EP1525576B1 - Vorrichtung und verfahren zum erzeugen einer komplexen spektraldarstellung eines zeitdiskreten signals - Google Patents
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- EP1525576B1 EP1525576B1 EP03766165A EP03766165A EP1525576B1 EP 1525576 B1 EP1525576 B1 EP 1525576B1 EP 03766165 A EP03766165 A EP 03766165A EP 03766165 A EP03766165 A EP 03766165A EP 1525576 B1 EP1525576 B1 EP 1525576B1
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Definitions
- the present invention relates to time-frequency conversion algorithms, and more particularly to such algorithms in conjunction with audio compression concepts.
- a complex special coefficient can be represented by a first and a second partial spectral coefficient, the first part spectral coefficient being the real part and the second part spectral coefficient being the imaginary part, as desired.
- the complex spectral coefficient may also be represented by the magnitude as the first partial spectral coefficient and the phase as the second partial spectral coefficient.
- the input signal is first divided into blocks of a predetermined length by means of multiplication with temporally staggered window functions. Each of these blocks is then converted to a spectral representation by application of the DFT. Do the blocks used each contain L samples, i. H. If the window length is L, the output of the DFT can again be completely described in the form of a total of L values (real and imaginary parts or magnitude and phase values). For example, if the input signal is real, L / 2 results in complex values. When using suitable window functions, the input signal can be reconstructed from this representation with the aid of an inverse DFT.
- DFT discrete Fourier transformation
- non-overlapping window functions means a strong limitation on the achievable quality of the spectral decomposition, in particular the separation of different frequency bands.
- modulated filter banks which are characterized by the possibility of an efficient implementation.
- MDCT modified discrete cosine transformation
- the window length L may assume values between N and 2N - 1 due to different degrees of overlap.
- Fig. 6 shows the decomposition of a time discrete input signal x (n) into the spectral components u k, m , where m represents the temporal block index, ie the time index after the sampling rate reduction, while k is the frequency index or subband index.
- the sampling frequencies are the same in all subbands, ie the original sampling frequency is reduced by the factor N.
- filter bank with filters 60 and downstream downsampling elements 62 provides a uniform band division.
- the above transformation rule may also differ from the above equation, e.g. For example, when the sine function is used instead of the cosine function, or when "+ N / 2" is used instead of "-N / 2". It is also conceivable to use the alternating MDCT / MDST mentioned later (when using k instead of k + 1/2).
- hP (n) represents the prototype impulse response.
- Hk (n) is the filter impulse response for the filter associated with subband k.
- n is the counting index of the time-discrete input signal x (n), while N indicates the number of spectral coefficients.
- the output values of a real-valued transformation such as the MDCT, which is known not energy conserving, but are only partially usable for applications that require complex-valued spectral components. If, for example, the amounts of the real output values are used as an approximation for the amounts of complex-valued spectral components in the corresponding frequency ranges, then even with sinusoidal input signals of constant amplitude there will be strong fluctuations. Such a procedure thus provides only poor approximations for short-term magnitude spectrums of the input signal.
- a Scalable and Progressive Audio Codec Vinton and Atlas, IEEE ICASSP 2001, 7-11 May 2001 , Salt Lake City
- the input signal is windowed by an Kaiser-Bessel window function to produce temporally successive blocks of samples.
- the blocks of input values are then transformed either by a modified Discrete Cosine Transform (MDCT) or by a Modified Discrete Sine Transform (MDST) depending on a shift index.
- MDCT modified Discrete Cosine Transform
- MDST Modified Discrete Sine Transform
- two temporally adjacent blocks of spectral coefficients are combined into a single complex transformation such that the MDCT block represents the real parts of complex spectral coefficients, while the temporally consecutive MDST block represents the associated imaginary parts of the complex spectral coefficients.
- the MDCT block represents the real parts of complex spectral coefficients
- the temporally consecutive MDST block represents the associated imaginary parts of the complex spectral coefficients.
- the object of the present invention is to provide an improved concept for generating a complex spectral representation of a time-discrete signal.
- a device for generating a complex spectral representation according to claim 1 a method for generating a complex spectral representation according to claim 18, a device for encoding a discrete-time signal according to claim 19, a method for encoding a discrete-time signal according to claim 20, an apparatus for generating a real spectral representation according to claim 21, a method for generating a real spectral representation according to claim 22 or solved by a computer program according to claim 23.
- the present invention is based on the finding that a good approximation for a spectral representation of a time-discrete signal from a block-wise real-valued spectral representation of the time-discrete signal can be determined by a first Ambigralkostory and / or a second partial spectral coefficient is calculated by combining at least two real spectral coefficients.
- This is z. B. the real part / or the imaginary part of an approximated complex spectral coefficient for a particular frequency index by combining two or more real spectral coefficients, preferably in temporal and / or frequency proximity to the complex spectral coefficients to be calculated.
- the combination is a linear combination, wherein furthermore the real spectral coefficients to be combined before the linear combination, ie an addition or subtraction, can be weighted with constant weighting factors.
- a linear combination is an addition or subtraction of different linear combination partners, which may or may not be weighted with weighting factors before the linear combination.
- the weighting factors can be positive or negative real numbers including zero.
- the two or more real spectral coefficients that are combined to obtain a complex partial spectral coefficient for a frequency index and a (temporal) block index are arranged in frequency and / or temporal proximity.
- the real spectral coefficients are at a higher or lower by 1 frequency index from the current (temporal) block.
- the corresponding real spectral coefficients are located in temporal proximity from the immediately preceding time block or the immediately following time block with the same frequency index.
- the real spectral coefficients of the immediately preceding or immediately following temporal block having a frequency index higher or lower by a frequency index than that Frequency index of the partial spectral coefficient just calculated.
- the combination rule for calculating a partial spectral coefficient varies depending on whether the frequency index is even or odd.
- the frequency response - which usually has a bandpass character - should have a desired course for positive frequencies, and should be as small as possible or equal to 0 for negative frequencies.
- Such a frequency response results from the inventive concept and is considered advantageous for many applications.
- the properties of this frequency response can be in preferred embodiments z. B. by appropriate adjustment of the weighting factors or by appropriate modification of the window functions of the first transformation to generate the real-valued spectral coefficients are manipulated.
- the system thus provides many degrees of freedom for adaptation to particular needs, in particular the possibility of not only combining two real spectral coefficients, but also combining more than two real spectral coefficients to provide an even better approximation to a desired frequency response of the overall arrangement to reach.
- Fig. 1 shows an apparatus for generating a complex spectral representation of a time-discrete signal x (n).
- the discrete-time signal x (n) is fed to a means 10 for generating a block-wise real-valued spectral representation of the discrete-time signal, the spectral representation having temporally consecutive blocks, each block having a set of spectral coefficients as shown in FIG Fig. 2a to 2b will be explained in more detail.
- At the output of the device 10 is thus a sequence of consecutive blocks of spectral coefficients that are real-valued spectral coefficients due to the property of the device 10.
- This sequence of temporally successive blocks of spectral coefficients is fed to a post-processing means 12 to obtain a block-wise complex approximated spectral representation comprising successive blocks, each block having a set of complex approximated spectral coefficients, a complex approximated spectral coefficient being determined by a first Part spectral coefficient and a second spectral coefficient can be displayed, wherein at least the first or the second spectral coefficient is determined by a combination of at least two real spectral coefficients.
