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Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen
Stromes durch eine Spule
Die Erfindung bezieht sichaufeine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Stro- mes durch eine Spule, die eine Gleichspannungsquelle, eine Speiseimpedanz, einen Kondensator, einen
Transformator, mit dem die Spule gekoppelt ist, ein Schaltelement, das als ein Feststoffverstärker ausge- bildet ist, und eine Diode enthält, bei der ein aus der Gleichspannungsquelle über die Speiseimpedanz dem Kondensator zugeführter Ladestrom elektrische Energie im Kondensator anhäuft, und bei der der Fest- stoffverstärker durch ein Steuersignal während des Rücklaufes des sägezahnförmigen Stromes entsperrt wird, wodurch die im Kondensator angehäufte elektrische Energie über einen Strom durch den Feststoffverstärker in magnetische Energie übergeht,
die im Felde des Transformators und der Spule angehäuft ist, und bei der durch die umlaufende Energie die mit dem Transformator gekoppelte Diode selbsttätig während des
Hinlaufes eines sägezahnförmigen Stromes entsperrt wird und Mittel vorhanden sind, um den Feststoff- verstärker zu sperren, wodurch die im Felde angehäufte magnetische Energie über einen Strom durch die Diode zur Gleichspannungsquelle zurückfliessen kann.
Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der brit. Patentschrift Nr, 815, 411, insbesondere Fig, 6, bekannt.
Beim Ersetzen von Röhren durch Feststoffverstärker, wie Transistoren, Thyristoren und andere ähnliche Feststoffverstärker in Ablenkschaltungsanordnungen ergeben sich beim Ausschalten Schwierigkeiten.
Bei einem Transistor z. B. tritt der sogenannte Speicher-Effekt (Löcher bei einem pnp-und Elektronen bei einem npn-Transistor) auf, wodurch, wenn der Transistor stromführend war, beim Ausschalten zuerst die Konzentration der Minoritätsladungsträger im Basisraum entfernt werden muss, ehe der Kollektorstrom auf Null reduziert ist.
Die in der genannten Patentschrift vorgeschlagene Schaltungsanordnung hat den Vorteil, dass der Transistor nicht, wie bei den üblichen Schaltungsanordnungen, während der Hinlaufzeit, sondern während der Rücklaufzeit des zu erzeugenden sägezahnförmigen Stromes leitend ist. Dabei liegt der Gedanke zugrun - de, dass es jetzt möglich ist, die Diode während der Hinlaufzeit und den Transistor während der Rücklaufzeit leiten zu lassen, so dass sie gleichsam den Strom voneinander übernehmen zu können.
Betrachtet man jedoch die Strom-Spannungscharakteristiken als Funktion der Zeit für eine derartige Schaltungsancrdnung, so zeigt sich, wie noch näher erläutert werden wird, dass die Stromübernahme durch die Diode ziemlich abrupt geschehen muss, weil sonst kein unverzerrter sägezahnförmiger Strom zu Beginn der Hinlaufzeit erhalten wird. Die Erfindung bezweckt, Mittel anzugeben, um diese Stromübernahme allmählich stattfinden zu lassen, wobei trotzdem die Rücklaufzeit nicht beeinflusst wird.
Um dies zu verwirklichen, ist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass, um nach dem Ende der Rücklaufzeit den Strom durch den Feststoffverstärker allmählich abnehmen und den Strom durch die Diode allmählich zunehmen zu lassen, in Reihe mit dem Feststoffverstärker und in jenen Teil der Schaltungsanordnung, der auch den Kondensator enthält, eine Durchschwingspule aufgenommen ist.
Ausserdem ist die Ansteuerung der Schaltungsanordnung weniger kritisch, wenn der Feststoffverstärker als Thyristor ausgebildet ist, wobei zwischen Basis und Emitter dieses Thyristors ein Steuersignal zuge-
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führt wird, das kurze Impulse enthält, die den Thyristor zu Beginn der Rücklaufzeit in den leitenden Zustand versetzen, und wobei der Thyristor durch eine durch die Durchschwingspule während des Beginnes der Hinlaufzeit verursachte Spannung zwischen Kollektor und Emitter des Thyristors gesperrt wird und wobei die Basis-Emitter-Spannung des Thyristors während der Hinlaufzeit durch das Steuersignal auf einem derartigen Wert gehalten wird, dass es im Zusammenwirken mit den ftequenzbestimmenden Elementen im Kollektor-Emitterkreis des Thyristors gewährleistet ist,
dass der Thyristor nach dem Sperren während der Hinlaufzeit gesperrt bleibt.
