem Quadrat der Zwischenkreisspannung proportional ist.
Die Vorrichtung ist somit bei kapazitiver Glättung der Zwischenkreisspannung nicht einsetzbar. Weiters ist der 'Einsatz der Vorrichtung grundsätzlich auf Einphasennetze beschränkt, da bei Ersetzung der eingangsseitigen Einphasen- Diodenbrücke durch eine Dreiphasen-Diodenbrücke in den Verläufen der Phasenströme jedenfalls 60 el. breite stromlose Intervalle auftreten bzw. eine niederfrequente Verzerrung der Phasenströ- me resultiert.
Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Regelverfahren für Dreiphasen- Pulsgleichrichtersysteme mit einem Dreieckträgersignal konstanter Frequenz zu schaffen, das die Phasenströme selbsttätig, d. h. ohne explizite Sollwertvorgabe bzw. Multiplikation in Phase mit der zugeordneten Phasenspannung führt.
Dies wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruches 1
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erreicht. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Grundgedanke der Erfindung ist, als modulierendes Signal nicht die Stromregelabweichung sondern direkt den Stromistwert heranzuziehen und die gewünschte Stromamplitude über die Amplitude des Dreieckträgersignals einzustellen. Um eine sinusförmige Stromaufnahme einer Phase zu erreichen ist am Eingang des Gleichrichtersystems bei hoher Schaltfrequenz bzw. gerin- gen Induktivitätswerten der Vorschaltinduktivitäten im wesentlichen die zugehörige Netzphasen- spannung zu bilden. Wird die Schaltfrequenz als hoch gegenüber der Netzfrequenz gewählt, kann die Netzspannung in erster Näherung als lokal, d. h. über mehrere Pulsperioden konstant angese- hen werden.
Für das erfindungsgemässe Verfahren wird sich dann ein lokaler Stromwert einstellen, für den die Verschneidung mit dem Dreieckträgersignal auf ein Pulsmuster führt, das in Verbindung mit der Ausgangsspannung am Gleichrichtereingang eine Spannung in Höhe der Netzphasen- spannung bildet. Würde ein geringerer Augenblickswert des Stromes vorliegen, würde am Gleich- richtereingang eine zu geringe Spannung gebildet und damit der Netzstrom durch die, dann die Gleichrichtereingangsspannung überwiegende Netzspannung erhöht. Der dadurch zunehmende Phasenstromistwert würde zu einer Erhöhung der Pulsbreite bzw. zu einem Ansteigen des lokalen Mittelwertes der diskontinuierlichen Gleichrichtereingangsspannung gegen den Gleichgewichtswert führen.
Würde ein zu hoher Eingangsstromwert vorliegen, würde am Gleichrichtereingang ein, die Netzspannung überwiegender lokaler Spannungsmittelwert gebildet, bzw. der Netzstrom gegen den Gleichgewichtswert verringert. Damit wird unmittelbar die Eigenstabilität des, durch Gleichheit von Netz- und Gleichrichtereingangsspannung definierten Gleichgewichtszustandes bzw. die selbsttätige netzspannungsproportionale Führung der Phasenströme, entsprechend ohmschem Netzverhalten, deutlich. Durch die Netzspannung wird ja bei, auf eine Festwert geregelter Aus- gangsspannung direkt die erforderliche relative Pulsbreite und damit direkt der lokale Wert des modulierenden Signals (des Phasenstromistwertes) bestimmt.
Allgemein wird der sich einstellende Strom durch das Verhältnis der Ausgangsspannung und des Augenblickswertes der Netzphasen- spannung und durch die Amplitude des Dreieckträgersignals bestimmt. Wird z. B. die Trägersignal- amplitude auf den halben Wert verringert, wird bereits für den halben Stromwert die für das Span- nungsgleichgewicht erforderliche Pulsbreite erreicht, der Phasenstrom wird sich demgemäss um einen Faktor 2 verringern. Über die Amplitude des Dreiecksträgers ist somit eine direkte Vorgabe der Stromamplitude möglich.