- Fig. 2a to 2c together, they show a sequence of blocks of real-valued spectral coefficients, as determined by means 10 of FIG Fig. 1 be generated.
- m represents a block index while k represents a frequency index.
- Fig. 2 shows a block of real-valued spectral coefficients plotted along the frequency axis at the time point or block index (m-1).
- the block of spectral coefficients comprises spectral coefficients u i, m-1 , where i is a run index, while m-1 is the block index.
- Fig. 2b shows the same situation, but now for the temporally following block m.
- Fig. 2c shows the same situation again, but now for the block index (m + 1). This results in the episode of Fig. 2a, 2b, 2c a time course, by an arrow 20 in the Fig. 2a to 2c is symbolized.
- Fig. 3 shows an alternative representation of the device for generating a complex spectral representation, wherein the discrete-time input signal x (n) in the device 10 for Generating a block-wise real spectral representation is fed in Fig. 3 is denoted by T 1 . It should be noted that this is a first conversion of the time signal, which has been windowed to be in block, into a spectral representation at the output of the device 10.
- Fig. 3 shows a snapshot at the time or block index m, so refers to Fig. 2b which has been described above.
- the output values of the device 10, ie the real-valued spectral coefficients, which may be MDCT coefficients, for example, are fed to the device 12 for post-processing to obtain a complex spectrum on the output side, which for each frequency index k a first Partspektralkostoryen p k, m and a second partial spectral coefficients q k, m , where p k, m is the real part and q k, m is the imaginary part of the complex spectral coefficient for the frequency index k, where m denotes the block index.
- Fig. 3 is designated T 1 and 10, respectively. From these, for example, a real and an imaginary part p, q are formed for a specific frequency index and for a specific (temporal) block index. Alternatively, of course, amount and phase could be generated.
- special phase relationships of the modulation functions can be exploited, which are the basis of a modulated filter bank.
- the operation T 2 or 12, respectively, which is connected after the first transformation, is again an invertible, critically sampled transformation. This results in a total system, which also has the property of critical sampling and at the same time allows a reconstruction of the spectral components obtained.
- T 2 is now a two-dimensional transformation, since in the preferred embodiment of the present invention both temporally adjacent and frequency adjacent real valued spectral coefficients are combined, ie as their input values extend along the time and frequency axes, as shown in FIG Fig. 2a to 2c has been shown. Since a real and an imaginary part are formed from each transformation operation using the device 12, a value pair is to be calculated for a critical scan only for every second scanning position of the time / frequency plane. This is achieved in a preferred embodiment of the present invention by sampling rate reduction along the time axis, ie computation only for every other block of the first transform T 1 . Alternatively, this is achieved by sampling rate reduction along the frequency axis, ie computation only for every second subband i of the first transformation. Again, alternatively, this is offset, ie achieved in the form of a checkerboard pattern, in which alternately every second block and every second band are used.
- the transformation coefficients of the second transformation, with which the output values of T 1 are each weighted before their summation, ie the weighting factors, preferably fulfill the conditions for the exact reconstruction according to the respective sampling scheme.
- the system according to the invention contains a number of degrees of freedom, which can be used for optimizing the properties of the overall system, ie for optimizing the frequency response of the entire system as a complex filter bank.
- Fig. 4 A first embodiment of the present invention for the detailed specification of the device 12 for post-processing shown. It is preferable to distinguish between a straight frequency index k and an odd frequency index k + 1.
- a straight frequency index that is, when p k, m and q k, m are to be calculated (m is the block index and k is the frequency index)
- the real part p k, m is summed by two temporally successive real-valued spectral coefficients.
- p k, m thus results either from the summation of the spectral coefficient with the index k from the Fig. 2b and 2a or from the Fig. 2c and 2b ,
- the associated imaginary part q k, m is inventively either by summing two successive values with the frequency index k-1 again the Fig. 2a, 2b (Block m-1 and block m) or the Fig. 2b and 2c (Block m and block m + 1).
- the real part p k + 1, m is calculated as the difference between two consecutive values, ie as the difference between the spectral coefficients k + 1 of the Fig. 2a, 2b or 2b, 2c .
- the associated imaginary part q k + 1, m results as the difference between two successive values with the frequency index k, ie as the difference between the real-valued spectral coefficients with the index k der Fig. 2a, 2b or 2b, 2c ,
- Fig. 4 shown transformation function which is generally designated by the reference numeral 12 a, wherein the transformation function has two transformation sub-regulations h L (m) and h H (m), which, as shown in Fig. 4 shown in pairs alternately applied to the output values of the device 10.
- the first subfunction h L (m) has the form ⁇ 1, 1 ⁇
- the second subfunction has the form ⁇ 1, -1 ⁇ .
- the notation of the subfunctions h L (m) and h H (m) is intended to mean that a sum or difference of the corresponding spectral coefficients is to be formed from two (temporally) adjacent blocks.
- the critical sampling is achieved by a factor of 2 temporal sampling rate reduction, as indicated by the device labeled 12b in FIG Fig. 4 is shown symbolically. If an orthogonality of the second transformation (12a, 12b) is desired, then all the output values p, q can be normalized by multiplication by the factor 1 / ⁇ 2.
- the second transformation (12a, 12b) connected downstream of the first transformation which is, for example, an MDCT, respectively engages over the two adjacent bands from which the real part p k, m and the imaginary part q k, m are formed for a frequency index k.
- temporally successive real-valued spectral coefficients are taken into account in the combination, ie the summation or subtraction.
- the downstream transformation 12a, 12b does not include any degrees of freedom for optimizing the overall system in terms of adjustable weighting factors contained in the functions h L and h H , it is preferable to optimize the overall system by the window function of the first transformation, for example the MDCT manipulate, ie in To change comparison to a given known window function.
- the window function of the first transformation for example the MDCT manipulate, ie in To change comparison to a given known window function.
- Equation T 2 is an inverse to the transform rule T 2 T 2 transformation rule used -1. If equations (1) to (4) are considered, it turns out that the real spectral components u k, m-1 and u k, m from the real part p k, m and the imaginary part q k + 1, m from the Equations (1) and (4) can be calculated by solving two equations (1) and (4) for two unknowns according to the sought real spectral coefficients u k, m-1 and u k, m .
- T 2 -1 Knowing the sequence of blocks of complex approximated spectral coefficients, it is possible to calculate back to the sequence of real spectral coefficients by performing the inverse combination rule.
- the values of the coefficients a, b, and c can be used to optimize the overall system, again to achieve a desired frequency response of the overall arrangement, which, as has been stated, is desirable, for example positive frequencies a bandpass characteristic is available as a frequency response, while for negative frequencies the greatest possible attenuation is desired.
- weighting factors a, b, c are used to weight all the real spectral coefficients adjacent to the real spectral coefficient u k, m in the time-frequency plane more or less, as shown in equation (6) ,
- the methods according to the invention can be implemented in hardware or in software.
- the implementation may be on a digital storage medium, in particular a floppy disk or CD with electronically readable control signals, which interact with a programmable computer system such that the corresponding method is executed.
- the invention thus also consists in a computer program product with program code stored on a machine-readable carrier for carrying out one or more of the inventive methods when the computer program product runs on a computer.
- the invention is also a computer program having a program code for performing one or more of the methods when the computer program runs on a computer.