Einige mögliche Ausführungsformen von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnung näher erläutert. Indieser zeigen Fig. l die bekannte Schaltungsanordnung in einer etwas ab- geänderten Form ; Fig, 2 ein Ersatzschaltbild der Schaltungsanordnung nach Fig. l ; Fig. 3 die Ströme und Spannungen als Funktion der Zeit für die Schaltungsanordnung nach Fig. l bezogen auf das Ersatzschalt-
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einem Transistor als Schaltelement ; Fig. 5die Ströme und Spannungen als Funktion der Zeit für die Schaltungsanordnung von Fig. 4 ; Fig. 6 die Ströme als Funktion der Zeit für die Schaltungsanordnung von Fig. 4, wenn die Speisespule einen sehr grossen Selbstinduktionswert aufweist ;
Fig. 7 eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung, in der als Schaltelement ein Thyristor verwendet ist ; Fig. 7a das Symbol eines npnp- Thyristors ; Fig. 7b das Symbol eines pnpn-Thyristors ; Fig. 8 eine weitere Ausführungsform, in der die verschiedenen Elemente in einer etwas andern Reihenfolge geschaltet sind ; Fig. 9 eine Ausführungsform, in der die Durchschwingspule zugleich den Einfluss der im Transformator vorhandenen Streuselbstinduktion ausgleicht, was die Verzerrung des erzeugten sägezahnförmigen Stromes betrifft ; Fig. 10 einen Teil des Ersatzschaltbildes der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 9, und Fig. 11 eine Ausführungsform, in der ein als Gleichspannungshilfsquelle wirkenden Kondensator angeordnet ist.
In Fig. l ist die bekannte Schaltungsanordnung aus der brit. Patentschrift Nr. 815, 411 dargestellt, die
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Klemme über eine Speisespule L mit dem Kollektor eines pnp-Transistors T verbunden, dessen Emitter an die positive Klemme der Quelle 1 angeschlossen ist. Weiter ist die Quelle 1 mit ihrer negativen Klemme mit der Anode einer Diode D verbunden, deren Kathode über eine Wicklung des Transformators 2 auch an die positive Klemme der Quelle 1 angeschlossen ist. Diese positive Klemme ist zugleich mit Erde verbunden.
Zwischen der Kathode der Diode D und Erde befinden sich n Windungen der genannten Wicklung des Transformators 2, welche Wicklung eine Anzapfung 3 besitzt, wobei der Teil zwischender Anzapfung 3 und Erde nl Windungen aufweist. Der Teil zwischen der Anzapfung 3 und Erde ist als Primärwicklung und der Teil zwischen der Kathode der Diode D und Erde ist als Sekundärwicklung des Transformators 2 zu betrachten. Zugleich enthält dieser Transformator eine Tertiärwicklung 4, mittels der die Ablenkspule Ls magnetisch mit dem Rest der Schaltungsanordnung gekoppelt ist. Schliesslich ist ein Kondensator C zwischen Anzapfung 3 und dem Verbindungspunkt der Speisespule L mit dem Kollektor des Transistors T angeordnet.
Die Ablenkspule Ls kann um den Hals einer Fernsehbildröhre in einem Fernsehempfänger oder um den Hals einer Aufuahmeröhre in einer Fernsehkamera angeordnet sein. Der die Spule Ls durchfliessende sägezahnförmige Strom wird dann vorzugsweise der Ablenkung des Elektronenstrahles in diesen Röhren in waagrechter Richtung dienen. Es wird jedoch einleuchten, dass auch eine Anwendung für die magnetische Ablenkung des Elektronenstrahles in einer Kathodenstrahlröhre, wie sie in einem Kathodenstrahloszillographen verwendet wird, möglich ist.
