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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Aufbereitung elektrischer Signale mit einer digitalen Filteranordnung, bei der ein oder mehrere Eingangssignale mittels einer dezimierenden Technik in spektrale Teilsignale aufgespaltet, diese spektralen Teilsignale verarbeitet und mittels einer interpolierenden Technik zum Ausgangssignal zusammengefügt werden.
Die Art der Signalaufbereitung eines Signals ist im Sinne einer linearen Filterung oder einer Signalverbesserung oder einer Echo- bzw. Rückkopplungskompensation oder einer Signalverschleierung bzw. beliebiger Kombinationen davon zu verstehen. Die Verarbeitung des Signals in einer digitalen Filteranordnung erfolgt zeitdiskret.
Eine zeitdiskrete lineare Filterung ist beschreibbar im Zeitbereich durch die diskrete Faltung einer Filtereingangsimpulsfolge u (k) mit einer Impulsantwort h (k) des Filters, d. h. durch die Gleichung
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oder im Frequenzbereich durch die Multiplikation des Eingangsspektrums U (n) mit der Übertra- gungsfunktion H (n), d. h. durch die Gleichung Y (n) =U (n). H (n), (2) wobei die Frequenzskala auf die Abtastfrequenz fA normiert wird (n = 2. f/fA).
Eine Signalverbesserung ist erforderlich, wenn dem Signal eine additive Störung überlagert ist. Diese Störung kann durch akustische Hintergrundgeräusche oder durch elektrische Störungen im Übertragungskanal hervorgerufen werden. Unter der Voraussetzung einer schwachen Stationarität der Störung können mittels einer fortlaufend ausgeführten Parameter-identifikation die stationären
Intervalle, d. h. die Sprachpausen und damit die Parameter der Störung erkannt werden. Mit den so gewonnenen Parametern werden die Filterkoeffizienten eines Optimalfilters berechnet (US-PS Nr. 4, 025, 721), das den verbleibenden Restfehler nach gewissen Kriterien minimiert.
Ein weiteres Zeitbereichsfilterverfahren ist aus der DE-OS 2749132 bekannt, bei dem zur Signalverbesserung ein adaptives, digitales Transversalfilter verwendet wird, wobei die Filterkoeffizienten nach einem Gradientenalgorithmus eingestellt werden und wobei das so gebildete Schätzsignal eine möglichst gute Reproduktion des Originalsignals darstellen soll. Ein weiteres Verfahren zur Signalverbesserung ist die sogenannte spektrale Subtraktion. Dabei wird mit Hilfe der Spektraltransformation FFT (Fast Fourier Transform.) das Kurzzeitspektrum des gestörten Signals nach Betrag (bzw. Leistung) und Phase ermittelt. Das Betrag- (bzw. Leistungs-) Spektrum wird im wesentlichen durch Subtraktion eines geschätzten Betrags- (Leistungs-) Spektrums der Störung korrigiert. Anschliessend wird die Phase des gestörten Signals hinzugefügt und eine inverse FFT ausgeführt.
Dieses bekannte Verfahren ist beispielsweise aus einer Abhandlung in den IEEE-Transactions, Bd. ASSP-26, 1978, Seiten 471-472, bzw. Bd. ASSP-27, Seiten 113-120, entnehmbar.
Das Problem der Echo-und Rückkopplungskompensation tritt beispielsweise bei der Fernsprechübertragung auf. Durch Reflexionen an Gabelschaltungen entstehen störende Echos, die mit Hilfe eines adaptiven Filters zu kompensieren sind. Im Zusammenhang mit einem sogenannten Lautfernsprecher kann zur Unterdrückung der Rückkopplung ein adaptives Filter eingesetzt werden.
Zur Signalverschleierung kann das Signalspektrum in mehrere Frequenzbänder aufgespaltet, diese untereinander vertauscht und/oder frequenzmässig in Kehrlage gebracht werden. Dadurch kann ein Übertragungskanal gegen unbefugtes Abhören gesichert werden (z. B. DE-AS 1273002).
