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Die Erfindung betrifft ein elektronisches Mess- und Datenübertragungssystem für Radiosonden mit einem RC-Oszillator als Messwertwandler, wobei der Re-Oszillator aus einer PNPN-Halbleiteranordnung aufgebaut ist, welche nach der Art eines programmierbaren Unijunction-Transistors (PUT) geschaltet ist und als Schwellspannungsschaltelement wirkt.
Radiosonden dienen zur regelmässigen Messung der für die meteorologischen Dienste benötigten aerologischen Daten der freien Atmosphäre bis in Höhen über 30 km. Gemessen werden Luftdruck, Lufttemperatur und Luftfeuchtigkeit. wogegen die Höhe aus Druck und Temperatur nach der barometrischen Höhenformel berechnet wird. Der Stand der Radiosondentechnik hat sich in den letzten Jahrzehnten insbesonders in bezug auf die zur Anwendung kommenden Messtechniken und die damit erzielbaren Messgenauigkeiten nicht entscheidend verändert.
Weitverbreitete Sondensysteme wie das amerikanische, das finnische und das deutsche (Graw-System) blieben in den letzten 40 Jahren fast unverändert.
Die Erfassung der Messwerte und deren Umwandlung in mit dem Sender übertragbare Signale erfolgt durch mechanische, elektromechanische und elektrische Einrichtungen, wobei diese Funktionen in der Regel kombiniert sind.
Übliche Messelemente sind für die Druckmessung das Aneroid, für die Feuchtemessung Haarhygrometer, Goldschlägerhaut sowie diverse chemisch-elektrische Elemente, wie z. B. Carbonelemente oder Lithiumchloridelemente, wogegen für die Temperaturmessung Bimetallthermometer oder Thermistoren-meist NTC-Typen-verwendet werden. Die Umwandlung der Messwerte in Signale erfolgt zum Teil mit Hilfe rein mechanischer Einrichtungen wie Morsewalzen, Uhrwerke oder Kontaktbahnen. zum Teil durch elektromechanische Methoden, wie z. B. Verstimmung der Senderfrequenz durch bewegliche Plattenkondensatoren oder Spulenkerne, und schliesslich kommen bei den Messelementen mit veränderlichem elektrischen Widerstand RC-Oszillatoren zur Anwendung, bei denen die Frequenz- änderung ein Mass für die Widerstandsänderung der Elemente darstellt.
Eine Hauptursache der Messfehler von Radiosonden bildet der Umstand, dass die Sonden während des Aufstiegs extremen Umgebungsbedingungen ausgesetzt sind. die die Charakteristiken sowohl der elektrischen als auch der mechanischen und elektromechanischen Mess- und Ubertragungs- einrichtungen stark beeinflussen. Der auch in der Radiosondentechnik in den letzten Jahren erfolgte Übergang von der Röhre zum Halbleiter hat diesen Einfluss eher noch verstärkt und es zeigen moderne Sondentypen mit transistorisierten Messschaltungen vielfach schlechtere Ergebnisse als die alten Röhrengeräte.
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gebungsbedingungen dadurch zu lösen, dass man die sich ändernden Kennlinien der Messwertwandler durch während des Aufstiegs regelmässig wiederholte Bezugs- (Referenz-) messungen zu erfassen sucht.
Mit dieser Methode lassen sich zwar grobe Fehler meist vermeiden, eine exakte Messung kann jedoch damit nicht erreicht werden. da sich die Referenzwerte nicht gleichförmig ändern und die jeweils zwischen zwei Referenzmessungen liegenden Änderungen und Schwankungen auch durch Interpolation nicht erfasst werden können. Ebenso unberücksichtigt bleiben die Höhenmessfehler der Aneroide, was keineswegs gleichgültig ist. da mit einem Höhenfehler automatisch auch die Auswertung der andern Daten verfälscht wird, selbst wenn diese an sich richtig gemessen wurden.