Es wird auch einleuchten, dass, wenn nicht ein pnp-, sondern ein npn-Transistor T verwendet wird, die Polarität der Quelle 1 und die Anschlüsse der Diode D umgekehrt werden müssen.
Über den Kondensator 5 und den Widerstand 6 wird ein impulsförmiges Steuersignal 7 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors T zugeführt. Das Signal 7 ist derart, dass der Transistor T während der Hinlaufzeit gesperrt ist und während der Rücklaufzeit des zu erzeugenden sägezahnförmigen Stromes durch die Ablenkspule Ls entsperrt ist.
Um den Verlauf der Ströme und Spannungen als Funktion der Zeit in der Schaltungsanordnung von
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l richtigdargestellt. Dabei ist einfachheitshalber die Windungszahl n, gleich 1 angenommen und alles zur Anzapfung 3 transformiert. Die Spule Ls geht dabei in eine Spule L's über, die Anode der Diode D ist mit einer als Hilfsquelle angenommenen Gleichspannungsquelle l'verbunden, die eine Gleichspannung von
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Vb/n Volt liefert. Ein Strom n. id, der also n-mal so gross ist wie der Strom id, der in der eigentlichen Schaltungsanordnung fliessen wird, durchfliesst die Diode D. Ein Strom iT durchfliesst den Transistor T,
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ein Strom i durchfliesstis durchfliesst die transformierte Ablenkspule L'g.
Die Spannung über der Spule L* g ist mit Vs, die Spannung über der transformierten Diode D mit V dln und diejenige über dem Transistor T mit V T bezeichnet.
Der Verlauf der Ströme und Spannungen als Funktion der Zeit ist in Fig. 3 für eine Periode r des sä- gezahnförmigen Stromes'is durch die Spule L'g dargestellt. Die Periode T ist in einen Teil 0 bis t, die sogenannte Rücklaufzeit, und einen Teil tl bis T. die sogenannte Hinlaufzeit zu teilen.
Es wird von der Annahme ausgegangen, dass die Anlauferscheinung schon im Zeitpunkt t = 0 beendet ist und dass in diesem Zeitpunkt eine Ladungsmenge im Kondensator Cl anwesend ist, wodurch der mit der Spule L's verbundene Belag positiv ist gegenüber dem mit der Speisespule L verbundenen Belag, weiter ist angenommen, dass im Zeitpunkt t = 0 der Strom il gerade gleich Null ist, was durch eine richtige Wahl der Selbstinduktionswerte der Spulen Ll und L's und des Kapazitätswertes des Kondensators Cl erreicht werden kann.
Wird im Zeitpunkt t = 0 der Transistor T durch das Signal 7 entsperrt, so wird der Kondensator C parallel zur Spule L's geschaltet und die Spule L1 parallel zur Quelle 1 bzw. l*. Da jetzt die Spannung
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in Fig. 3b dargestellt.
Die Entladung des Kondensators Cl dauert etwas länger als eine Viertelperiode einer Schwingung mit einer Kreisfrequenz w'= l/ (L's C.), denn gerade nach einer Viertelperiode dieser Schwingung geht die Spannung Vs durch Null und wird dann einen negativen Wert annehmen. In dem Augenblick, in dem die Spannung Vs den Wert -Vb/n passiert, wird die Diode D stromführend. Dieser Augenblick ist in Fig. 3 mit dem Zeitpunkt t1 angegeben. Durch das Stromführen der Diode D wird die Quelle l* gleichsam parallel zur Spule L's geschaltet, so dass ein linear abnehmender Strom is diese Spule durchfliessen wird, dessen
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angehäuft ist. Während des Intervalles tl bis T wird diese Energie durch den Strom is in die Quelle l'zurückgeführt, die tatsächlich einen Teil der eigentlichen Quelle 1 bildet.
Hieraus geht hervor, dass die Blindenergie über die Speisespule Ll geliefert, über den Schalter T herumgeführt und über die Diode D zurückgeführt wird.
