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Impedanzwandlerschaltung
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Die Kompliziertheit, das Gewicht und das Volumen und ebenso die Erfordernisse an elektrischer
Energie für die Speisung machen die bekannten Geräte schwer transportabel und schliessen im allgemei- nen beträchtliche Installationskosten mit ein.
Gegenstand der Erfindung ist eine Impedanzwandlerschaltung, die frei von jenen Nachteilen ist, die die vorstehend beschriebenen elektronischen Schaltungen aufweisen.
Die erfindungsgemässe Impedanzwändlerschaltung ist eine Weiterbildung der Schaltung jenes Gerä- tes, das unter der Bezeichnung "Dielektrischer Verstärker" bereits bekannt ist.
Ein solcher dielektrischer Verstärker enthält einen Schwingungskreis, der durch die Veränderungen eines charakteristischen Elementes des Schwingungskreises, insbesondere durch die Kapazitätsänderungen eines Elementes dieses Kreises, das eine Halbleiterdiode (im folgenden als Sperrschichtkondensator be- zeichnet) sein kann, an deren Anschlüssen man eine variable Potentialdifferenz anlegt, frequenzmodu- liert wird. Der Grundgedanke der Erfindung ist der, diese Halbleiterdiode durch die Verwendung einer zweiten Diode empfindlicher zu machen.
Der Gegenstand der Erfindung ist eine Impedanzwandlerschaltung mit wenigstens einem durch die
Eingangssignale frequenzmodulierten Schwingkreis, der zwischen die mit einer Signalquelle hoher Impedanz verbundenen Eingangsklemmen und die mit dem Verbraucher verbundenen Ausgangsklemmen geschaltet ist, welcher Schwingkreis wenigstens ein durch einen Sperrschichtkondensator dargestelltes kapazitives Element aufweist, das einerseits mit der einen Eingangsklemme und anderseits über eine Polarisationsbatterie mit der ändern Eingangsklemme verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Ein- gangskreis eine Schleife enthält, in der wenigstens ein Sperrschichtkondensator die Polarisationsbatterie,
ein in bezug auf den Sperrschichtkondensator hochohmiger Widerstand und eine in bezug auf den Sperr- schichtkqndensator im umgekehrten Sinne gerichtete Halbleiterdiode in Reihe geschaltet sind und die erste Eingangsklemme zwischen dem Widerstand und der Polarisationsbatterie angeschaltet ist, die zweite Eingangsklemme hingegen über einen zweiten Widerstand mit einem der Anschlüsse der Halbleiterdiode in Verbindung steht.
Der erste Widerstand ist so gewählt, dass eine sehr kleine Änderung des von der Polarisationsbatterie in die Schleife gelieferten Stromes eine schlagartige Änderung des Leitfähigkeitszustandes der Halbleiterdiode hervorruft. Die Werte der Widerstände und der Kapazitäten und die Charakteristiken der Dioden mit veränderbarer Leitfähigkeit sind so gewählt, dass die Stromänderungen im Belastungswiderstand proportional den Stromänderungen des in Reihe mit dem Eingangskreis der Anordnung liegenden Widerstandes sind.
Die Funktion der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung und ihre Anwendung auf verschiedene Messgeräte wird im folgenden an Hand der Zeichnungen in nicht einschränkender Weise beschrieben. Es zeigen Fig. 1 ein Schaltbild des klassischen dielektrischen Verstärkers, Fig. 2 eine Kurve zur Erläuterung der Funktion dieses Gerätes, Fig. 3 das der Erfindung zugrunde liegende Schaltschema, Fig. 4 eine Variante des Schaltbildes der Fig. 3 mit symmetrischer Anordnung gewisser Schaltelemente, Fig. 5 ein Diagramm auf zwei Diodentypen bezogen, Fig. 6 das Schaltbild eines Polarisationsgerätes, Fig. 7 das Schaltbild eines Gerätes nach der Erfindung, verwendbar zur Erregung eines Relais, mit einbezogenem Oszillator, Fig. 8 das Schaltbild eines Frequenzmessers bei dem die Erfindung verwendet ist, Fig.