Eine andere bekannte Methode, den Einfluss der Umgebungsbedingungen zu kontrollieren, besteht darin, dass man zur Eichung einen Barothermostaten verwendet, in dem die beim Aufstieg vorkommenden Druck- und Temperaturverhältnisse nachgeahmt werden. Die beim jeweiligen Einzelaufstieg herrschenden Bedingungen sind jedoch im Vorhinein nicht bekannt und man muss sich darauf beschränken, die Druck-Temperatur-Variationen im Barothermostaten auf einen Standardzustand unter Berücksichtigung der Klimabedingungen, der Jahresmittel, Jahreszeitenmittel und Monatsmittel auszurichten. Dadurch wird aber die Eichung sehr aufwendig und kompliziert und es können dennoch nicht die tatsächlichen Verhältnisse beim Aufstieg (z.
B. Änderungen der Steiggeschwindigkeit, Strahlungseinfluss bei Tag- und Nachtaufstiegen, Feuchtigkeitsbeschlag auf Kontaktbahnen) erfasst werden. Abgesehen davon sind gerade jene atmosphärischen Verhältnisse von besonderer Wichtigkeit, die vom Standard abweichen, und es sollte in diesen Bereichen die Mes-
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sung besonders genau sein.
Nach einer andern bekannten Methode wird der Einfluss der Umgebungsbedingungen dadurch ausgeschaltet, dass man die Temperatur in der Sonde selbst durch Thermostatisierung während des
Aufstiegs konstant hält. Eine praktische Anwendung dieser Methode kommt aber schon aus Gewichts- und Kostengründen nur in einem vollelektrischen System in Betracht, wo die Temperaturstabilisie- rung auf einzelne, die Messcharakteristik bestimmende elektronische Kleinbauteile beschränkt wird und z. B. durch Verwendung eines geregelten Heizwiderstands, besser noch durch ein Eisbad, auf einfache Weise erzielt werden kann. Es ist dies jedoch die einzige Methode, mit der die wechseln- den Einflüsse der Atmosphäre während des Aufstiegs wirksam und vollständig ausgeschlossen wer- den können.
Die Möglichkeit der Ausschaltung der Umgebungseinflüsse auf die massgeblichen Teile der Messeinrichtung ist jedoch eine wesentliche Voraussetzung eines Radiosondensystems. mit dem die von der meteorologischen Weltorganisation WMO in ihrer Publikation WMO No. 119. TP. 54 "Performance requirements of aerological instruments" geforderte Genauigkeit aerologischer Messungen erreicht werden soll.
Eine weitere Voraussetzung ist die Verwendung von Messfühlern. die ein hohes Auflösungsvermögen, geringe Trägheit, gute Langzeitkonstanz und eine durch mathematische Methoden exakt erfassbare und reproduzierbare Kennlinie über den in Betracht kommenden Messbereich besitzen. Diese Voraussetzungen treffen von allen bekannten aerologischen Messelementen zwar nur auf den Thermistor, auf diesen aber in geradezu idealer Weise zu.
Thermistoren werden in mehreren bekannten Radiosondentypen zur Temperaturmessung verwendet, in der neuen amerikanischen Sonde als Ergänzung des Aneroids auch zur hypsometrischen Luftdruckmessung in Höhen ab 20 km. Die hiebei verwendeten Messschaltungen bzw. Messwertwandler gestatten es jedoch nicht, die hervorragenden Eigenschaften der Thermistoren entsprechend zu nutzen.
Die Erfindung betrifft eine elektronische Messeinrichtung, die es ermöglicht. auch die Druckund Feuchtemessung auf eine Temperaturmessung mit Thermistoren zurückzuführen. so dass nunmehr an Stelle der sonst üblichen Kombinationen mechanischer und elektrischer Einrichtungen für alle Messarten ein einziges, einheitliches Messsystem zur Anwendung kommen kann, das keinerlei mechanisch oder elektromechanisch bewegliche Teile mehr aufweist. Die Druckmessung erfolgt nach der hypsometrischen Methode durch Siedetemperaturmessung einer Flüssigkeit mit geeichter Dampfdruckkurve, während die Luftfeuchtigkeit nach der psychometrischen Methode aus der Differenz zwischen Lufttemperatur und der Feuchtetemperatur eines Aspirationspsychrometers ermittelt wird.
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B.Payerne veranstalteten Radiosondenvergleichsaufstiege eine solche Sonde vorgeführt.