Description
- Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Zeit-Frequenz-Umsetzungsalgorithmen und insbesondere auf solche Algorithmen in Verbindung mit Audiokompressionskonzepten.
- Für einige Anwendungen bei der Codierung zu Zwecken der Datenkompression und insbesondere bei der Audiocodierung ist eine Darstellung reellwertiger zeitdiskreter Signale in Form von komplexwertigen Spektralkomponenten notwendig. Ein komplexer Spezialkoeffizient kann durch einen ersten und einen zweiten Teilspektralkoeffizient dargestellt werden, wobei je nach Wunsch der erste Teilspektralkoeffizient der Realteil und zweite Teilspektralkoeffizient der Imaginärteil sind. Alternativ kann der komplexe Spektralkoeffizient auch durch den Betrag als ersten Teilspektralkoeffizient und die Phase als zweiten Teilspektralkoeffizient dargestellt werden.
- Solche komplexen Spektralkoeffizienten werden auch in Vinton et al: "Scalable and progressive audio codec", 2001 IEEE Int. Conf. on Acoustics, Speech, and Signal Processing, pp. 3277-3280, vol. 5, verwendet.
- Insbesondere bei der Audiocodierung werden oft reellwertige Transformationsverfahren eingesetzt, wie z. B. die bekannte MDCT, die in "Analysis/Synthesis Filter Bank Design Based on Time Domain Aliasing Cancellation", J. Princen, A. Bradley, IEEE Trans. Acoust., Speech, and Signal Processing 34, S. 1153 - 1161, 1986, beschrieben ist. Es besteht z. B. innerhalb des psychoakustischen Modells der Bedarf nach einem komplexen Spektrum. Hierzu wird auf das psychoakustische Modell in Annex D.2.4 des Standards ISO/IEC 11172-3 verwiesen, der auch als MPEG1-Standard bezeichnet wird. Bei bestimmten Anwendungen läuft parallel zur eigentlichen MDCT-Transformation (MDCT = modifizierte diskrete Cosinustransformation) eine komplexe diskrete Fourier-Transformation mit, um psychoakustische Parameter zu berechnen, wie z. B. die psychoakustische Maskierungsschwelle.
- Bei dieser diskreten Fourier-Transformation (DFT) wird das Eingangssignal zunächst mittels Multiplikation mit zeitlich gegeneinander versetzten Fensterfunktionen in Blöcke einer vorgegebenen Länge unterteilt. Jeder dieser Blöcke wird anschließend durch Anwendung der DFT in eine Spektraldarstellung überführt. Beinhalten die verwendeten Blöcke jeweils L Abtastwerte, d. h. beträgt die Fensterlänge L, so läßt sich der Ausgang der DFT wiederum in Form von insgesamt L Werten (Real- und die Imaginärteile oder Betrags- und Phasenwerte) vollständig beschreiben. Wenn beispielsweise das Eingangssignal reell ist, ergeben sich L/2 komplexe Werte. Bei der Verwendung geeigneter Fensterfunktionen kann aus dieser Darstellung mit Hilfe einer inversen DFT das Eingangssignal wieder rekonstruiert werden.
- Dieser Ansatz unterliegt jedoch einigen Einschränkungen. So ist beispielsweise eine kritische Abtastung nur möglich, wenn sich aufeinanderfolgende Fenster nicht überlappen. Andernfalls wären nämlich bei einem zeitlichen Versatz von N < L Werten für jeweils N neue Eingangswerte der DFT L Werte in der Spektraldarstellung zu übertragen, was insbesondere bei Datenkompressionsverfahren unerwünscht ist.
- Die Verwendung nicht-überlappender Fensterfunktionen bedeutet jedoch eine starke Einschränkung der erzielbaren Güte der Spektralzerlegung, wobei insbesondere die Trennung unterschiedlicher Frequenzbänder zu nennen ist.
- Eine bessere Bandtrennung läßt sich dagegen mit reellwertigen Transformationen mit überlappenden Fensterfunktionen erzielen. Eine besondere Klasse dieser Transformationen stellen die sogenannten modulierten Filterbänke dar, die sich durch die Möglichkeit einer effizienten Implementierung auszeichnen. Unter diesen modulierten Filterbänken hat sich als Sonderform die modifizierte diskrete Cosinustransformation (MDCT) durchgesetzt, bei der die Fensterlänge L aufgrund unterschiedlicher Überlappungsgrade Werte zwischen N und 2N - 1 annehmen kann.
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Fig. 6 zeigt die Zerlegung eines zeitdiskreten Eingangssignals x(n) in die Spektralkomponenten uk,m, wobei m den zeitlichen Blockindex darstellt, also den Zeitindex nach der Abtastratenreduktion, während k der Frequenzindex oder Teilband-Index ist. Die Abtastfrequenzen sind in allen Teilbändern gleich, d. h. die Original-Abtastfrequenz ist um den Faktor N reduziert. Die inFig. 6 dargestellte Filterbank mit Filtern 60 und nachgeschalteten Downsampling-Elementen 62 liefert eine gleichförmige Bandaufteilung. -
- Die obige Transformationsvorschrift kann auch von der obigen Gleichung abweichen, z. B. wenn die Sinusfunktion anstatt der Cosinusfunktion verwendet wird, oder wenn anstelle von "-N/2" "+N/2" verwendet wird. Auch der Einsatz mit der später erwähnten abwechselnden MDCT/MDST (bei Verwendung von k anstelle von k+1/2) ist denkbar.
- In der oben stehenden Gleichung stellt hP(n) die Prototyp-Impulsantwort dar. hk(n) ist die Filter-Impulsantwort für das Filter, das dem Teilband k zugeordnet ist. n ist der Zählindex des zeitdiskreten Eingangssignals x(n), während N die Anzahl der Spektralkoeffizienten angibt.
- Die Ausgangswerte einer reellwertigen Transformation, wie z. B. der MDCT, die bekanntlich nicht energieerhaltend ist, sind jedoch nur bedingt für Anwendungen einsetzbar, die komplexwertige Spektralkomponenten erfordern. Verwendet man beispielsweise die Beträge der reellen Ausgangswerte als Näherung für die Beträge komplexwertiger Spektralkomponenten in den entsprechenden Frequenzbereichen, so ergeben sich selbst bei sinusförmigen Eingangssignalen konstanter Amplitude starke Schwankungen. Eine derartige Vorgehensweise liefert demnach nur schlechte Näherungen für Kurzzeit-Betragsspektren des Eingangssignals.
- In der Fachveröffentlichung "A Scalable and Progressive Audio Codec", Vinton und Atlas, IEEE ICASSP 2001, 7.-11. Mai 2001, Salt Lake City, ist ein Audiocodierer mit einem Transformationsalgorithmus dargestellt, der aus einer Basistransformation und einer zweiten Transformation besteht. Das Eingangssignal wird durch eine Kaiser-Bessel-Fensterfunktion gefenstert, um zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke von Abtastwerten zu erzeugen. Die Blöcke von Eingangswerten werden dann entweder mittels einer modifizierten diskreten Cosinustransformation (MDCT) oder mittels einer modifizierten diskreten Sinustransformation (MDST) abhängig von einem Verschiebungsindex transformiert. Dieser Basistransformationsprozeß entspricht im wesentlichen der TDAC-Filterbank, die in der zitierten Fachveröffentlichung von Princen und Bradley beschrieben ist. Hierauf werden zwei zeitlich benachbarte Blöcke von Spektralkoeffizienten in eine einzige komplexe Transformation kombiniert, derart, daß der MDCT-Block die Realteile von komplexen Spektralkoeffizienten darstellt, während der zeitlich aufeinanderfolgende MDST-Block die zugehörigen Imaginärteile der komplexen Spektralkoeffizienten darstellt. Hieraus wird eine Zeit-Frequenz-Verteilung des Betrags des komplexen Spektrums erzeugt, wobei eine zweidimensionale Betragsverteilung über der Zeit in jedem Frequenzband gefenstert wird, und zwar wieder mit 50% überlappenden Fensterfunktionen. Hierauf wird mittels der zweiten Transformation eine Betragsmatrix berechnet. Die Phaseninformationen werden der zweiten Transformation nicht unterzogen.