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine digitale Filteranordnung mit einem geringen Aufwand an Mitteln zu realisieren, bei der die verschiedenen Arten der Signalaufbereitung in beliebiger Kombination gewählt werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass mindestens ein Eingangssignal zur Aufspaltung in spektrale Teilsignale einem an sich bekannten Polyphasennetzwerk zugeführt wird, dessen Ausgangssignale einer diskreten Fourier Transformation, die nach dem bekannten Verfahren
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der Fast Fourier Transformation ausgeführt werden kann und bei der die spektralen Teilsignale nach Real- und Imaginärteil getrennt werden, unterworfen werden, und dass danach die spektralen
Teilsignale unabhängig voneinander durch adaptive Pegelsteuerung und/oder Filterung und/oder
Kompensation in beliebiger Kombination zur Filterung, Signalverbesserung, Echokompensation und/ oder Signalverschleierung eines oder mehrerer Eingangssignale verarbeitet werden, und dass die verarbeiteten Teilsignale zum Ausgangssignal bzw.
zu Ausgangssignalen mit gleichzeitiger Inter- polation zusammengefügt werden, indem diese Teilsignale einer inversen, diskreten Fourier Transfor- mation, die nach dem bekannten Verfahren der inversen Fast Fourier Transformation ausgeführt werden kann, unterworfen und einem an sich bekannten inversen Polyphasennetzwerk zugeführt werden.
Gegenüber den bekannten Verfahren ist damit eine wesentliche Verbesserung der Funktions- weise und eine erhebliche Reduzierung für den Aufwand an Mitteln erreichbar.
Eine vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemässen Verfahrens ist dadurch gekenn- zeichnet, dass eine adaptive Filterung mehrerer Eingangssignale durch eine adaptive Pegel- steuerung, für die Kurzzeiterwartungswerte der spektralen Teilsignale verwendet werden, vorge- nommen wird. Es kann so einfach eine Anpassung an spezifische Eigenschaften der Spracherzeu- gung und der Hörempfindung vorgenommen werden. Dadurch kann eine hohe Wirksamkeit erzielt werden. Weiterhin ist von Vorteil, dass bei der Verarbeitung mehrerer Eingangssignale der Synthe- seteil, d. h. ein Polyphasennetzwerk und eine diskrete Fourier-Transformation, nur einmal erfor- derlich ist.
Es ist dabei weiter günstig, wenn ein oder mehrere Eingangssignale nur als Referenzsignale zur Bildung von Kurzzeiterwartungswerten verwendet werden. Es kann so aus den Eingangssignalen eine Zusatzinformation über das störende Signal gewonnen und somit eine verbesserte Wirkung erzielt werden.
Eine weitere vorteilhafte Ausbildung des erfindungsgemässen Verfahrens, welche mit entsprechenden analogen Verfahren kompatibel ist und welche mit Vorteil mit der Verarbeitung "Signalverbesserung" kombiniert wird, ist dadurch gekennzeichnet, dass zur Sprachverschleierung eine Bandvertauschung und/oder Inversion von spektralen Teilsignalen durchgeführt wird.
Zur einfachen Realisierung einer Sprachverschleierung ist eine Ausbildung des erfindungsgemässen Verfahrens günstig, welche vorsieht, dass zur frequenzmässigen Inversion der spektralen Teilsignale die zueinander konjugiert komplexen Teilsignale miteinander vertauscht werden oder dass eine Vorzeichenumkehr der Imaginärteile dieser Teilsignale vorgenommen wird.
Eine besonders einfache Realisierung einer Sprachverschleierung, bei der auch der verwendete Code leicht austauschbar ist, kann mit einer Ausbildung des erfindungsgemässen Verfahrens erhalten werden, welche dadurch gekennzeichnet ist, dass die Verfahrensschritte Fourier Transformation, Verarbeitung, Bandvertauschung, Inversion und inverse Fourier Transformation durch Multiplikation eines Vektors der Ausgangssignale des Polyphasennetzwerkes mit einer Matrix ersetzt werden.
Im weiteren wird die Erfindung an Hand einer ausführlichen Beschreibung eines Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die Zeichnungen veranschaulicht. Es zeigt : Fig. l das Blockschaltbild der digitalen Filteranordnung gemäss der Erfindung, Fig. 2 ein weiteres Blockschaltbild der digitalen Filteranordnung mit einem zusätzlichen Referenzsignal, Fig. 3 das Prinzipschaltbild für die Anwendung der digitalen Filteranordnung zur Echo- und Rückkopplungskompensation bei einem Lautfernsprecher, Fig. 4 eine Ausführungsform der erfindungsgemässen Filteranordnung bei Verwendung zur Sprachverschleierung, Fig. 5 ein weiteres Ausführungsbeispiel für die digitale Filteranordnung nach Fig. 4.
Die digitale Filteranordnung nach Fig. 1 enthält eine bekannte Einrichtung --1-- mittels der ein Eingangssignal u in spektrale Teilsignale V in der Form komplexwertiger Tiefpasssignale aufgespaltet wird. Durch die Indizierung mit dem Index \) wird ein Laufparameter (Kanal), z. B.