Die Ergebnisse waren jedoch weit schlechter als jene der herkömmlichen Sondentypen. Eine Hauptursache hiefür liegt darin, dass man mit der hypsometrischen ebenso wie mit der psychometrischen Methode eine genaue Luftdruck- und Luftfeuchtemessung nur dann erreichen kann. wenn man über eine sehr hohe Temperaturmessgenauigkeit verfügt, die in einer Grössenordnung von O. Q1 bis 0, 02 C liegen soll. Die als Messfühler verwendeten Thermistoren werden einer solchen Genauigkeitsanforderung ohne weiteres gerecht, nicht aber die bekannten und üblicherweise eingesetzten Messwertwandler und Messschaltungen, mit denen es oft schon problematisch ist, eine Messgenauigkeit von auch nur 0, 2'C zu realisieren. Ein solcher Temperaturmessfehler ergibt aber z.
B. bei hypsometrischer Luftdruckmessung bereits einen durchschnittlichen Höhenfehler von mehr als 100 m, wogegen die nach
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der Aneroide von vornherein begrenzt ist und auch durch eine Verbesserung des Auflösungsvermögens der Messeinrichtung nicht wesentlich gesteigert werden kann, was hingegen bei den Thermistoren der Hypsometer durchaus der Fall ist.
Zur Veranschaulichung sind in der Vergleichstabelle die Verhältnisse bei unmittelbarer Druckmessung mit dem Aneroid und bei indirekter Druckmessung über die Siedetemperatur einer Hypsometerflüssigkeit dargestellt, wobei als Hypsometerflüssigkeit Frigen 114 angenommen wurde. Da die
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besten Radiosondenaneroide höchstens auf 1 bis 2 mb genau sind. in der Regel aber viel grössere Abweichungen aufweisen, wenn man den Einfluss der während des Aufstiegs stark wechselnden Pmgebungsbedingungen berücksichtigt, lässt sich aus den angeführten Tabellenwerten unschwer erkennen, dass die Einhaltung einer Höhenfehlergrenze von 15 m über den Aufstiegsbereich unmöglich ist, während sie mit dem Hypsometer leicht zu erreichen ist, sofern man die Temperatur auf etwa 0,02 C genau messen kann.
Vergleichstabelle
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<tb>
<tb> Höhe <SEP> Druck <SEP> Höhendifferenz <SEP> Aneroid <SEP> Hypsometer
<tb> km <SEP> mb <SEP> m/lmb <SEP> mb/15m <SEP> C/15m <SEP>
<tb> 1 <SEP> 900 <SEP> 9 <SEP> I <SEP> 1, <SEP> 67 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 2 <SEP> 800 <SEP> 10 <SEP> 1. <SEP> 50 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 3 <SEP> 700 <SEP> 11 <SEP> 1, <SEP> 34 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 4 <SEP> 616 <SEP> 12, <SEP> 5 <SEP> 1, <SEP> 20 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 5 <SEP> 540 <SEP> 14 <SEP> 1.
<SEP> 10 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 6 <SEP> 472 <SEP> 15, <SEP> 5 <SEP> 0, <SEP> 96 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 7 <SEP> 410 <SEP> 17, <SEP> 3 <SEP> 0, <SEP> 87 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 8 <SEP> 356 <SEP> 19, <SEP> 4 <SEP> 0, <SEP> 77 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 9 <SEP> 307 <SEP> 21, <SEP> 9 <SEP> 0,68 <SEP> 0,045
<tb> 10 <SEP> 264 <SEP> 24, <SEP> 8 <SEP> 0, <SEP> 61 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 11 <SEP> 226 <SEP> 28, <SEP> 1 <SEP> 0, <SEP> 53 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 12 <SEP> 193 <SEP> 32, <SEP> 9 <SEP> 0, <SEP> 45 <SEP> 0, <SEP> 045 <SEP>
<tb> 14 <SEP> 141 <SEP> 45, <SEP> 1 <SEP> 0, <SEP> 33 <SEP> 0, <SEP> 040 <SEP>
<tb> 16 <SEP> 103 <SEP> 62 <SEP> 0, <SEP> 24 <SEP> 0, <SEP> 040 <SEP>
<tb> 16 <SEP> 75 <SEP> 85 <SEP> 0.