Eine Ausführungsvariante des erfindungsgemässen Verfahrens für Dreipunktkonverter be- schreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 2. Zweipunktkonverter weisen einen symmet- risch um 0 liegenden Aussteuerbereich der Pulsbreitenmodulation auf, d. h. für ein Modulationssig- nal mit Wert 0 wird ein Tastverhältnis von 0. 5 bzw. ein lokaler Mittelwert der Ausgangsspannung eines Brückenzweiges gleich 0 gebildet. Demgegenüber ist für unidirektionale Dreipunktkonverter eine stromvorzeichenabhängige Verschiebung des Aussteuerbereiches zu positiven oder negati- ven Werten des modulierenden Signals gegeben. Für positive Phasenströme wird gleichrichterein- gangsseitig zwischen dem halben positiven Wert der Ausgangsspannung und 0 geschaltet, für negativen Phasenstrom erfolgt die Umschaltung zwischen 0 und negativer halber Ausgangsspan- nung.
Weist das modulierende Signal (der Stromistwert) den Wert 0 auf ; wirdalso ein lokaler Mittelwert der Gleichrichtereingangsspannung in Höhe eines Viertels der Ausgangsspannung mit dem Eingangsstrom gleichem Vorzeichen gebildet. Um eine symmetrische Aussteuerbarkeit zu erreichen wird daher erfindungsgemäss dem Dreieckträgersignal ein netzfrequentes Rechtecksignal mit der zugeordneten Netzphasenspannung bzw. dem zugeordneten Netzphasenstrom gleichem Vorzeichen und einer Amplitude in Höhe des Momentanwertes der Dreieckamplitude addiert. Die Verhältnisse bezüglich Stromführung sind dann im wesentlichen ident jenen für einen Zweipunkt- konverter (d. h. modulierendes Signal und gebildeter lokaler Spannungsmittelwert sind einander direkt proportional), weshalb hier auf eine nähere Beschreibung verzichtet werden kann.
Es sei einzig darauf hingewiesen, dass die Regelung der Aufteilung der Ausgangsspannung in an sich bekannter Weise wieder über ein Offsetsignal, welches erfindungsgemäss zum Strommesswert addiert wird, erfolgen kann. Wie eine nähere Analyse zeigt, wird durch dieses Signal die Span- nungsbildung am Gleichrichtereingang nicht beeinflusst, es wird jedoch die relative Einschaltdauer von (hinsichtlich Spannungsbildung redundanten) auf Mittelpunktsströme entgegengesetzen Vor- zeichens führenden Schaltzuständen derart verändert, dass ein lokaler Mittelwert des Mittelpunkts-
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stromes bzw. eine Verschiebung des Mittelpunktspotentials resultiert. Das Offsetsignal kann somit als Stellgrösse einer übergeordneten Mittelpunktspotentialregelung herangezogen werden.
Eine Vorrichtung zur Realisierung des erfindungsgemässen Verfahrens für Dreipunktkonverter beschreibt der Kennzeichenteil des Patentanspruches 3. Das Ausgangssignal des übergeordne- ten Ausgangsspannungsreglers wird hiebei in jeder Phase an einen Eingang eines Integrators, d.h. eines Summierverstärkers mit Kondensator im Rückkoppelzweig und an einen Eingang eines zweiten Summierverstärkers mit proportionaler Rückkopplung gelegt. An die jeweils zweiten Ein- gänge der Summierverstärker wird über elektronische Schalter, z.
B. realisiert durch integrierte Analogschalter, die um einen Faktor 2 verstärkte und invertierte Ausgangsspannung des Zwi- schenkreisspannungsreglers geschaltet (alternativ könnte die Ausgangsspannung auch einfach invertiert und der Wert der in Serie zu den Analogschaltern liegenden Summierwiderstände um einen Faktor 2 gegenüber dem Widerstandswert der ersten Eingangszweige verringert werden).
Die Ansteuerung des Analogschalters des Integrators erfolgt durch ein pulsfrequentes Rechteck- signal mit gleicher relativer Ein- wie Ausschaltdauer. Der Analogschalter des Verstärkers mit pro- portionaler Rückkopplung wird durch ein, dem Vorzeichen der zugeordneten Netzphasenspannung entsprechendes, symmetrisch um 0 liegendes netzfrequentes Rechtecksignal gesteuert und weist damit i.a. ebenfalls gleiche relative Ein- und Ausschaltdauer auf. Die Ausgangssignale beider Verstärker werden an Eingänge eines Summierverstärkers mit Komparatorfunktion geführt, an dessen übrige Eingänge der negative Istwert des zugeordneten Phasenstromes und das Offsetsig- nal zur Regelung des Mittelpunktspotentials gelegt wird.