V spektrales Teilsignal für den v-ten Kanal, bezeichnet. Diese spektralen Teilsignale vs werden jeweils in einer Einrichtung --2-- verarbeitet. Durch die Verarbeitung in der Einrichtung --2-wird je nach Verwendungszweck das Eingangssignal u so aufbereitet, dass eine Filterung und Signalverbesserung oder eine Echo- und Rückkopplungskompensation oder eine Signalverschleierung
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bzw. beliebige Kombinationen davon erreichbar sind. Dabei erweist es sich als vorteilhaft, dass trotz unterschiedlichen Verwendungszwecks die Struktur der digitalen Filteranordnung beibehalten
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zweck z. B. gefiltert vorliegt.
Zur Filterung und Signalverbesserung des Eingangssignals u wird das Eingangssignal u, welches z. B. aus einem Sprachsignal s und einem additiv überlagerten Störsignal n besteht, mit Hilfe einer Filterbank (Einrichtung --1--) in Frequenzbänder aufgespaltet. Eine vorteilhafte Ausführung der Filterbank ist beispielsweise aus Signal Processing, Band 2, 1980, Seiten 55-65
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entsteht an jedem der Ausgänge ein komplexwertiges Tiefpasssignal V gemäss einer Quadratur-Bandpassfilterung mit Umsetzung in die Tiefpasslage und mit gleichzeitiger Taktreduktion. Diese Taktreduktion bzw. Dezimierung einer Abtastfrequenz für das Eingangssignal u ist beschreibbar durch einen eingangsseitig der digitalen Filteranordnung angeordneten und rotierenden Schalter --13--.
Bei der Realisierung kann dafür ein Eingabespeicher vorgesehen sein. Dadurch kann in vorteilhafter Weise die digitale Filteranordnung mit der theoretisch kleinstmöglichen Taktfrequenz betrieben und der Rechenaufwand verringert werden.
Das Polyphasennetzwerk --11-- enthält entsprechend der Anzahl M der spektralen Teilsignale zeine Reihe von Teilfiltern --14--, deren Koeffizienten einstellbar sind. Die Wahl der Koeffizienten der Teilfilter-14-ist beschreibbar durch die Wahl der Koeffizienten eines rekursiven oder nichtrekursiven Prototyp-Tiefpasses mit dessen Impulsantwort hTp. Durch den Frequenzgang des Prototyp-Tiefpasses wird die spektrale Auflösung bestimmt. Die Ausgangssignale vp der Teilfilter --14-- (gefilterte Teilsignale v des Polyphasennetzwerkes --11-- sind beschreibbar durch folgende Gleichung
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Wie aus Gleichung (3) ersichtlich, erfolgt die Berechnung zu den diskreten Zeitpunkten
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Die gefilterten Teilsignale vp werden mit Hilfe des Rechenverfahrens der diskreten Fourier Transformation im FFT-Prozessor --12-- in komplexwertige Tiefpasssignale V, übergeführt. Für das komplexwertige Tiefpasssignal V gilt folgende Gleichung
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Dabei besitzt die diskrete Fourier Transformation nicht die Bedeutung einer Spektraltransformation sondern einer komplexwertigen Rechenvorschrift zur Bildung linearer Kombinationen der Zeitsignale v Durch Einsetzen von Gleichung (3) in Gleichung (4a) erhält man nach einer Umformung unter Berücksichtigung der Periodizitäten der komplexen Gewichtungsfaktoren
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Es handelt sich um komplexwertige Tiefpasssignale,. die durch komplexe Modulation (Spektral-
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ben sind.
Jedes der komplexwertigen Tiefpasssignale V v kann zur Geräuschreduktion einer adaptiven, komplexwertigen Filterung unterzogen werden. Im Sonderfall kann diese Filterung auch als Pegelsteuerung ausgeführt werden. Mittels der Pegelsteuerung, vorzugsweise einer adaptiven Pegelsteuerung, können jeweils Real- und Imaginärteil unabhängig voneinander geregelt werden. In der Einrichtung --2-- sind dafür Einrichtungen --21-- vorgesehen, mit denen beispielsweise ein pro Kanal gemeinsamer Pegelfaktor o, wählbar ist. Für die komplexwertigen Ausgangssignale Wv der Einrichtungen --21-- gelten dann folgende Gleichungen W (p) = c (p).
V , (p) (5) mit einem Pegelfaktor c
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oder
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Die spektralen Teilsignale Vv setzen sich jeweils aus Signalanteil Sv und Störanteil Nv gemäss Vv = Sv + N v (8)
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gebildet. Zur Gewichtung werden Konstanten ai (i = 0, 1, 2) verwendet. Eine lineare Filterwirkung ergibt sich dann, wenn die komplexwertigen Tiefpasssignale Vv konstant und unterschiedlich gewichtet werden.
Die Kurzzeitleistungen der Störsignale Nv werden in den Sprachpausen berechnet, wobei die Zeitkonstanten der Mittelwertbildung von einem Sprachpausendetektor gesteuert werden.