<SEP> 176 <SEP> 0, <SEP> 035 <SEP>
<tb> 20 <SEP> 55 <SEP> 117 <SEP> 0, <SEP> 13 <SEP> 0, <SEP> 035 <SEP>
<tb> 22 <SEP> 40 <SEP> 162 <SEP> 0, <SEP> 09 <SEP> 0, <SEP> 035 <SEP>
<tb> 24 <SEP> 29 <SEP> 224 <SEP> 0, <SEP> 067 <SEP> 0, <SEP> 030 <SEP>
<tb> 26 <SEP> 21, <SEP> 5 <SEP> 310 <SEP> 0, <SEP> 048 <SEP> 0, <SEP> 030 <SEP>
<tb> 28 <SEP> 16 <SEP> 429 <SEP> 0,035 <SEP> 0,030
<tb> 30 <SEP> 11, <SEP> 7 <SEP> 593 <SEP> 0, <SEP> 025 <SEP> 0, <SEP> 025 <SEP>
<tb> 31 <SEP> 10, <SEP> 1 <SEP> 697 <SEP> 0, <SEP> 020 <SEP> 0, <SEP> 025 <SEP>
<tb>
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Ziel der Erfindung ist es, ein elektronisches Mess- und Datenübertragungssystem für Radiosonden zu schaffen, welches die geschilderten Nachteile der bekannten Systeme nicht aufweist, also insbesondere eine höhere Messgenauigkeit bietet.
Dieses Ziel wird bei einer Einrichtung der eingangs erwähnten Art erfindungsgemäss dadurch erreicht, dass zwischen Anode und Kathode der PNPN-Halbleil : eranordnung ein Serienschwingkreis, dessen Kapazität aus dem die Oszillatorfrequenz bestimmenden Kondensator gebildet wird, geschaltet ist und der die Oszillatorfrequenz bestimmende Widerstand zumindest teilweise aus einem Thermistor besteht.
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Die Einrichtung besteht ferner aus einem aus integrierten Schaltkreisen bestehendem Um- schalter, der die Messelemente in vorgegebener Reihenfolge mit dem Messkreis des Oszillators ver- bindet. Weiters aus einem Impulsformer, der die Impulse des Messwertwandlers in sendbare Signale umwandelt, sowie schliesslich einem Sender, der die Messimpulse zur Bodenstation überträgt.
Die Erfindung an sich betrifft Besonderheiten des Messwertwandlers sowie die Methode der
Signal- bzw. Datenübertragung durch den Sender, wie im folgenden näher beschrieben wird.
Bei den in Radiosonden zur Messung des Widerstands von Widerstandselementen verwendeten
Messwertwandlern handelt es sich in der Regel um RC-Oszillatoren, deren Impulsfolgefrequenz oder
Impulsabstand ein Mass für den Widerstand des Messelements bildet.
Diese Oszillatoren sind entweder Sperrschwingertypen, bei denen sich ein Kondensator zu- nächst bis zum Erreichen einer bestimmten Sperrspannung rasch auflädt und dann über das Mess- element langsam entladen wird, oder es wird der Typ eines Relaxationsoszillators bzw. Kippschwin- gungsoszillators verwendet, der dadurch charakterisiert ist, dass sich der Kondensator über den zu messenden Widerstand langsam auflädt und bei Erreichen einer bestimmten Schwellspannung rasch entladen wird.
Die Frequenz/Zeit-Widerstands-Kennlinien der gebräuchlichen Oszillatoren stellen entweder eine mehr oder weniger unregelmässige Kurve dar, die nur durch punktweise Kalibrierung einiger- massen erfasst werden kann, oder es handelt sich um näherungsweise angenommene Gerade. Beides führt mit Rücksicht auf den grossen Messbereich schon bei der Auswertung zu Ungenauigkeiten und
Fehlern, die zwar nicht viel Rolle spielen, wenn die Auflösung auf die üblichen drei Dekaden beschränkt bleibt, die aber die Messung bereits ab der vierten Dekade unbrauchbar machen, wenn man eine bessere Auflösung will. Um Temperaturen in der Grössenordnung von 0, 01 bis 0, 02 C mes- sen zu können, benötigt man jedoch fünf Dekaden.
Dies wird durch den erfindungsgemässen Aufbau eines Oszillator-Messwertwandlers, erreicht.