- Die abwechselnde Verwendung der Ausgangswerte einer MDCT als Real- und Imaginärteil wird auch in der Fachveröffentlichung "MDCT Filter Banks with Perfect Reconstruction", Karp und Fliege, Proc. IEEE ISCAS 1995, Seattle, WA, als "MDFT" eingeführt.
- Es wurde herausgefunden, daß auch diese Approximation eines komplexen Spektrums aus einer reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Eingangssignals dahingehend problematisch ist, daß für Töne bestimmter Frequenzen keine angemessene Betragsdarstellung gewonnen werden kann. Somit ist auch bei dieser Transformation die Bestimmung von Kurzzeit-Betragsspektren nur bedingt möglich.
- Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein verbessertes Konzept zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung eines zeitdiskreten Signals zu schaffen.
- Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung nach Patentanspruch 1, ein Verfahren zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung nach Patentanspruch 18, eine Vorrichtung zum Codieren eines zeitdiskreten Signals nach Patentanspruch 19, ein Verfahren zum Codieren eines zeitdiskreten Signals nach Patentanspruch 20, eine Vorrichtung zum Erzeugen einer reellen Spektraldarstellung nach Patentanspruch 21, ein Verfahren zum Erzeugen einer reellen Spektraldarstellung nach Patentanspruch 22 oder durch ein Computer-Programm nach Patentanspruch 23 gelöst.
- Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine gute Approximation für eine Spektraldarstellung eines zeitdiskreten Signals aus einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Signals ermittelt werden kann, indem ein erster Teilspektralkoeffizient und/oder ein zweiter Teilspektralkoeffizient dadurch berechnet wird, daß zumindest zwei reelle Spektralkoeffizienten kombiniert werden. Damit wird z. B. der Realteil/oder der Imaginärteil eines approximierten komplexen Spektralkoeffizienten für einen bestimmten Frequenzindex durch Kombination von zwei oder mehr reellen Spektralkoeffizienten vorzugsweise in zeitlicher und/oder frequenzmäßiger Nähe zu dem zu berechnenden komplexen Spektralkoeffizienten erhalten. Vorzugsweise ist die Kombination eine Linearkombination, wobei ferner die zu kombinierenden reellen Spektralkoeffizienten vor der Linearkombination, d. h. einer Addition oder Subtraktion, mit konstanten Gewichtungsfaktoren gewichtet werden können.
- An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, daß eine Linearkombination eine Addition oder Subtraktion verschiedener Linearkombinationspartner ist, die mit Gewichtungsfaktoren vor der Linearkombination gewichtet sein können oder nicht. die Gewichtungsfaktoren können positive oder negative reelle Zahlen einschließlich Null sein.
- Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sind die zwei oder mehr reellen Spektralkoeffizienten, die kombiniert werden, um einen komplexen Teilspektralkoeffizienten für einen Frequenzindex und einen (zeitlichen) Blockindex zu erhalten, in frequenzmäßiger und/oder zeitlicher Nähe angeordnet. In frequenzmäßiger Nähe befinden sich die reellen Spektralkoeffizienten mit einem um 1 höheren oder um 1 niedrigeren Frequenzindex aus dem aktuellen (zeitlichen) Block. Darüber hinaus befinden sich in zeitlicher Nähe die entsprechenden reellen Spektralkoeffizienten aus dem unmittelbar vorausgehenden zeitlichen Block oder dem unmittelbar nachfolgenden zeitlichen Block mit demselben Frequenzindex. In zeitlicher und frequenzmäßiger Nähe befinden sich ferner die reellen Spektralkoeffizienten des unmittelbar vorausgehenden oder unmittelbar folgenden zeitlichen Blocks mit einem Frequenzindex, der um einen Frequenzindex höher oder niedriger ist als der Frequenzindex des gerade berechneten Teilspektralkoeffizienten.
- Vorzugsweise variiert die Kombinationsvorschrift zum Berechnen eines Teilspektralkoeffizienten abhängig davon, ob der Frequenzindex gerade oder ungerade ist.
- Erfindungsgemäß wurde herausgefunden, daß eine Kombination von reellen Spektralkoeffizienten in zeitlicher und/oder frequenzmäßiger Nähe zu dem komplexen Spektralkoeffizienten, der bestimmt werden soll, eine gute Annäherung an einen erwünschten Frequenzgang der gesamten Anordnung aus der Einrichtung zum Erzeugen einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung und der Einrichtung zum Nachverarbeiten der blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung liefert, wobei der Frequenzgang - der üblicherweise einen Bandpasscharakter aufweist - für positive Frequenzen einen erwünschten Verlauf haben soll, und für negative Frequenzen möglichst klein bzw. gleich 0 sein soll. Ein solcher Frequenzgang ergibt sich durch das erfindungsgemäße Konzept und wird für viele Anwendungen als vorteilhaft angesehen.
- Die Eigenschaften dieses Frequenzgangs können bei bevorzugten Ausführungsbeispielen z. B. durch geeignete Einstellung der Gewichtungsfaktoren oder aber durch entsprechende Modifikation der Fensterfunktionen der ersten Transformation zum Erzeugen der reellwertigen Spektralkoeffizienten manipuliert werden. Das System liefert somit viele Freiheitsgrade zur Anpassung an bestimmte Bedürfnisse, wobei insbesondere auch die Möglichkeit zu nennen ist, nicht nur zwei reelle Spektralkoeffizienten zu kombinieren, sondern auch mehr als zwei reelle Spektralkoeffizienten zu kombinieren, um eine noch bessere Approximation an einen gewünschten Frequenzgang der Gesamtanordnung zu erreichen.
- Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
- Fig. 1
- ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung;
- Fig. 2a
- bis 2c eine Darstellung der einer Teilspektralkomponente für einen komplexen Spektralkoeffizient mit Frequenzindex k und Blockindex m benachbarten reellen Spektralkoeffizienten;
- Fig. 3
- eine schematische Darstellung zur Berechnung komplexer Teilbandsignale mit einer reellwertigen Transformation T1 und einer Nachverarbeitungstransformation T2;
- Fig. 4
- ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit kritischer Abtastung;
- Fig. 5
- ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ohne kritische Abtastung; und
- Fig. 6
- eine bekannte reellwertige Filterbank mit gleichförmiger Bandaufteilung.