Die Konstanten ai bzw. die Fensterlängen können unter der Voraussetzung stationärer Störung beispielsweise derart gewählt werden, dass in jedem Kanal die Kurzzeitleistungen der komplexwertigen Zeitsignale Wv nach erfolgter Pegelsteuerung mit den Kurzzeitleistungen der ungestörten Signalanteile Sv übereinstimmen.
Aus den resultierenden, komplexwertigen Signalen Wv wird durch inverse Operation in einem FFT-Prozessor --31-- der mit einem Polyphasennetzwerk --34-- verbunden ist und durch inverse Polyphasenfilterung das Ausgangssignal g zusammengesetzt. Mit Hilfe der dabei verwendeten, sogenannten interpolierenden Technik wird die Taktfrequenz der Abtastwerte wieder auf die ursprüngliche Taktfrequenz für das Eingangssignal u erhöht. Diese Takterhöhung am Ausgang der digitalen Filteranordnung ist in Fig. 1 mit einem Schalter --33-- umschrieben. Für die inversen Operationen gelten im folgenden die Gleichungen
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Im Vergleich zum Verfahren der spektralen Subtraktion erfordert die beschriebene digitale Filteranordnung einen geringeren Rechen- bzw. Realisierungsaufwand. Die Nachbarkanäle sind bei geeigneter Wahl der Prototyp-Tiefpass-Impulsantwort hTP gegenseitig entkoppelt. Durch kurze Blocklänge (z. B. M = 32) und minimalphasige Filterung sind geringe Verzögerungszeiten erreichbar.
Da die spektralen Teilsignale VV nach Real- und Imaginärteil trennbar sind, ist die Anwendung beispielsweise der adaptiven Pegelsteuerung getrennt für Real- und Imaginärteil möglich.
Für die Teilfilter-14 bzw. 32-- können rekursive und nichtrekursive Prototyp-Filter eingesetzt werden. Mit Hilfe des erfindungsgemässen Verfahrens ist eine hochwirksame Geräuschreduktion mit minimaler Verzerrung des Sprachsignals bei geringer Kanalzahl M erreichbar.
Fig. 2 zeigt eine weitere Ausführungsform für das digitale Filter in dem Fall, dass ein Referenzsignal r, welches mit der Störung n korreliert ist, zur Verfügung steht. In einer weiteren Einrichtung-4- (Funktionsweise entsprechend der Einrichtung --1-- nach Fig. 1) wird das Eingangssignal, im vorliegenden Fall das Referenzsignal r, mittels der dezimierenden Technik in spektrale Teilsignale R, aufgespaltet. Für den Sonderfall einer reellwertigen, adaptiven Pegelsteuerung in jedem Kanal kann z. B. der gemeinsame Pegelfaktor c nach folgender Gleichung bestimmt werden
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Die mittlere quadratische Übertragungsfunktion HJ wird aus dem Quotienten der Kurzzeitleistungen des Störsignals N, (s.
Gleichung (8)) und des Referenzsignals R, in den Sprachpausen bestimmt. Als wesentlicher Unterschied im Vergleich zu bekannten Verfahren ist eine Stationarität oder schwache Stationarität des Geräusches keine Voraussetzung um eine hochwirksame Geräuschreduktion mit minimaler Verzerrung des Sprachsignals durchführen zu können.
In Fig. 3 ist der Einsatz der erfindungsgemässen digitalen Filteranordnung zur Echo- und Rückkopplungskompensation gezeigt. In einem Mikrophon -5-- ist dem Sprachsignal s ein Echosprachsignal g additiv überlagert. Aus dem Mikrophonsignal (s + g) wird in der digitalen Filteranordnung ein Schätz signal 5 gebildet, indem die Verfahrensschritte : Aufspalten des Mikrophonsignals in spektrale Teilsignale mittels einer dezimierenden Technik, Verarbeitung dieser spektralen Teilsignale beispielsweise durch reellwertige, adaptive Pegelsteuerung und Zusammensetzung dieser spektralen Teilsignale mittels interpolierender Technik angewendet wurden.
In ähnlicher Weise wie in Fig. 2 werden zur Ableitung der adaptiven, reellwertigen Pegelfaktoren ein Referenzsignal verwendet, welches im vorliegenden Fall mit einem Lautsprechersignal g identisch ist. In den Sprachpausen gilt Vv =G wegen s = 0 bzw. u = g. Durch Messung der Kurzzeitleistungen der spektralen Teilsignale und G, kann die mittlere quadratische Übertragungsfunktion gemäss folgender Gleichung
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**WARNUNG** Ende DESC Feld kannt Anfang CLMS uberlappen**.