Bei der Konzeption musste zunächst davon ausgegangen werden, dass bei der angestrebten
Messgenauigkeit die Verlustleistung in den Thermistoren, die bei den bekannten Sondentypen in der Regel mehrere hundert uW beträgt, keine vernachlässigbare Grösse mehr darstellt. Um einen
Messfehler durch Aufheizen der Thermistoren zu vermeiden, wurden die elektrischen Dimensionen der erfindungsgemässen Schaltung so ausgelegt, dass die Spitzenbelastung der Thermistoren durch den Messstrom einen Wert zwischen 10 und 15 pW nicht überschreitet.
Ein weiteres Erfordernis zur Erzielung der gewünschten Messgenauigkeit ist eine mathematisch exakt erfassbare Widerstands-Zeit-Kennlinie des Messwertwandlers, im Idealfall eine Gerade, die sich über den gesamten Messbereich erstreckt, und schliesslich eine so hohe Stabilität der Impulsfolgefrequenz, dass innerhalb der geforderten fünf Dekaden an Auflösegenauigkeit kein Pendeln oder Streuen der Impulsabstandszeiten auftritt.
Was zunächst die Hauptursachen der Nichtlinearität des Verhältnisses von Widerstand und Impulsabstand bei den als Messwertwandler in Betracht kommenden und gebräuchlichen RC-Oszil- latoren betrifft, so sind diese im wesentlichen auf die Einwirkung parasitärer Ströme zurückzuführen, die die Kennlinie des Oszillators verzerren. Es handelt sich dabei in der Hauptsache um Leck-bzw. Sperrströme des Schaltelements, die während der Messperiode einen Teil des Messstroms ableiten und damit die Ladezeiten des Kondensators beeinflussen, sowie um den ja auch während der Schaltvorgänge wirksamen Teil des Messstroms, der in dieser Phase den Schaltungsablauf stört und zu zeitlichen Verschiebungen und Streuungen der Schaltpunkte und Schaltzeiten führt.
Solche Fehler sind im wesentlichen durch das bekannte Lade- und Entladeverhalten eines Kondensators bestimmt, der bekanntlich bei Einsetzen der Aufladung eine in einem Zeit-Spannungsdiagramm zunächst sehr steil ansteigende Spannungskurve zeigt, die jedoch mit zunehmender Ladung exponentiell abflacht. Das gleiche geschieht mit umgekehrtem Vorzeichen beim Entladen. Die Spannungspunkte, bei denen das Schaltelement des Oszillators gesperrt oder wieder leitend wird, sind nun in Wirklichkeit keine "Punkte", sondern Spannungsbereiche mit einer wenn auch relativ kleinen Ausdehnng, innerhalb derer die Schaltung keineswegs spontan kippt, sondern der bestehende Schaltzustand zunächst instabil wird und dann erst allmählich mit mehr oder weniger Verzögerung in den andern Schaltzustand übergeht.
Hiebei kommt es zu Streuungen und Verschiebungen der Schaltzeitpunkte, wenn die Kondensatorspannung zu lange in diesen kritischen Spannungszonen bleibt,
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d. h., wenn die Schaltpunkte in einem zu flachen Teil der Ladespannungskurve liegen. Die Folgen hievon sind Verzerrungen der Kennlinie, unkontrollierbare Sprünge der Impulsabstandszeiten und ein Wandern der Impulsfolgefrequenz. Diese sind typische Fehler der herkömmlichen Messwertwandler-
Oszillatoren, bei denen durchwegs ein Schaltpunkt in einem solchen ungünstigen Bereich liegt, u. zw. beim Sperrschwinger der Einschaltpunkt, beim Relaxationsoszillator der Sperrpunkt.
Die aufgezeigten Probleme der Linearität der Kennlinie und Stabilität der Impulsabstände, bzw. Konstanz der Impulsfolgefrequenz werden im vorliegenden Messsystem dadurch gelöst, dass der zur Verwendung gelangende Messwertwandler zwar ebenfalls vom RC-Typ ist, dass er jedoch im Ge- gensatz zu den herkömmlichen Arten der Messwertwandler-Oszillatoren so aufgebaut ist, dass das
Umschalten nicht durch Ansteigen und Absinken einer Gleichspannung, sondern erfindungsgemäss durch eine asymmetrisch phasengesteuerte Wechselspannung erfolgt.