Durch den Integrator wird hiebei bei gleichen Widerständen in beiden Eingängen ein Dreieck- generator mit konstanter Frequenz und durch den Ausgang des Zwischenkreisspannungsreglers steuerbarer Amplitude realisiert (für Leit- und Sperrzustand des Analogschalters werden Ströme gleichen Betrages aber entgegengesetzten Vorzeichens über den Rückkoppelkondensator ge- führt). Die für Dreipunktkonverter erforderliche phasenstrom- bzw. phasenspannungsabhängige Verschiebung des Dreiecksignals erfolgt durch den Ausgang des Proportionalverstärkers.
Dessen Verstärkung wird demgemäss derart festgelegt wird, dass am Ausgang stets der Wert der Dreieck- signalamplitude als Signalpegel auftritt, wobei das Vorzeichen der Verstärkung durch den Schalt- zustand des Analogschalters im zweiten Summiereingang bestimmt und so gewählt wird, dass bei physikalisch gegenüber dem Netzsternpunkt positiver Netzphasenspannung eine positive Aus- gangspannung auftritt. Durch den Komparator wird nun die Summe der Ausgangssignal des Integrators und des Dreieckgenerators mit dem Stromistwert verglichen und in Verbindung mit einer nachgeschalteten, dem Stand der Technik entsprechenden, durch das Vorzeichen der zuge- ordneten Phasenspannung gesteuerten Inversion ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal bzw.
Ansteuersignal des zugeordneten abschaltbaren Leistungshalbleiters derart gebildet, dass z. B. bei steigendem positivem Eingangsstrom die relative Einschaltdauer des Leistungstransistors verrin- gert, bzw. eine lokal höhere, den Stromanstieg verringernde Eingangsphasenspannung des Gleichrichtersystems resultiert und damit der Phasenstrom letztlich mit, durch die Dreieckamplitude bzw. den Ausgangsspannungregler definierter Amplitude proportional der Netzphasenspannung geführt wird. Das Vorzeichen des, bei idealer Symmetrie der Ausgangsteilspannungen den Wert 0 aufweisenden, durch einen Mittelpunktspotentialregler gebildeten Offsetsignals wird derart gewählt, dass z.
B. bei Überwiegen der negativen Ausgangsteilspannung (d. h. des zwischen Ausgangsspan- nungsmittelpunkt und negativer Ausgangsspannungsschiene auftretenden Spannungswertes) gegenüber der positiven Ausgangsteilspannung ein negativer lokaler Mittelwert des, gegen den Ausgangsspannungsmittelpunkt positiv gezählten Mittelpunktsstromes auftritt, bzw. allgemein durch den Regeleingriff eine Verringerung der Spannungsasymmetrie erreicht werden kann.
Eine erfindungsgemässe Modifikation der Vorrichtung nach Anspruch 3 für Zweipunktkonverter beschreibt der Patentanspruch 4. Hiebei können die für die Bildung und Addition des netzfrequen- ten Rechtecksignals und die Verschiebung des Stromistwertes durch ein Offsetsignal erforderli- chen Schaltungsteile sowie die Inversion der Schaltentscheidung für negative Netzphasenspan- nungen entfallen, die übrige Vorrichtung bleibt in Struktur und Funktion unverändert. Eine nähere Beschreibung kann daher unter Verweis auf die Ausführungen in Verbindung mit Anspruch 3 unterbleiben.
Die Erfindung wird im weiteren anhand einer Zeichnung (Fig. 1) näher erläutert.