-
Fig. 1 zeigt eine Vorrichtung zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung eines zeitdiskreten Signals x(n). Das zeitdiskrete Signal x(n) wird in eine Einrichtung 10 zum Erzeugen einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Signals eingespeist, wobei die Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von Spektralkoeffizienten aufweist, wie es anhand derFig. 2a bis 2b detaillierter erläutert wird. Am Ausgang der Einrichtung 10 liegt somit eine Folge von zeitlich aufeinanderfolgenden Blöcken von Spektralkoeffizienten vor, die aufgrund der Eigenschaft der Einrichtung 10 reellwertige Spektralkoeffizienten sind. Diese Folge von zeitlich aufeinanderfolgenden Blöcken von Spektralkoeffizienten wird in eine Einrichtung 12 zum Nachverarbeiten eingespeist, um eine blockweise komplexe approximierte Spektraldarstellung zu erhalten, die aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizient und einen zweiten Spektralkoeffizient darstellbar ist, wobei zumindest der erste oder der zweite Spektralkoeffizient durch eine Kombination von zumindest zwei reellen Spektralkoeffizienten ermittelt wird. - Die
Fig. 2a bis 2c zeigen zusammen eine Folge von Blöcken von Beträgen von reellwertigen Spektralkoeffizienten, wie sie durch die Einrichtung 10 vonFig. 1 erzeugt werden. m stellt einen Blockindex dar, während k einen Frequenzindex darstellt.Fig. 2 zeigt einen entlang der Frequenzachse aufgetragenen Block von reellwertigen Spektralkoeffizienten zum Zeitpunkt bzw. Blockindex (m-1). Der Block von Spektralkoeffizienten umfaßt Spektralkoeffizienten ui,m-1, wobei i ein Laufindex ist, während m-1 für den Blockindex steht. Insbesondere ist inFig. 2a eine Spektrallinie mit dem Frequenzindex i = k sowie eine Spektralkomponente mit dem Frequenzindex i = (k-1) und i = (k+1) gezeigt. -
Fig. 2b zeigt dieselbe Situation, nun jedoch für den zeitlich nachfolgenden Block m. Schließlich zeigtFig. 2c wieder dieselbe Situation, nun jedoch für den Blockindex (m+1). Damit ergibt sich in der Folge derFig. 2a, 2b, 2c ein zeitlicher Verlauf, der durch einen Pfeil 20 in denFig. 2a bis 2c symbolisiert ist. -
Fig. 3 zeigt eine alternative Darstellung der Vorrichtung zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung, wobei das zeitdiskrete Eingangssignal x(n) in der Einrichtung 10 zum Erzeugen einer blockweisen reellen Spektraldarstellung eingespeist wird, die inFig. 3 mit T1 bezeichnet ist. Es sei darauf hingewiesen, daß es sich hier um eine erste Umsetzung des Zeitsignals, das gefenstert worden ist, um blockweise vorzuliegen, in eine spektrale Darstellung am Ausgang der Einrichtung 10 handelt.Fig. 3 zeigt eine Momentaufnahme zum Zeitpunkt bzw. Blockindex m, bezieht sich also aufFig. 2b , die vorstehend beschrieben worden ist. Die Ausgangswerte der Einrichtung 10, also die reellwertigen Spektralkoeffizienten, die beispielsweise MDCT-Koeffizienten sein können, werden in die Einrichtung 12 zum Nachverarbeiten eingespeist, um ausgangsseitig ein komplexes Spektrum zu erhalten, das für jeden Frequenzindex k einen ersten Teilspektralkoeffizienten pk,m und einen zweiten Teilspektralkoeffizienten qk,m umfaßt, wobei pk,m der Realteil und qk,m der Imaginärteil des komplexen Spektralkoeffizienten für den Frequenzindex k sind, wobei m den Blockindex bezeichnet. - Erfindungsgemäß werden somit zur Erzeugung komplexwertiger Spektralkomponenten reellwertige Transformationen in Form von modulierten Filterbänken für die eigentliche Spektralzerlegung eingesetzt. Es werden nunmehr reelle Spektralkoeffizienten aus zeitlich aufeinanderfolgenden und/oder spektral benachbarten Ausgangswerten der reellwertigen Transformation verwendet, die in
Fig. 3 mit T1 bzw. 10 bezeichnet ist. Aus diesen wird beispielhaft ein Real- und ein Imaginärteil p, q für einen bestimmten Frequenzindex und für einen bestimmten (zeitlichen) Blockindex gebildet. Alternativ könnten selbstverständlich auch Betrag und Phase erzeugt werden. Hierbei können besondere Phasenbeziehungen der Modulationsfunktionen ausgenutzt werden, die einer modulierten Filterbank zugrunde liegen. - Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Operation T2 bzw. 12, die der ersten Transformation nachgeschaltet ist, wiederum eine invertierbare, kritisch abgetastete Transformation. Damit ergibt sich ein Gesamtsystem, welches ebenfalls die Eigenschaft der kritischen Abtastung aufweist und gleichzeitig eine Rekonstruktion aus den gewonnenen Spektralkomponenten ermöglicht.
- T2 ist nun eine zweidimensionale Transformation, da bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung sowohl zeitlich benachbarte als auch frequenzmäßig benachbarte reellwertige Spektralkoeffizienten kombiniert werden, d. h. da sich ihre Eingangswerte entlang der Zeit- und der Frequenzachse erstrecken, wie es anhand der
Fig. 2a bis 2c dargestellt worden ist. Da aus jeder Transformations-Operation unter Verwendung der Einrichtung 12 jeweils ein Real- und ein Imaginärteil entsteht, ist für eine kritische Abtastung nur für jede zweite Abtastposition der Zeit/Frequenz-Ebene ein Wertepaar zu berechnen. Dies wird bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung durch Abtastratenreduktion entlang der Zeitachse, d. h. Berechnung nur für jeden zweiten Block der ersten Transformation T1 erreicht. Alternativ wird dies durch Abtastratenreduktion entlang der Frequenzachse, d. h. Berechnung nur für jedes zweite Teilband i der ersten Transformation, erreicht. Wieder alternativ wird dies versetzt, d. h. in Form eines Schachbrett-Musters, bei dem abwechselnd jeder zweite Block und jedes zweite Band verwendet werden, erreicht. - Die Transformationskoeffizienten der zweiten Transformation, mit denen die Ausgangswerte von T1 vor ihrer Summation jeweils gewichtet werden, also die Gewichtungsfaktoren, erfüllen vorzugsweise die Bedingungen für die exakte Rekonstruktion gemäß dem jeweiligen Abtastschema. Das erfindungsgemäße System enthält eine Anzahl von Freiheitsgraden, die für eine Optimierung der Eigenschaften des Gesamtsystems, d. h. für die Optimierung des Frequenzgangs des Gesamtsystems als komplexe Filterbank, genutzt werden können.
- Es sei ferner darauf hingewiesen, daß für manche Anwendungen die kritische Abtastung nicht zwingend erforderlich ist. Dies kann z. B. der Fall sein bei einer Nachverarbeitung der decodierten aber noch nicht in den Zeitbereich zurücktransformierten Signale in einem Audiodecodierer. In diesem Fall hat man einen höheren Freiheitsgrad bei der Wahl der Transformationskoeffizienten in T2. Dieser höhere Freiheitsgrad wird bevorzugt für eine bessere Optimierung des Gesamtverhaltens eingesetzt.