Im Zeitpunkt t. muss der Transistor T durch das impulsförmige Signal gesperrt werden, da ja die Diode D mit einem Strom n. id imstande sein muss, den Transistorstrom iT zu übernehmen. Da im Zeitpunkt tl der Transistor T gesperrt und die Diode D entsperrt wird, wird es einleuchten, dass hienach der Diodenstrom n. id = i1 + is ist. Da es vor dem Zeitpunkt t1 galt, dass iT = il + is ist, ergibt sich hieraus, dass im Zeitpunkt t,.... iT = n. id gelten muss. Dies ist in Fig. 3c veranschaulicht, in der ausser der aus-
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dies trotzdem, dass der Strom iT in einer sehr kurzen Zeit auf Null reduziert werden muss und der Strom n. id in derselben kurzen Zeit vom Wert Null bis auf den erforderlichen Spitzenwert zunehmen muss.
Dabei werden besonders an die Diode D hohe Anforderungen gestellt. Wenn diese eine Germanium- oder Siliciumdiode ist, spielt auch hier die Trägheit des Materials eine Rolle, so dass es im wesentlichen unmöglich ist, dass der Diodenstrom sprunghaft zunehmen kann, wodurch der sägezahnförmige Strom zu Beginn der Hinlaufzeit verzerrt wird.
Da auch der Transistor wegen des Speichereffektes ("hole storage effect") durch das impulsförmige Signal im Zeitpunkt t1 nicht unmittelbar stromlos gemacht werden kann, wird, wenn der Diodenstrom n. id nicht sprunghaft zunimmt, der Strom iT gleichsam durchschwingen, wodurch
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der Strom is'durch die Spule L's einen Verlauf bekommt, wie er durch die strichpunktierte Linie in Fig. 3c dargestellt ist.
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Transistorstromes durch den Diodenstrom derart zu steuern, dass diese Übernahme allmählich und nicht abrupt stattzufinden braucht. Dies kann mittels Fig. S verdeutlicht werden.
Vom Zeitpunkt t = 0 bis t = t1 ist der Zustand im wesentlichen identisch mit demjenigen der Schaltun. gsanordnung gemäss Fig. l, in dem Sinne, dass das Entladen des Kondensators Cl nicht nur über die Spule L's stattfindet, da für den vorliegenden Fall im Ersatzschaltbild gemäss Fig. 2 zwischen dem Verbindungspunkt der Speisespule L, mit dem Kondensator Cl und dem Transistor T die Durchschwingspule L2 eingeschaltet sein muss. Bei leitendem Transistor T und entsperrter Diode D wird der Strom iT (Fig. 5a) durch den Transistor T durch
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ser Periode kein linear zunehmender Strom sein wird, sondern ein sinusförmiger Strom, dem eine lineare Komponente hinzugefügt ist. Der Strom n. id (Fig, 5) ist Null, denn die Diode D ist gesperrt.
Während der Periode t, bis t2 treten jedoch ganz andere Ströme auf als diejenigen, die in Fig. 3 dargestellt sind. Denn im Zeitpunkt t = Ii durchläuft auch im Falle von Fig. 4 die Spannung an der Kathode der Diode D den Wert von und die Diode D wird gesperrt. Dies bedingt jedoch nicht, dass der Schalter T im Zeitpunkt tl geöffnet werden muss. Denn eine Entsperrung der Diode D bringt mit sich, dass die Spannungsquelle l'parallel zur Spule L's geschaltet wird, so dass sichergestellt ist, dass der Strom is linear mit der Zeit abnimmt (Fig.
Sb). Durch Einschalten der Spule L2 ist jedoch ein neuer Schwingungs-
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des Stromes iT nach dem Zeitpunkt tl jetzt nicht ausschliesslich durch den Kondensator Cl und die Spule L's bestimmt wird, sondern auch durch die Durchschwingspule L2. Wie aus Fig. 5g hervorgeht, in die die Spannung V2 über der Reihenschaltung des Transistors T und der Durchschwingspule L2 eingetragen ist, wird diese Spannung nach dem Zeitpunkt tl positiv.
Die Spannung an der Kathode der Diode D, die, so lange die Diode D noch nicht ihren erforderlichen Spitzenstrom hat, infolge der Durchschwingwirkung ohne die Spule L, abnehmen würde, wird durch die positivgehende Spannung V gleichsam auf einem konstanten Potential gehalten, so dass der sich ergebende Strom is (Fig. 5b) durch die Spule L'vom Zeitpunkt tl linear abnehmen und nicht wie der Strom is' (Fig. 3c) durchschwingen wird.