Die Erfindung wird nun in einer beispielsweisen Ausführung an Hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen : Fig. 1 einen nach der Erfindung aufgebauten Messwertwandler, Fig. la den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung des Wandlers. Fig. 2 eine Modulationsstufe für den Sen- der und Fig. 3 ein Blockschaltbild des erfindungsgemässen Mess-und Datenübertragungssystems.
In der Fig. 1 sind die Transistoren --T, und T 2 -- in der bekannten Halbleiteranordnung eines Thyristors verschaltet. Hiebei bildet der Emitter von-T, --die Anode-A-, der Emit- ter von-T-die Kathode-K-- und schliesslich die Basis von --T 2 -- den Steueranschluss --S--, an dem mit Hilfe des Spannungsteilerverhältnisses von- und R -die Zündspannung ein- gestellt wird. Der Referenz-Widerstand --R3- und der Kondensator --C-- bilden das RC-Glied, wobei - unter Bedachtnahme auf die Grösse von-C-sowie die Kenndaten der Thyristorschaltung - insbesondere Haltestrom - einen bestimmten Mindestwert nicht unterschreiten darf. da sonst bei der Referenzmessung oder kleinem Thermistorwiderstand der einmal gezündete Thyristor nicht mehr gesperrt werden kann.
Die Induktivität-L ;-dient einerseits in Verbindung mit--L2-- zur Impulsauskopplung, anderseits bildet sie mit -C- einen Serienschwingkreis. --L 2 -- dient einerseits zur Übertragung des Messimpulses an die Basis des Verstärkertransistors-T-ander- seits in Verbindung mit den Widerständen --R4 und R5-- durch den Rückkopplungseffekt zum Einstellen der Impedanz von
Die Zenerdiode-Z-- bildet schliesslich zusammen mit den Widerständen-R, und R.--einen dynamischen Spannungsregler, der Änderungen der Batteriespannung ausgleicht und später noch näher beschrieben wird.
Was die Arbeitsweise des Oszillators betrifft, befindet sich der Thyristor zunächst in gesperrtem Zustand und der Kondensator ist nicht geladen. Verbindet man nun den Messeingang --M-- entweder unmittelbar (Referenzmessung) oder über einen zu messenden Thermistor --RT-- mit (-), so beginnt sich der Kondensator über-L, und R. bzw. R, + RT-- aufzuladen. Hat sich --C-- so weit aufgeladen, dass die Spannungsdifferenz zwischen --S und K-- die Zündspannung überschreitet, wird der Thyristor leitend.
Der Kondensator und die Zündspannung sind so dimensioniert, dass der Schaltpunkt noch in einem ausreichend steilen Teil der Aufladekurve liegt und der kritische Spannungsbereich rasch überschritten wird, so dass die Zündung des Thyristors praktisch unverzögert erfolgt. Bis hieher unterscheidet sich der erfindungsgemässe Messwertwandler in seiner Arbeitsweise nicht von Relaxationsoszillatoren herkömmlicher Art, doch würde sich nun bei einem solchen der Kondensator zunächst sehr rasch, dann aber mit abnehmendem Ladungsstand immer langsamer und in einer immer flacher werdenden Spannungskurve so weit entladen, bis der Thyristor wieder in den Sperrzustand gelangen würde,
wobei aber der Sperrzeitpunkt durch das Abflachen der Entladungskurve einerseits sowie das ständige"Nachladen"des über-R3 und RT-- weiterhin fliessenden Messstroms anderseits nicht mehr mit ausreichender Genauigkeit definiert wäre und es zu den schon früher beschriebenen Streuungen und Verzerrungen der Kennlinie käme.
Dies wird erfindungsgemäss dadurch vermieden, dass mit dem Leitendwerden des Thyristors gleichzeitig der Serienschwingkreis C - L 1 geschlossen wird, wo der sich entladende Kondensator eine hochfrequente Schwingung induziert. Die nach dem Ende der ersten Halbperiode zum Kondensator zurückschwingende negative Halbwelle hat die Wirkung, dass nicht nur die im Kondensator noch vorhandene Restladung kompensiert, sondern dieser mit nunmehr entgegengesetzter Polarität
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aufgeladen wird, indem er infolge der stark negativen Vorspannung über den dadurch weiterhin leitenden Thyristor Strom zieht. Kehrt sich nun die Polarität der Schwingung neuerlich um, so wird der Thyristor schlagartig gesperrt, da er jetzt vom Kondensator eine Spannung in Sperrich- tung erhält.