9 das Schaltbild eines einen Verstärker enthaltenden Gerätes nach der Erfindung zur Steuerung eines Relais, die Fig. 10a, b, c Schaltungseinzelheiten, die im Zusammenhang mit Fig. 11 zu betrachten sind, die ein Diagramm enthält, das die Funktion des nach Fig. 9 ausgebildeten Gerätes illustriert, Fig. 12 das Schema einer andern symmetrischen Anordnung, Fig. 13 ein anderes Beispiel eines vereinfachten Gerätes zur Steuerung eines Relais, die Fig. 14a und 14b das Schaltbild eines Gerätes zur Messung kleiner Spannungen, bei dem die symmetrische Anordnung gemäss Fig. 12 verwendet ist, wobei die Fig. 14a und 14b aneinander anschliessend zu betrachten sind.
Zum vollkommenen Verständnis der Erfindung ist es zweckmässig, sich die Funktion eines dielektrischen Verstärkers in bezug auf die Messung kleiner Spannungen, herrührend von einer Spannungsquelle mit sehr hohem innerem Widerstand, nochmals vor Augen zu führen.
Im folgenden wird der Ausdruck Sperrschichtkondensator verwendet, um allgemein irgendeine Halbleiterdiode zu bezeichnen, deren elektrostatische Kapazität durch Anlegen eines Potentials oder einer elektrischen Spannung mit geeignet gewählter Grösse und Polarität an ihre Klemmen veränderbar ist.
Ein Sperrschichtkondensator enthält einen Übergang, beispielsweise einen p-n Übergang, in dem die Dichte der Ladungsträger praktisch auf Null vermindert ist, wenn eine Spannung entgegen der Durchlassrichtung angelegt wird.
Wenn die angelegte Spannung zunimmt, vergrössert sich der Bereich, in dem die Dichte der Ladungs-
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träger Null ist. Die Anschaltung einer zunehmenden Spannung trennt somit allmählich die leitenden Oberflächen und bewirkt folglich eine Abnahme der elektrostatischen Kapazität. Die Oberfläche der Beläge des Kondensators, der durch den Übergang selbst gebildet wird, ändert sich ebensowenig wie die Natur des Dielektrikums, aber die Dicke desselben ändert sich mit der an den Sperrschichtkondensator angelegten Spannung.
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Zunächst sei nochmals an die Funktion des in Fig. 1 schematisch dargestellten dielektrischen Verstärkers erinnert.
In dieser Schaltung wird ein Sperrschichtkondensator von einer Batterie Bl mit der festen Spannung V 0 polarisiert ; Lc ist eine Hochfrequenz-Sperrdrossel, während Cv mit dem Kondensator Cc und der Selbstinduktionsspule Ll einen Parallelschwingkreis bildet.
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Das so aufgebaute Filter ist seinerseits mit einem Belastungswiderstand Rc belastet, dem ein Voltmeter mit sehr hohem innerem Widerstand parallel liegt.
Es wird angenommen, dass die Eingangsklemmen A und B der Schaltungsanordnung kurzgeschlossen und die Klemmen C - D von L mit einem Hochfrequenzgenerator verbunden sind.
Der Zeiger von V gibt einen Ausschlag an, der bei der Resonanzfrequenz der Anordnung L, Cv, Cc ein Maximum durchläuft, wie dies in der Kurve nach Fig. 2 dargestellt ist, in der als Abszisse die Frequenzen und als Ordinate die am Voltmeter V abgelesenen Werte aufgetragen sind.
Die Frequenzen ändern sich in Abhängigkeit der an die Diode Cv angelegten Spannungen und man kann demnach die Spannungen in bezug auf die entsprechenden Frequenzen auf der Abszissenachse auftragen.
Es sei vorausgesetzt, dass der Generator auf eine solche Frequenz eingeregelt ist, dass man bei einer
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Quelle mit veränderlicher Spannung an, so wird V um den Zuwachs an elektromotorischer Kraft vergrö- ssert oder verkleinert, so dass je nachdem, ob man von onach Vl oder von Wonach vs übergeht, an V die entsprechenden Ausschläge Tl oder T erhält.
Wenn man in Betracht zieht, dass Tl und T elektrische Spannungen an den Klemmen von Rc darstellen und dass V undV den Zuwachs der Spannungen, die an die Klemmen A und B angelegt werden, bedeuten, so ergibt sich
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solange man im Bereich der Flanke der Resonanzkurve von ,Cc, Cv verbleibt.