Im Zeitpunkt t, wird der Strom iT durch den Transistor T gleich Null. Sorgt man dafür, dass das Steuersignal 7 den Transistor T derart schaltet, dass nach dem Zeitpunkt t kein Kollektorstrom mehr flie- ssen kann, so wird der Verlauf der Ströme nach dem Zeitpunkt L2 wie in Fig. 5 dargestellt sein und identisch mit demjenigen gemäss Fig. 3 für eine entsprechende Periode wie die Periode t,-r in Fig. 5 sein.
Das Schalten des Transistors T kann dadurch erreicht werden, dass den Impulsen des Signals 7 eine derartige Dauer gegeben wird, dass im Zeitpunkt t die Konzentration von Minoritätsladungsträgern im Basisraum entfernt ist. Da die Periode 0 bis t, im wesentlichen gleich einer Viertelperiode der Schwingung mit der Kreisfrequenz wl und die Periode tl bis t. im wesentlichen gleich einer Viertelperiode einer Schwingung mit der Kreisfrequenz ist und da die Zeit zum Entfernen der Minoritätsladungsträger bekannt ist, kann mit diesen Daten der Wert von L2 und die Dauer der Impulse des Signals 7 berechnet werden.
Auf jeden Fall wird eine Viertelperiode der Schwingung mit der Kreisfrequenz w. länger sein müssen als die Zeit, die erforderlich ist, um die Konzentration von Minoritätsladungsträgern im Basisraum zu entfernen, dabis zum Zeitpunkt tl der Transistor T reichlich Kollektorstrom führen können muss und demzufolge nicht vor dem Zeitpunkt tl mit der Entfernung angefangen werden darf.
Bei den bisher dargestellten Strömen und Spannungen als Funktion der Zeit ist angenommen, dass die Speisespule L einen verhältnismässig kleinen Selbstinduktionswert hat, so dass der sie durchfliessende
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Zeitpunkt t = 0 wird, da dann sowohl der Transistorstrom als auch der Diodenstrom Null sind, is = il gelten, so dass der Strom is eine Form erhalten wird, wie in Fig. 6b dargestellt ist. Dies hat den Vorteil, dass die Gleichstromkompoaente des Stromes is kleiner geworden ist als fur die in den Fig. 3 und 5 dargestellten Fälle. Da die Spule Ls tatsächlich über den Transformator 2 gekoppelt ist, bedeutet eine Abnahme der Gleichstromkomponente eine Abnahme der Vormagnetisierung des Kernmaterials des Transformators 2.
Je grösser demzufolge die Speisespule L, umso günstiger kann der Transformator 2 bemessen werden.
Für L, sind die Ströme iy. n. ijund i in den Fig. 6a, 6d und 6e dargestellt, und die Unterschie-
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de zwischen den Strömen, die für einen grossen oder für einen kleinen Selbstinduktionswert der Speisespule L, auftreten, ergeben sich deutlich, wenn man die Fig. 5 und 6 miteinander vergleicht.
Obwohl durch Anbringen der Durchschwingspule L, bei Verwendung eines Transistors als Schaltelement schon eine beträchtliche Verbesserung erreicht wird mit Rücksicht auf das Übernehmen des Stromes der Diode D, hat man statt dessen den Nachteil, dass die Steuerung des Transistors T kritisch ist. Denn in der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 4 ist es am günstigsten, wenn im Zeitpunkt t, die Konzentration von Minoritätsladungsträgern im Basisraum entfernt ist, da dann iT = 0 ist. Dies stellt hohe Anforderungen an die Dauer der Impulse des Signals 7 und ausserdem müssen die verwendeten Transistoren T gleich sein, da sonst der Wert der Kreisfrequenz w. fur jeden Transistor T gesondert berechnet werden müsste.
Da jedoch
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die Eigenschaften von Transistoren stark verschieden sind, ist das Erhalten von gleichen Transistoren im wesentlichen unmöglich.