- Nachfolgend wird anhand von
Fig. 4 ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung für die detaillierte Vorschrift der Einrichtung 12 zum Nachverarbeiten dargestellt. Es wird bevorzugt, zwischen einem geraden Frequenzindex k und einem ungeraden Frequenzindex k+1 zu unterscheiden. Im Falle eines geraden Frequenzindex, also wenn pk,m und qk,m zu berechnen sind (m ist der Blockindex und k ist der Frequenzindex), wird gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung der Realteil pk,m durch Summation von zwei zeitlich aufeinanderfolgenden reellwertigen Spektralkoeffizienten ermittelt. pk,m ergibt sich somit entweder aus der Summation des Spektralkoeffizienten mit dem Index k aus denFig. 2b und 2a oder aus denFig. 2c und 2b . - Der zugehörige Imaginärteil qk,m wird erfindungsgemäß durch Summation zweier aufeinanderfolgender Werte mit dem Frequenzindex k-1 entweder wieder der
Fig. 2a, 2b (Block m-1 und Block m) oder derFig. 2b und 2c (Block m und Block m+1) erhalten. - Für einen ungeraden Frequenzindex k+1 wird der Realteil pk+1,m als Differenz zweier aufeinanderfolgender Werte berechnet, also als Differenz zwischen den Spektralkoeffizienten k+1 der
Fig. 2a, 2b oder 2b, 2c . Der zugehörige Imaginärteil qk+1,m ergibt sich als Differenz zweier aufeinanderfolgender Werte mit dem Frequenzindex k, also als Differenz aus den reellwertigen Spektralkoeffizienten mit dem Index k derFig. 2a, 2b oder 2b, 2c . - Damit ergibt sich die in
Fig. 4 dargestellte Transformationsfunktion, die insgesamt mit dem Bezugszeichen 12a bezeichnet ist, wobei die Transformationsfunktion zwei Transformations-Untervorschriften hL(m) und hH(m) aufweist, die, wie es inFig. 4 gezeigt ist, paarweise alternierend auf die Ausgangswerte der Einrichtung 10 angewendet werden. Insbesondere hat die erste Unterfunktion hL(m) die Form {1, 1}, während die zweite Unterfunktion die Form {1, -1} umfaßt. Die Notation der Unterfunktionen hL(m) und hH(m) soll bedeuten, daß eine Summe bzw. Differenz der entsprechenden Spektralkoeffizienten aus zwei (zeitlich) benachbarten Blöcken zu bilden ist. - Die kritische Abtastung wird durch eine zeitliche Abtastratenreduktion um den Faktor 2 erzielt, wie es durch die mit 12b bezeichneten Einrichtung in
Fig. 4 symbolisch dargestellt ist. Ist eine Orthogonalität der zweiten Transformation (12a, 12b) gewünscht, so können sämtliche Ausgangswerte p, q durch Multiplikation mit dem Faktor 1/√2 normiert werden. - Die der ersten Transformation, die beispielsweise eine MDCT ist, nachgeschaltete zweite Transformation (12a, 12b) greift jeweils über die zwei benachbarten Bänder, aus denen der Realteil pk,m und der Imaginärteil qk,m für einen Frequenzindex k gebildet werden. Außerdem werden, wie es durch die Funktionen hL und hH dargestellt ist, zeitlich aufeinanderfolgende reellwertige Spektralkoeffizienten in der Kombination, d. h. der Summation bzw. Differenzbildung, berücksichtigt.
- Da bei dem in
Fig. 4 gezeigten Ausführungsbeispiel die nachgeschaltete Transformation 12a, 12b keine Freiheitsgrade zur Optimierung des Gesamtsystems im Sinne von in den Funktionen hL und hH enthaltenen einstellbaren Gewichtungsfaktoren umfaßt, wird es bevorzugt, zur Optimierung des Gesamtsystems die Fensterfunktion der ersten Transformation, also beispielsweise der MDCT, zu manipulieren, d. h. im Vergleich zu einer vorgegebenen bekannten Fensterfunktion zu verändern. Hierbei erhält man einen Freiheitsgrad N/2 bei einer Frequenzauflösung von N Teilbändern und einer Fensterlänge von L = 2 N Werten. - Zusammenfassend lautet die in
Fig. 4 dargestellte Transformationsvorschrift T2 folgendermaßen: - für k gerade:
- für k+1:
- Zur Rückgängigmachung der Transformation T2, wie sie für
Fig. 4 beispielhaft in den Gleichungen (1) bis (4) dargestellt ist, wird eine zu der Transformationsvorschrift T2 inverse Transformationsvorschrift T2 -1 verwendet. Wenn Gleichungen (1) bis (4) betrachtet werden, so zeigt sich, daß die reellen Spektralkomponenten uk, m-1 und uk,m aus dem Realteil pk,m und dem Imaginärteil qk+1,m also aus den Gleichungen (1) und (4) berechnet werden können, indem die beiden Gleichungen (1) und (4) für zwei Unbekannte nach den gesuchten reellen Spektralkoeffizienten uk, m-1 und uk,m aufgelöst werden. Unter Verwendung dieser inversen Kombinationsvorschrift T2 -1 kann unter Kenntnis der Folge von Blöcken von komplexen approximierten Spektralkoeffi zienten wieder auf die Folge von reellen Spektralkoeffizienten zurückgerechnet werden, indem die inverse Kombinationsvorschrift durchgeführt wird. - Nachfolgend wird anhand von
Fig. 5 ein alternatives Ausführungsbeispiel beschrieben, bei dem keine kritische Abtastung vorgesehen ist. Hierbei wird der Ausgangswert uk,m der m-ten MDCT-Operation mit dem Frequenzindex k direkt zur Bildung des Realteils herangezogen. Der zugehörige Imaginärteil wird als gewichtete Summe der in der Zeit-Frequenz-Ebene umliegenden MDCT-Ausgangswerte uk-1, m-1, uk-1,m, uk-1, m+1, uk, m-1, uk, m+1, uk+1, m-1, uk+1,m und uk+1, m+1 berechnet. Eine mögliche Kombination der entsprechenden Filter gemäßFig. 5 (im Beispiel für k ungerade) lautet folgendermaßen: - für den Realteil p:
- für den Imaginärteil q:
- In dem obigen Ausdruck können die Werte der Koeffizienten a, b, und c zur Optimierung des Gesamtsystems herangezogen werden, also wieder dazu, daß ein gewünschter Frequenzgang der Gesamtanordnung erreicht wird, der, wie es ausgeführt worden ist, beispielsweise dahingehend erwünscht ist, daß für positive Frequenzen eine Bandpasscharakteristik als Frequenzgang vorliegt, während für negative Frequenzen eine möglichst große Dämpfung erwünscht wird.
- Gleichungsmäßig ausgedrückt stellt sich die in
Fig. 5 dargestellte Transformationsvorschrift T2, die aus den Einzelfiltern 50a, 50b, 50c, 50d sowie einem Summierer 50e besteht, folgendermaßen dar: - für k ungerade:
- Zur Berechnung von qk,m werden somit mehr oder weniger stark durch Gewichtungsfaktoren a, b, c gewichtet sämtliche zum reellen Spektralkoeffizienten uk,m in der Zeit-Frequenz-Ebene benachbarten reellen Spektralkoeffizienten verwendet, wie es in Gleichung (6) dargestellt ist.
- Es sei darauf hingewiesen, dass für ein gerades k dieselben Gleichungen (4) bis (6) verwendet können. Die Gewichtungsfaktoren haben in diesem Fall vorzugsweise die gleichen Beträge, jedoch teilweise unterschiedliche Vorzeichen.