Da mit dem Sperren des Thyristors auch der Schwingkreis unterbrochen wird, bleibt die durch das Rückschwingen von --L 1-- im Kondensator aufgebaute Ladung erhalten und kann sich nur mehr über --R 3 und RT-- ausgleichen. Infolge der gegenüber der Versorgungsspannung jetzt entgegengesetzten Polarität des Kondensators findet die Entladung in Form einer Kompensation des Kondensatorstroms mit dem über --R 3 und RT-- fliessenden Messstrom statt, wodurch auch hier ein unerwünschtes Abflachen der Entladekurve vermieden wird, da die Entladegeschwindigkeit bei einer solchen Art des Ladungsausgleichs nicht vom jeweiligen Restladungsstand des Kondensators.
sondern nur von der Grösse der Widerstände-R 3 und RT-- abhängt. Ist der Ladungsausgleich erfolgt, so geht der Kondensator unmittelbar in eine neuerliche Aufladungsphase, jetzt wieder im positiven Spannungsbereich, über. bis die Zündspannung erreicht ist und der Messzyklus von neuem beginnt. Die Arbeitsweise der Wechselstromsteuerung des Oszillators und die sich daraus ergeben- den Vorteile sind aus dem in Fig. la dargestellten Oszillogramm der Kondensatorspannungen deutlich erkennbar.
So liegen nicht nur die Schaltpunkte (Z und S) in eindeutig definierten Spannungsbe- reichen, sondern es ist auch der zeitliche Abstand zwischen Zündung und Sperren unabhängig vom Messstrom allein durch durch die Resonanzfrequenz des Seriensohwingkreises-C-L l-, bzw. der daraus resultierenden Schwingungszeit 1/f bestimmt, somit ein fester Wert, der über den ge- samten Messbereich unverändert bleibt und auf die Linearität der Kennlinie keinen Einfluss hat.
Die eigentliche Linearisierung der Kennlinie, d. h. die Herbeiführung eines konstanten Verhältnisses von Messwiderstand --RT-- und Messzeit T über den gesamten Messbereich, wird ebenfalls erst da- durch möglich, dass die Messzeit (Impulsabstand) T nicht durch eine Gleichspannungskurve bestimmt ist. sondern aus zwei Wechselstromkomponenten von entgegengesetzter Ladung. die den Teilzei- ten t 1 und t 2 entsprechen, zusammengesetzt ist. Infolge der entgegengesetzten Polarität der den beiden Teilzeiten entsprechenden Ladungen ist auch die Beeinflussung dieser Zeiten durch parasitäre Sperrströme eine entgegengesetzte. Hiebei muss allerdings berücksichtigt werden, dass die absolute Grösse der Sperrströme im positiven und negativen Spannungsbereich verschieden ist.
Die Phasen des den Thyristor steuernden Stroms müssen daher asymmetrisch festgelegt werden, um ein Verhältnis von t 1 zu t 2 zu erzielen, bei dem sich Wirkungen der Sperrströme auf die Messzeit zur Gänze aufheben. Dies geschieht dadurch, dass man mit Hilfe von --R 4 und R 5-- eine bestimmte Impedanz von-L l-festlegt, wodurch die Grössenordnung des negativen Ladestroms für --C-- und damit das Verhältnis von t 1 und t 2 bestimmt wird. Der sich hiebei ergebende Bereich, innerhalb dessen die Kennlinie des Messwertwandlers eine exakte Linearität besitzt, ist so gross, dass die üblichen Toleranzen der hiebei verwendeten Bauteile keine Auswirkungen haben und eine individuelle Abstimmung der einzelnen Oszillatoren nicht erforderlich ist.
Von Bedeutung für die Linearität ist allerdings noch die Versorgungsspannung, da die Schaltung zur Vermeidung einer Aufheizung der Thermistore für Arbeitsströme im pA-Bereich ausgelegt ist und schon relativ geringe Spannungsänderungen die Arbeitspunkt insbesondere der Transistoren so weit verschieben können, dass sich die Schaltcharakteristiken ändern. Die Spannungsregelung erfolgt in der Form, dass die Batteriespannung höher als die benötigte Versorgungsspannung gewählt und dann mit Hilfe eines aus einer Zenerdiode und den Widerständen-R l und R 2-- gebildeten Spannungsteilers auf den geeigneten Wert herabgesetzt wird.