Alle diese Nachteile können vermieden werden, wenn nach einer weiteren Ausführungsform der
Schaltungsanordnung gemäss der Erfindung, das Schaltelement T als Thyristor ausgebildet ist. Dies ist in
Fig. 7 dargestellt, in der das Element T'den Thyristor darstellt. In Fig. 7 ist der Thyristor T'als npnp-
Thyristor ausgebildet. Bei einem solchen npnp-Thyristor besteht der Emitterteil (e) aus n-Material, der
Basisteil (b) aus p-Material und der Kollektorteil (c) auch aus p-Material. Zwischen dem Kollektor und der Basis befindet sich eine Schicht aus n-Material. Der Strom bei einem solchen Thyristor ist vom Kol- lektor (c) zum Emitter (e) gerichtet, und das Symbol dafür ist in Fig. 7a dargestellt. Als Basismaterial wird für Thyristoren oft Silicium verwendet, so dass sie auch gesteuerte Siliciumgleichrichter genannt werden.
Wird ein npnp-Thyristor T'verwendet, so kann die positive Klemme der Spannungsquelle 1 über die Spulen L1 und L2 mit dem Kollektor (c) verbunden sein, und die negative Klemme kann mit dem Emitter (e) des Thyristors T'verbunden werden. Die Diode D muss dabei wie in Fig. 7 eingeschaltet werden.
Selbstverständlich kann auch ein pnpn-Thyristor T'verwendet werden. In einem solchen Thyristor fliesst der Strom vom Emitter (e) zum Kollektor (c). Das Symbol ist in Fig. 7b dargestellt. Wird ein pnpnThyristor T'in der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 7 verwendet, so müssen die Polarität der Quelle 1 und diejenige der Diode D umgekehrt werden.
Bekanntlich kann ein Thyristor dadurch in den leitenden Zustand versetzt werden, dass seiner Basis (b) kurzdauernde Impulse (positive für einen npnp-und negative für einen pnpn-Thyristor) zugeführt werden.
Das zugeführte Signal 7'kann demzufolge aus kurzdauernden Impulsen bestehen, deren Dauer klein sein darf gegenüber der Periode 0-t.
Das Sperren des Thyristors T'erfolgt nämlich in der Schaltungsanordnung nach der Erfindung vollkommen automatisch. Bekanntlich kann nämlich ein Thyristor, der sich im leitenden Zustand befindet, nicht mehr durch einen zwischen Basis und Emitter zugeführten Impuls gesperrt werden, auch wenn dieser Impuls eine Polarität aufweist, die derjenigen, die den Thyristor in den leitenden Zustand versetzt hat, entgegengesetzt ist.
Es ist wohl möglich, bei einem npnp-Thyristor, nachdem dieser einmal in den leitenden Zustand versetzt ist, seinem Kollektor einen negativen Impuls zuzuführen, der den Thyristor sperrt und gesperrt hält, bis durch das Zusammenwirken des Steuersignals 7 an der Basis (b) mit der negativen Spannung am Kollektor (c) des Thyristors die Konzentration der Minoritätsladungsträger sowohl im eigentlichen Basisraum als auch im sogenannten zweiten Basisraum, nämlich das n-Material zwischen der eigentlichen Basis (b) und dem Kollektor (c), zum grössten Teil entfernt ist. Jetzt erfolgt dies umso besser, je stärker die Spannung zwischen Basis und Emitter negativ ist während der Zeit, da die Kollektorspannung negativ ist gegenüber dem Emitter.
Ausserdem, wenn die Spannung am Kollektor wieder positiv wird, muss der Basisstrom so gross sein, dass beim Umkehren der Kollektorspannung kein Kollektorstrom fliessen kann, was bedeutet, dass der Basisstrom nur imstande sein muss, in dieser neuen Lage den Fest der Minoritätsladungsträger abzuleiten.