- Zur Umkehrung der in
Fig. 5 dargestellten Transformationsvorschrift ist für die Ermittlung von uk,m lediglich eine triviale Operation durchzuführen, da sich dieser Wert unmittelbar aus Gleichung (5) ergibt. Nachdem es sich bei dem inFig. 5 gezeigten System um ein nicht kritisch abgetastetes System handelt, sind die Real- und Imaginärteile informationsmäßig redundant dargestellt. Dies äußert sich in der invertierten Transformationsvorschrift T2 -1 dadurch, daß allein aus den Realteilen die reellen Spektralkoeffizienten berechnet werden können. Gleichung (6) muß daher nicht zur Auswertung herangezogen werden. Die der Transformationsvorschrift inverse Transformationsvorschrift ist somit bei dem inFig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel identisch und durch Gleichung (5) gegeben.
Es sei darauf hingewiesen, daß bei dem im vorhergehenden beschriebenen Fall, bei dem die komplexe approximierte Spektraldarstellung beispielsweise in einem psychoakustischen Modell benötigt wird, um in einem Codierer die Quantisiererschrittweite einzustellen, eine Rückrechnung von der komplexen approximierten Spektraldarstellung zu der reellen Spektraldarstellung nicht mehr benötigt wird. Alternativ können jedoch Fälle existieren, bei denen eine entsprechende Inversion benötigt wird, bei denen also aus der komplexen approximierten Spektraldarstellung wieder die zugrundeliegende reelle Spektraldarstellung berechnet werden muß. - Abhängig von den Gegebenheiten können die erfindungsgemäßen Verfahren in Hardware oder in Software implementiert werden. Die Implementation kann auf einem digitalen Speichermedium, insbesondere einer Diskette oder CD mit elektronisch auslesbaren Steuersignalen erfolgen, die so mit einem programmierbaren Computersystem zusammenwirken, daß das entsprechende Verfahren ausgeführt wird. Allgemein besteht die Erfindung somit auch in einem Computer-Programm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeichertem Programmcode zur Durchführung von einem oder mehreren der erfindungsgemäßen Verfahren, wenn das Computer-Programm-Produkt auf einem Rechner abläuft. In anderen Worten ausgedrückt ist die Erfindung auch ein Computer-Programm mit einem Programmcode zur Durchführung von einem oder mehreren der Verfahren, wenn das Computer-Programm auf einem Computer abläuft.
Claims (23)
- Vorrichtung zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung eines zeitdiskreten Signals, mit folgenden Merkmalen:einer Einrichtung (10) zum Erzeugen einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Signals, wobei die Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von reellen Spektralkoeffizienten aufweist; undeiner Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten der blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung, um eine blockweise komplexe approximierte Spektraldarstellung zu erhalten, die aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizient und einen zweiten Teilspektralkoeffizient darstellbar ist, wobei zumindest entweder der erste oder der zweite Teilspektralkoeffizient durch eine Kombination von zumindest zwei zeitlich und/oder frequenzmäßig benachbarten reellen Spektralkoeffizienten zu ermitteln ist.
- Vorrichtung nach Anspruch 1,
bei der der erste Teilspektralkoeffizient ein Realteil des komplexen approximierten Spektralkoeffizienten ist, und bei der der zweite Teilspektralkoeffizient ein Imaginärteil des komplexen approximierten Spektralkoeffizienten ist. - Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2,
bei der die Kombination eine Linearkombination ist. - Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um zur Ermittlung eines komplexen Spektralkoeffizienten einer bestimmten Frequenz einen reellen Spektralkoeffizienten der Frequenz und einen reellen Spektralkoeffizienten einer benachbarten höheren oder niedrigeren Frequenz zu kombinieren. - Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um zur Ermittlung eines komplexen Spektralkoeffizienten einer bestimmten Frequenz einen reellen Spektralkoeffizienten in einem aktuellen Block und einen reellen Spektralkoeffizienten in einem zeitlich vorausgehenden Block oder einem zeitlich nachfolgenden Block zu kombinieren. - Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ausgebildet ist, um bei einer kritischen Abtastung zu arbeiten, derart, daß für jeden zeitdiskreten Abtastwert durch die Einrichtung (10) zum Erzeugen einer blockweisen reellen Spektraldarstellung ein reeller Spektralwert generiert wird, und daß für zwei reelle Spektralkoeffizienten ein komplexer Spektralkoeffizient generiert wird.
- Vorrichtung nach Anspruch 6,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um zur Abtastratenreduktion lediglich für jeden zweiten Block von reellwertigen Spektralkoeffizienten aktiv zu sein, oder um zur Abtastratenreduktion für jeden zweiten reellen Spektralkoeffizienten aktiv zu sein, oder um zur Abtastratenreduktion abwechselnd nur für jeden zweiten Block oder nur für jeden zweiten reellen Spektralkoeffizienten aktiv zu sein. - Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um für den ersten Teilspektralkoeffizienten mit einem geraden Frequenzindex zwei reelle Spektralkoeffizienten mit demselben Frequenzindex aus einem aktuellen Block und einem zeitlich vorausgehenden Block zu summieren, und um für den zweiten Teilspektralkoeffizienten mit dem geraden Frequenzindex zwei reelle Spektralkoeffizienten mit einem um 1 niedrigeren Frequenzindex aus dem aktuellen Block und dem zeitlich vorausgehenden Block zu summieren. - Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um für den ersten Teilspektralkoeffizienten mit einem ungeraden Frequenzindex eine Differenz zwischen zwei reellen Spektralkoeffizienten mit dem ungeraden Frequenzindex aus einem aktuellen Block und einem zeitlich vorausgehenden Block zu bilden, und um für den zweiten Teilspektralkoeffizienten eine Differenz zwischen zwei reellen Spektralkoeffizienten mit einem um 1 niedrigeren Frequenzindex aus dem aktuellen Block und dem zeitlich vorausgehenden Block zu bilden. - Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um den ersten und den zweiten Teilspektralkoeffizienten jeweils mit einem Faktor 1/√2 zu normieren. - Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um als ersten Teilspektralkoeffizienten für einen Frequenzindex einen reellen Spektralkoeffizienten mit dem Frequenzindex zu verwenden, und um zur Berechnung des zweiten Teilspektralkoeffizienten eine gewichtete Summe der reellen Spektralkoeffizienten mit benachbarten Frequenzindizes eines aktuellen Blocks, von einem oder mehreren vorausgehenden Blöcken oder von einem oder mehreren nachfolgenden Blöcken zu verwenden, wobei zumindest zwei Gewichtungsfaktoren ungleich 0 sind. - Vorrichtung nach Anspruch 11,
bei der die Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um zur Berechnung des zweiten Teilspektralkoeffizienten den reellen Spektralkoeffizienten, der den ersten Teilspektralkoeffizienten bildet, nicht zu verwenden. - Vorrichtung nach Anspruch 11 oder 12,
bei der die Einrichtung zum Nachverarbeiten ausgebildet ist, um zur Berechnung des zweiten Spektralkoeffizienten folgende Vorschrift anzuwenden:
wobei a, b, c positive oder negative Gewichtungsfaktoren sind, wobei k-1 ein aktueller Frequenzindex k weniger 1 ist, wobei m-1 ein aktueller Blockindex m weniger 1 ist, wobei k+1 ein aktueller Frequenzindex k zuzüglich 1 ist, wobei m+1 ein aktueller Blockindex m zuzüglich 1 ist, und wobei uk-1,m-1 ein reeller Spektralkoeffizient eines zeitlich vorausgehenden Blocks mit einem Frequenzindex k-1 ist, wobei uk-1,m ein reeller Spektralkoeffizient eines aktuellen Blocks mit einem Frequenzindex k-1 ist, wobei uk-1,m+1 ein reeller Spektralkoeffizient eines zeitlich nachfolgenden Blocks mit einem Frequenzindex k-1 ist, wobei uk,m-1 ein reeller Spektralkoeffizient mit dem Frequenzindex k aus dem zeitlich vorausgehenden Block ist, wobei uk,m+1 ein reeller Spektralkoeffizient mit dem Frequenzindex für den zeitlich nachfolgenden Block ist, wobei uk+1,m-1 ein reeller Spektralkoeffizient mit dem Frequenzindex k+1 aus dem zeitlich vorausgehenden Block ist, wobei uk+1,m ein reeller Spektralkoeffizient für den Frequenzindex k+1 aus dem aktuellen Block ist, und wobei uk+1,m+1 ein reeller Spektralkoeffizient mit dem Frequenzindex k+1 aus dem zeitlich nachfolgenden Block ist. - Vorrichtung nach Anspruch 13,
bei der sich für gerade und ungerade Frequenzindizes k Vorzeichen von einem oder mehreren Gewichtungsfaktoren unterscheiden. - Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 14,
bei der die Gewichtungsfaktoren eingestellt sind, um einen gewünschten Frequenzgang für die Vorrichtung zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung zu schaffen. - Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
bei der die Einrichtung (10) zum Erzeugen ausgebildet ist, um eine modifizierte diskrete Cosinustransformation auszuführen. - Vorrichtung nach Anspruch 16,
bei der die Einrichtung (10) zum Erzeugen ausgebildet ist, um eine modifizierte diskrete Cosinustransformation mit einer Fensterüberlappung von 50% auszuführen. - Verfahren zum Erzeugen einer komplexen Spektraldarstellung eines zeitdiskreten Signals, mit folgenden Schritten:Erzeugen (10) einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Signals, wobei die Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von reellen Spektralkoeffizienten aufweist; undNachverarbeiten (12) der blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung um eine blockweise komplexe approximierte Spektraldarstellung zu erhalten, die aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizient und einen zweiten Teilspektralkoeffizient darstellbar ist, wobei zumindest entweder der erste oder der zweite Teilspektralkoeffizient durch eine Kombination von zumindest zwei zeitlich und/oder frequenzmäßig benachbarten reellen Spektralkoeffizienten zu ermitteln sind.
- Vorrichtung zum Codieren eines zeitdiskreten Signals, mit folgenden Merkmalen:einer Einrichtung zum Erzeugen einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Signals, wobei die Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von reellen Spektralkoeffizienten aufweist;einem Psychoakustikmodul zum Berechnen eines psychoakustischen Maskierungsschwelle abhängig von dem zeitdiskreten Signal;einer Einrichtung zum Quantisieren eines Blocks von reellwertigen Spektralkoeffizienten unter Verwendung der psychoakustischen Maskierungsschwelle,wobei das Psychoakustikmodul eine Einrichtung (12) zum Nachverarbeiten der blockweisen reellen Spektraldarstellung aufweist, um eine blockweise komplexe approximierte Spektraldarstellung zu erhalten, die aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizient und einen zweiten Teilspektralkoeffizient darstellbar ist, wobei zumindest entweder der erste oder der zweite Teilspektralkoeffizient durch eine Kombination von zumindest zwei zeitlich und/oder frequenzmäßig benachbarten reellen Spektralkoeffizienten zu ermitteln sind.
- Verfahren zum Codieren eines zeitdiskreten Signals, mit folgenden Schritten:Erzeugen einer blockweisen reellwertigen Spektraldarstellung des zeitdiskreten Signals, wobei die Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von reellen Spektralkoeffizienten aufweist;Berechnen einer psychoakustischen Maskierungsschwelle abhängig von dem zeitdiskreten Signal;Quantisieren eines Blocks von reellwertigen Spektralkoeffizienten unter Verwendung der psychoakustischen Maskierungsschwelle,wobei im Schritt des Berechnens ein Schritt (12) des Nachverarbeitens der blockweisen reellen Spektraldarstellung durchgeführt wird, um eine blockweise komplexe approximierte Spektraldarstellung zu erhalten, die aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizient und einen zweiten Teilspektralkoeffizient darstellbar ist, wobei zumindest entweder der erste oder der zweite Teilspektralkoeffizient durch eine Kombination von zumindest zwei zeitlich und/oder frequenzmäßig benachbarten reellen Spektralkoeffizienten zu ermitteln ist.
- Vorrichtung zum Erzeugen einer reellen Spektraldarstellung aus einer komplexen approximierten Spektraldarstellung, wobei die zu bestimmende reelle Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von reellen Spektralkoeffizienten aufweist, wobei die komplexe approximierte Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizient und einen zweiten Teilspektralkoeffizient darstellbar ist, wobei die komplexen approximierten Spektralkoeffizienten durch eine Transformationsvorschrift aus den reellen Spektralkoeffizienten berechnet worden sind, wobei die Transformationsvorschrift eine Kombination von zumindest zwei zeitlich und/oder frequenzmäßig benachbarten reellen Spektralkoeffizienten umfaßt, um zumindest den ersten oder den zweiten Teilspektralkoeffizienten eines komplexen approximierten Spektralkoeffizienten zu berechnen, mit folgendem Merkmal:einer Einrichtung zum Durchführen einer zu der Transformationsvorschrift (T2) inversen Kombinationsvorschrift, um aus den komplexen approximierten Spektralkoeffizienten die reellen Spektralkoeffizienten zu berechnen.
- Verfahren zum Erzeugen einer reellen Spektraldarstellung aus einer komplexen approximierten Spektraldarstellung, wobei die zu bestimmende reelle Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von reellen Spektralkoeffizienten aufweist, wobei die komplexe approximierte Spektraldarstellung zeitlich aufeinanderfolgende Blöcke aufweist, wobei jeder Block einen Satz von komplexen approximierten Spektralkoeffizienten aufweist, wobei ein komplexer approximierter Spektralkoeffizient durch einen ersten Teilspektralkoeffizient und einen zweiten Teilspektralkoeffizient darstellbar ist, wobei die komplexen approximierten Spektralkoeffizienten durch eine Transformationsvorschrift aus den reellen Spektralkoeffizienten berechnet worden sind, wobei die Transformationsvorschrift eine Kombination von zumindest zwei zeitlich und/oder frequenzmäßig benachbarten reellen Spektralkoeffizienten umfaßt, um zumindest den ersten oder den zweiten Teilspektralkoeffizienten eines komplexen approximierten Spektralkoeffizienten zu berechnen, mit folgendem Schritt:Durchführen einer zu der Transformationsvorschrift (T2) inversen Kombinationsvorschrift, um aus den komplexen approximierten Spektralkoeffizienten die reellen Spektralkoeffizienten zu berechnen.
- Computer-Programm-Produkt mit einem Programmcode zum Durchführen des Verfahrens gemäß Anspruch 18, Anspruch 20 oder Anspruch 22, wenn das Programm auf einem Computer abläuft.
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