Fig. 1 zeigt die auf eine Phase beschränkte vereinfachte schematische Darstellung der erfin-
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dungsgemässen Stromregelvorrichtung 1 nach Anspruch 3. Hauptfunktionsgruppen sind hiebei der, das Trägersignal der Pulsbreitenmodulation bildende Dreieckgenerator 2 mit, über den Ausgang 3 eines übergeordneten Ausgangsspannungsregler steuerbarer Amplitude und durch die Ansteue- rung 4 eines elektronischen Schalters definierter Frequenz, sowie ein, ein netzphasenspannungs- synchrones (d. h. gleiche Nulldurchgänge und gleiches Vorzeichen aufweisendes) Rechtecksignal 5 bildender Funktionsgenerator 6 sowie der, die Verschneidung des, gegebenenfalls durch den
Ausgang 7 eines übergeordneten, die Aufteilung der Ausgangsspannung bzw.
das Potential des kapazitiven Ausgangsspannungsmittelpunktes des Pulsgleichrichtersystems überwachenden
Reglers verschobenen Stromistwertes 8 mit der Summe des Trägersignals 9 am Ausgang des
Dreieckgenerators 2 und des Rechtecksignals 5 durchführende Komparator 10. Weiters ist eine, entsprechend dem Stand der Technik das Komparatorausgangssignal 11 in Abhängigkeit des
Vorzeichens der Netzspannung invertierende kombinatorische Logik 12 eingetragen, deren Aus- gang 13 direkt den elektronischen Leistungsschalter der zugehörigen Phase steuert.
Der Dreieckgenerator 2 wird durch einen Operationsverstärker 14 mit Summierpunkt 15, durch einen zwischen Ausgangsspannungsreglerausgang 3 und Summierpunkt 15 liegenden ersten
Summierwiderstand 16 und einen, vom invertierten und um einen Faktor 2 verstärkten Wert 17 des
Ausgangsspannungsreglerausgangs 3 über einen, durch ein pulsfrequentes Rechtecksignal 4 mit -gleicher-relativer Ein- wie Ausschaltdauer gesteuerten elektronischen Schalter 18 gegen den
Summierpunkt 15 gelegten zweiten Summierwiderstand 19 gleichen Ohmwertes sowie einen
Rückkoppelkondensator 20 mit Parallelwiderstand 21 zwischen Dreiecksignalgeneratorausgang 9 und Summierpunkt 15 gebildet.
Die Inversion des Ausgangsspannungsreglerausgangs 3 erfolgt durch einen Inverter 22 in Grundschaltung, wobei im Vorwärtszweig ein Widerstand 23 von Aus- gang 3 gegen den Summierpunkt 24 eines Operationsverstärkers 25 geschaltet und im Rückkopp- lungszweig diese Operationsverstärkers, d. h. zwischen Verstärkerausgang 17 und Summierpunkt
24 ein Widerstand 26 zweifachen Ohmwertes des im Vorwärtszweiges liegenden Widerstands 23 geschaltet wird. Da erfindungsgemäss für die Pulsbreitenmodulatoren sämtlicher Phasen idente
Dreieckträgersignale 9 verwendet werden, sind Dreieckgenerator 2 wie auch der Inverter 22 nur einfach auszuführen und nicht für die Phasen getrennt vorzusehen.
Der das netzsphasenspannungssynchrone Rechtecksignal 5 mit einer, dem Spitzenwert des
Dreiecksignals 15 gleichen Amplitude bildende Funktionsgenerator 6 wird ebenfalls durch einen
Summierverstärker realisiert. Hiebei wird abzweigend vom Ausgangsspannungsreglerausgang 3 ein erster Widerstand 27 gegen den Summierpunkt 28 eines Operationsverstärkers 29 gelegt und ein zweiter Widerstand 30 in Serie mit einem, durch das Vorzeichen 31 der Netzphasenspannung gesteuerten elektronischen Schalter 32 liegend zwischen Inverterausgang 17 und Summierpunkt
28 angeordnet. Die Rückkopplung wird durch einen, zwischen Verstärkerausgang 5 und Summier- punkt 28 liegenden Widerstand 33 gebildet, dessen Wert so festgelegt wird, dass der Betrag des
Ausgangssignals 5 stets gleich der Amplitude des, am Dreiecksignalgeneratorausgang 9 gebilde- ten Signals ist.
Der Dreiecksignalgeneratorausgang 9 und der Funktionsgeneratorausgang 5 werden im weite- ren über Widerstände 34 und 35 gleichen Ohmwertes an den Summiereingang 36 des Kompara- tors bzw. Pulsbreitenmodulators 10 gelegt, wobei weiters der negative Messwert 8 des Phasen- stromes über einen Widerstand 37 und der Ausgang 7 des übergeordneten Mittelpunktsspan- nungsreglers über einen Widerstand 38 gegen den Summierpunkt 36 geschaltet werden.