Dies ist in der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 7 dargestellt. Um dies zu erläutern, wird erst auf die Schaltungsanordnung von Fig. 4 hingewiesen, für die die Ströme und Spannungen in Fig. 5 dargestellt sind. So ist in Fig. 5g die Spannung V2 dargestellt, nämlich die Spannung über der Reihenschaltungsanordnung des Transistors T und der nach der Erfindung angeordneten Durchschwingspule L2'Am Ende der Hinlaufzeit, nämlich im Zeitpunkt T, ist die Spannung V2 gleich-V.. Wird durch das äussere Signal 7 der Transistor T leitend (Zeitpunkt t = 0), so wird gleichsam das mit dem Kollektor verbundene Ende der Spule L2 an Erde gelegt.
Die Spannung Va fällt dadurch sprunghaft bis auf den Wert -V2 und wird allmählich gemäss der Formel
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weiter abnehmen, in welcher Formel P und wl die gleichen Grössen sind wie in der Formel (1). Eben vor dem Zeitpunkt tl passiert die Spannung V2 den Nullwert und wird dann durchschwingen, bis die Spannung an der Kathode der Diode D den Wert-Vb/n erreicht. Dennauchder Kondensator Cl ist in diesen Schwin-
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vor dem Nulldurchgang durchschwingen wird. Auf diese Weise schwingt V2 zu einem positiven Wert und Vs zu einem negativen Wert durch, u. zw. bis der obige Wert von -Vb/n Volt erreicht ist.
Im Zeitpunkt t wird die Diode D stromführend, aber die Spannung V2 schwingt dank der Anwesenheit der Spule L'l durch, gemäss der Formel
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(t-t,) ist und wobei = (Li Cl) ist.
Im Zeitpunkt t = r erreicht die Spannung V2 wieder den Wert-V, der etwa dreimal so gross sein kann wie die Speisespannung denn der Durchschnittswert der Spannung am Kollektor des Transistors T ist Vb, so dass die Spannung VT um den mittleren Wert -Vb schwingen muss. Daraus ergibt sich, dass die
Fläche 0 T KM gleich der Fläche t3Q # vermindertum die Fläche t2Nt3 sein muss (s. Fig. 5f). Im Zeitpunkt t = T ist also wieder die gleiche Lage entstanden wie diejenige, von der ausgegangen wurde.
Aus den Fig. 5f und 5g geht hervor, dass die Transistorspannung VT während der Periode t bis tg positiv wird.
In der Schaltungsanordnung gemäss Fig. 7 ist die Polarität der Spannungsquelle 1 umgekehrt, und demzufolge müssen auch die Ströme und Spannungen in Fig. 5 umgekehrt werden. Daraus ergibt sich, dass die Kollektorspannung des Thyristors T'während der Periode t bis ts negativ ist. Dadurch wird der Strom durch den Thyristor T'nach dem Zeitpunkt t2einen Augenblick negativ werden können, was die Entfernung der Konzentration von Minoritätsladungsträgern aus den beiden Basisräumen stark beschleunigt. Das Signal 7'wird aber den Kondensator 5 zugeführt und wird an der Basis (b) um das Erdpotential schwingen.
Dies bedeutet, dass jeweils kurz nach dem Auftreten eines positiven Impulses, der den Thyristor T'leitend macht, die Basis gegenüber dem Emitter negativ wird. Auch eine grössere negative Basisspannung fördert die genannte Entfernung der Konzentration von Minoritätsladungsträgern ; je grösser die negative Spannung ist, desto besser ist ausserdem gewährleistet, dass nach dem Zeitpunkt ts der Basisstrom den Rest der Minoritätsladungsträger entfernen kann. Je grösser demzufolge die negative Basisspannung ist, umso kleiner kann die Periode t 2bis t, sein, die nötig ist, um dafür zu sorgen, dass vom Zeitpunkt t, bis zum Zeitpunkt r der Thyristor T'keinen Kollektorstrom mehr führen kann.
Da die Periode t2 bis t, im wesentlichen durch die Kreisfrequenz M bestimmt wird, liegt die Periode t2 bis L durch die Wahl von L. und Cl fest, und es kann dafür gesorgt werden, dass der Thyristor gesperrt wird und von t bis T gesperrt bleibt durch eine entsprechende Amplitude des Signals 7'. Selbstverständlich ist diese Amplitude nicht kritisch, da, je grösser die Amplitude ist, desto besser das Entsperren und desto besser bleibt der Thyristor T'wäh- rend der Periode t2 bis T gesperrt.