Ein solcher Kreis liefert demnach eine Spannungsverstärkung, deren absoluter Wert gleichzeitig an die Kapazitätsänderungen von Cv bei einem bestimmten Spannungszuwachs gebunden ist, der von der Neigung des geradlinigen Teiles der Resonanzkurve des verwendeten Schwingungskreises abhängig ist.
Praktisch lässt sich unter den besten derzeit erreichbaren Bedingungen bei der vorstehend beschriebenen Schaltungsanordnung eine Spannungsverstärkung in der Grössenordnung von 40 Decibel verwirklichen.
Dies ist jedoch bei der Impedanzwandlung keineswegs die errechnete Spannungsverstärkung, sondern nur ein Eingangswiderstand und eine Intensitätsverstärkung so hoch als möglich.
Lässt man jetzt alle physikalischen Bedingungen und auch die Schaltungsanordnung unverändert und trennt nur die elektrische Verbindung zwischen P und Q in der Fig. 1 und fügt an dieser Stelle Widerstände zunehmender Grösse ein, so kann man feststellen, dass
1. für dieselben Spannungszunahmen den Klemmen A und B die Ausschläge des Zeigers von V umso kleiner werden, als der Wert des eingefügten ohm'schen Widerstandes grösser wird. Die Spannung an den Klemmen von Cv wird unter diesen Umständen immer kleiner und kleiner. Diese Erscheinung ist in erster Linie auf die Isolationsverluste der Halterung zurückzuführen.
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2. Der Sperrschichtkondensator selbst besitzt keinen unendlich hohen inneren Widerstand und verbraucht infolgedessen Energie aus der angeschlossenen Quelle unter gleichzeitiger beträchtlicher Änderung des an ihren Klemmen auftretenden Potentials, insbesondere dann, wenn diese Quelle selbst einen beträchtlichen inneren Widerstand aufweist.
3. Der Sperrschichtkondensator, der'im wesentlichen ein kapazitives Element darstellt, ergibt, wenn man ihn an eine Quelle mit hohem innerem Widerstand anschliesst, eine Zeitkonstante in der Übergangscharakteristik desselben.
4. Bei sehr kleinen, an den Sperrschichtkondensator angelegten Potentialdifferenzen, ist die Krümmung am Fusse der Diodenkennlinie derart, dass diese kleinen Signale praktisch unwirksam sind und der Effekt der Kapazitätsänderung schwer zu entdecken ist.
Betrachtet man nun das in Fig. 3 dargestellte Schema, so wird man dort alle Elemente der Fig. 1 wiederfinden, denen noch ein Mikroamperemeter M in Reihe mit Rc und die Diode D2 in Reihe mit dem Widerstand R hinzugefügt sind, während im Zweig A des Eingangskreises ein Widerstand R angeordnet wurde und die Batterie B1 in Serie mit Cy,L,D und Rz zwischen die Punkte X und Y eingeschaltet ist.
B liefert einen sehr schwachen Strom in der Richtung von Y gegen X über Cy, Lc, D2 und R.
0 D ist eine Halbleiterdiode, die im umgekehrten Sinne zu ihrer normalen Durchlässigkeitsrichtung einen sehr hohen Widerstand darstellt und in ihrer Durchlassrichtung, d. h. im Sinne des Überganges von R, Lc gegen X, einen sehr viel kleineren Wert, damit keine andere Potentialdifferenz als jene, die vom Durchgang des von der Batterie B gelieferten Stromes herrührt, auftreten kann.
Diese Potentialdifferenz ist zwangsläufig sehr klein, denn B1 liefert in Richtung der Durchlässigkeit von D.
Da die ohm'sehen Widerstände von Lc und D unterdendargelegten Umständen sehr gering sind, wird der von B gelieferte Strom in erster Linie durch die Serienschaltung Cv und R bestimmt und wenn R in bezug auf Cv einen sehr grossen ohm'schen Widerstand hat, hängt die Stromstärke in dem Kreis haupt-
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men von Cv und D zwei Spannungsgefälle, die so gewählt sind, dass Cv bei einem genau bestimmten Wert, der die Grösse ihrer elektrostatischen Kapazität fixiert, polarisiert ist, während D sich in einem solchen Polarisationszustand befindet, dass eine sehr geringe Veränderung des von B gelieferten Stromes schlagartig den Leitfähigkeitszustand dieser Diode ändert.