Im Sperrzustand des elektronischen Schalters 18 wird über den Widerstand 16 ein, dem Aus- gangssignal 3 des Ausgangsspannungsreglers proportionaler Strom über den Integrationskonden- sator 20 geführt und damit eine lineare, dem Ausgangsspannungsreglerausgang 3 proportionale, lineare zeitliche Änderung der Ausgangsspannung 9 erreicht. Mit dem Schliessen des elektroni- schen Schalter 18, ausgelöst durch eine Pegeländerung des Rechteckansteuersignals 4, kehrt sich das Vorzeichen des im Rückkopplungszweig 20 fliessenden Stromes und damit auch die Ände- rungsrichtung der Ausgangsspannung 9 um.
Bei gleicher relativer Ein- und Ausschaltdauer des, den elektronischen Schalter 18 steuernden, i.a. konstante Frequenz aufweisenden Signals 4 wird somit am Ausgang 9 des Verstärkers 14 ein Dreiecksignal konstanter Frequenz mit einer, dem
Ausgangsspannungsreglerausgang 3 proportionalen Amplitude gebildet. Der Parallelwiderstand 21 dient hiebei der Begrenzung der Verstärkung des Dreieckgenerators bei kleinen Frequenzen und stellt einen symmetrischen, d. h. offsetfreien Verlauf des Dreiecksignals 9 sicher.
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Die Funktion des Rechteckgenerators 6 entspricht der eines, durch den elektronischen Schal- ter 32 und damit in Abhängigkeit des Vorzeichens 31 der Netzphasenspannung gesteuerten Inver- ters, da für Sperr- und Leitzustand des elektronischen Schalters 32 der dem Summierpunkt 28 eingangsseitig resultierend zufliessende Strom gleichen Betrag aber entgegengesetztes Vorzeichen aufweist.
Durch das hinsichtlich Amplitude über entsprechende Dimensionierung des Rückkoppel- widerstandes 33 dem Dreiecksignal 9 angepasste Rechtecksignal 5 am Ausgang des Funktionsge- nerators 6 wird das Dreiecksignal 9 bezogen auf den Komparatoreingang 36 innerhalb der positi- ven Netzphasenspannungshalbschwingung (die Netzphasenspannung sei gegen den Netzstern- punkt positiv gezählt) derart zu positiven Werten bzw. innerhalb der negativen Phasenspannungs- halbschwingung derart zu negativen Werten verschoben, dass nach Berücksichtigung der, vom
Vorzeichen des Phasenstromes anhängigen Spannungsbildung unidirektionaler Dreiphasen-
Dreipunkt-Pulsgleichrichtersysteme durch an sich bekannte Inversion der Komparatorschaltent- scheidung 11 für negative Netzphasenstromwerte (d.h. physikalisch gegen den Netzstempunkt fliessenden Strom) bzw.
negative Netzphasenspannungswerte am Ausgang 13 des Pulsbreitenmo- dulators 10 ein, hinsichtlich des lokalen Mittelwertes direkt dem Modulatoreingangssignal 8 propor- tionales pulsfrequentes Rechtecksignal gebildet wird, das hinsichtlich des lokalen Mittelwertes weiters in direkter proportionaler Abhängigkeit des Ausgangsspannungsreglerausgangssignals 3 steht. Der sich in Verbindung mit dem Gleichgewicht der Netzphasenspannung und des lokalen
Mittelwertes der Gleichrichtereingangsspannung einstellende Phasenstromwert kann somit durch den Ausgangsspannungsreglerausgang 3 proportional verändert werden, womit eine Regelung der
Ausgangsspannung durch, vom Lastzustand des Gleichrichtersystems abhängige Erhöhung oder
Absenkung der netzseitig zufliessenden Leistung ermöglicht wird.
Eine weitere Beeinflussung kann über den, in gleicher Weise auf alle Phasen wirkenden Ausgang 7 eines übergeordneten Mittel- punktsspannungsreglers erfolgen, der in an sich bekannter Weise, einem Offset der Pha- senstrommesswerte entsprechend, in einem Mittelwert des Mittelpunktsstromes ungleich 0 bzw. einer gewünschten Potentialverschiebung des kapazitiven Ausgangsspannungsmittelpunktes resultiert.
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