Die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 7 arbeitet demzufolge ganz selbsttätig mit Ausnahme der Steuerimpulse 7', die bestimmen, wann der Thyristor T'in den leitenden Zustand versetzt wird. Ideal ist der Zustand, bei dem der Zeitpunkt T jeweils mit dem Anfang eines positiven Impulses zusammenfällt. Da jedoch im Falle einer Zeilenablenkschaltungsanordnung in einem Fernsehempfänger die Impulse 7'von einem Oszillator erhalten werden, der durch die Zeilensynchronimpulse synchronisiert wird, wird es einleuchten, dass dieser ideale Zustand bei Änderung der Frequenz der Zeilensynchronimpulse nicht aufrechterhalten werden kann. Dies ist kein Nachteil, wenn nur dafür gesorgt wird, dass immer die Periode des Signals 7'kleiner ist als oder höchstens gleich der durch die Schaltungsanordnung von Fig. 7 bestimmten Periode 0 bis T.
Denn, wäre die Periode des Signals 7'grösser als diese Periode, so würde der Diodenstrom n. id schon Null sein, ehe der Thyristor T'wieder stromführend wird. Dies würde verursachen, dass
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sägezahnförmigeStrom iq liefert. Weiter sind in Fig. 10 die Spulen S2 und L2 miteinander verbunden, da die Diode D für die Periode tl bis t2 stromführend ist und von der Quelle 1 für den sinusförmigen Strom iq angenommen fard, dass sie keine Impedanz aufweist. Weiter ist n, = 1 angenommen, so dass der Strom i der Quelle 10
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ic /nStröme einander gerade auf, so dass das magnetische Feld des Transformators 2 keine sinusförmige Kom- ponente enthalten wird.
Der Strom is durch die Spule Ls" wird also im wesentlichen ausschliesslich von der durch die Quelle 1 gelieferten Spannung Vb abhängig und demzufolge im wesentlichen sägezahn- förmig sein.
Wenn die Spule Ls einen Selbstinduktionswert hat, der grösser ist als für die richtige Neigung erfor- derlich ist, wenn der Kondensator 8 unmittelbar mit der Anode der Diode D verbunden wäre, so wird es einleuchten, dass die gleichen Ausgleichmassnahmen getroffen werden können, wenn die Spule Ls über den Kondensator 8 mit einer Durchwicklung der Sekundärwicklung n verbunden ist anstatt mit einer An- zapfung.
Schliesslich ist in Fig. 11 eine Schaltungsanordnung dargestellt, die als eine Abwandlung der Schal- tungsanordnung gemäss Fig. 5 der genannten brit. Patentschrift Nr. 815, 411 zu betrachten ist. Diese Schal- tungsanordnung, die auf genau gleiche Weise wirkt wie die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 7, ist mit einem Sparkondensator 11 versehen, über dem eine Spannung VB entwickelt wird, so dass die gesamte
Speisespannung für die Schaltungsanordnung gleich V'b + VB ist.
Tatsächlich nimmt der Kondensator 11, der einen derart grossen Kapazitätswert hat, dass die über ihm entstehende Spannung VB sich infolge der ihn durchfliessenden Lade-und Entladeströme, im wesentlichen nicht ändert, die Stelle der Gleichspannungsquelle 1 aus Fig. 7 ein, und die Gleichspannungsquelle 12, die eine Speisespannung von V'b Volt liefert, dient nur zum Ausgleichen der in der Schaltungsanordnung auftretenden Verluste. Der Kondensator 11 ist demzufolge als Gleichspannungshilfsquelle zu betrachten.
Die Wirkungsweise der gemäss der Erfindung angeordneten Durchschwingspule L2 ist die gleiche wie diejenige der Schaltungsanordnung nach Fig. 7.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 11 ist nur geeignet bei Verwendung von Thyristoren. Diese Thyristoren können nämlich in gesperrtem Zustand viel höhere Spannungen vertragen als Transistoren, so dass es nur bei Verwendung von Thyristoren zweckmässig ist, eine höhere Speisespannung zur Verfügung zuhaben, als durch die Quelle 12 geliefert werden kann.
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