Das von der üblichen Verwendungsart von Zenerdioden abweichende Schaltprinzip beruht auf der Eigenschaft solcher Dioden, ihre Durchbruchspannung im Bereich kleiner Stromstärken in Abhängigkeit von der Stromstärke direkt proportional zu dieser zu ändern. Ändert sich nun die Batteriespannung, z. B. durch die Umgebungstemperatur während des Aufstiegs, so ändert sich dementsprechend auch die Stromstärke des durch die Serienschaltung Z - R 1 - R 2 fliessenden Gesamtstroms. Gleichzeitig ändert sich aber auch die über der Zenerdiode abfallende Teilspannung und verschiebt dadurch des Spannungsteilerverhältnis so, dass an der Anode --A-- der Thyristorschaltung die ursprüngliche Spannung erhalten bleibt.
Die hohe Empfindlichkeit des im gegenständlichen System verwendeten Messwertwandlers sowie dessen Ausstattung mit einem L-C Schwingkreis hat zur Folge, dass die Messdaten mit einem Radio-
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sondensender üblicher Ausstattung und Funktionsweise nicht übertragen werden können, da das elektromagnetische Feld des Senders den Oszillator so nachhaltig stört, dass die Messwerte überhaupt unbrauchbar würden. Da eine Abschirmung nach herkömmlichen Methoden insbesondere wegen der nach aussen führenden Messleitungen nicht in Betracht kommt, musste eine besondere Art der Datenübertragung gewählt werden, bei der der Einfluss der Trägerwelle auf den Oszillator ausgeschaltet werden konnte.
Dies wird erfindungsgemäss dadurch bewirkt, dass der über den Verstärkertransistor-T 3-- an den Ausgang des Messwertwandlers geführte Messimpuls in einer monostabilen Multivibratorschaltung bekannten Aufbaues in einen digitalen Rechteckimpuls definierter Breite umgewandelt und an den Eingang des Senders geführt wird. Der Sender ist dadurch gekennzeich-
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impulses eingeschaltet wird, worauf der Sender die Trägerwelle in Form eines digitalen Impulses abstrahlt. Diese Modulationsart hat die Wirkung, dass die Störung des Oszillators durch eine ständig vorhandene Trägerwelle des Senders vermieden und die Aktivität des Senders auf einen Zeitpunkt beschränkt wird, zu dem am Oszillator ein von einer entsprechenden Vorspannung gehaltener stabiler Schaltzustand vorhanden ist.
Die Impulsbreite kann hiebei innerhalb eines Rahmens von 5 bis 100 us gewählt werden, ohne dass eine Störung merkbar wird. Wählt man eine Impulsbreite zwischen 10 und 20 ps, so ergibt sich als weiterer Vorteil der erfindungsgemässen Übertragungsart, dass die im Empfänger der Bodenstation ankommenden Signale durch einfache digitale Logikschaltungen als Sondensignale identifiziert und auch bei schlechten Empfangsbedingungen aus den Rauschimpulsen des Empfängers sowie den atmosphärischen Störungen ausgefiltert werden können. Da die Flankensteilheit des Sendersignals auch nach dem Empfang weitgehend erhalten bleibt, kann die hohe Genauigkeit des Messsystems z. B. durch Impulsabstandsmessung mit einem quarzgesteuerten Zähler voll ausgewertet werden.
PATENTANSPRÜCHE :
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als Messwertwandler, wobei der RC-Oszillator aus einer PNPN-Halbleiteranordnung aufgebaut ist. welche nach der Art eines programmierbaren Unijunktiontransistors (PUT) geschaltet ist und als Schwellspannungsschaltelement wirkt, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Anode (A) und Kathode (K) der PNPN-Halbleiteranordnung ein Serienschwingkreis (L,. C), dessen Kapazität aus dem die Oszillatorfrequenz bestimmenden Kondensator (C) gebildet wird, geschaltet ist und der die Oszillatorfrequenz bestimmende Widerstand zumindest teilweise aus einem Thermistor (RT) besteht.