Man legt nun zwischen A und B eine Potentialdifferenz an, derart, dass A in bezug auf B negativ wird und speist L über C und D wie früher bereits ausgeführt wurde. Wird nun A in bezug auf B negativ, so wird auch die Anode N von D2 negativ in bezug auf ihre Kathode K, was zur Folge hat, dass der Zustand der Leitfähigkeit von D stark geändert wird und dass der Strom im Kreis X, Cv, Lc, D, R , Y eine beträchtliche Abnahme erleidet. Der Spannungsabfall an den Klemmen von Cv strebt mehr und mehr, als Absolutwert, gegen Null, woraus eine beachtenswerte Veränderung der Abstimmfrequenz von L, Cv, Cc infolge der Cv aufgeprägten Kapazitätsänderung resultiert, die auf der Änderung des an ihren Klemmen auftretenden Spannungsabfalles beruht.
Der von M angezeigte gleichgerichtete Strom erfährt beträchtliche Schwankungen und ebenso die von V angezeigte Spannung.
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bezug auf B positiv macht.
Durch richtige Wahl der Werte von D, R, Rl und Cv ist es möglich, zwischen A und B Signale mit sehr kleiner Amplitude einzuführen (in der Grössenordnung von einigen Millivolt), die aus einer Quelle mit sehr hohem innerem Widerstand (1010 - 1014 Ohm) herrühren und an M die Stromschwankungen zu beobachten, die eine Verstärkung in der Grössenordnung von 120 bis 140 Decibel erkennen lassen.
Dies beruht darauf, dass die Diode D infolge der aufgedrückten Änderungen ihres inneren Widerstandes bei den kleinen betrachteten Strömen an Cv eine beträchtlich verstärkte Potentialdifferenz des zwischen A und B aufscheinenden Signals liefert.
Da die Anordnung keinerlei heizendes Element enthält, ausgenommen die Batterie B, und alle andern Bauelementen der beschriebenen Schaltung entweder passiv oder unverwüstlich sind, ist der dargestellte Impedanzwandler dauernd stabil und liefert vollkommen reproduzierbare Anzeigen.
Anderseits sind die der Batterie Bl entnommenen Ströme in der Grössenordnung von Mikro-Mikroampere und weniger, so dass, wenn für Bl beispielsweise ein oder mehrere Elemente einer Quecksilberbatterie verwendet werden, ein dauernder Betrieb durch mehrere aufeinanderfolgende Jahre erreicht werden kann.
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Obwohl die Empfindlichkeit der beschriebenen Schaltungsanordnung sehr gross ist und die Stromverstärkung beträchtlich ist, ist es möglich, sie wie im folgenden angegeben zu verbessern.
In Fig. 4 enthält der Schwingungskreis eine Induktionsspule L, die mit jener aus Fig. 3 identisch ist, aber mit einer Abzapfung P in ihrer elektrischen Mitte versehen ist, die bei Y mit dem positiven Pol der Batterie B verbunden ist, während dieselbe Wicklung sich im Nebenschluss zu zwei identischen Halbleiterübergängen Cvl und Cv2, ähnlich Cv in Fig. 3 befindet, die in entgegengesetzter Richtung geschaltet sind. Bei Abwesenheit eines Signals zwischen A und B liefert die Batterie B. in Richtung von Y nach X über P nach J, uber eine Hälfte der Wicklung von LI und den Übergang CV1 und ebenso von P nachJ uber die andere Hälfte und den Übergang Cv2.
Diese beiden Ströme gleicher Stärke vereinigen sich wieder in J, um hierauf über Lc, D und R2 zurückzufliessen.
Wenn nun ein äusserer Generator in die in Fig. 4 mit LI induktiv gekoppelte Spule L2 einspeist, die in bezug auf den Punkt P symmetrisch angeordnet ist und wenn man zwischen die Klemmen A und B ein Signal derart anlegt, dass A in bezug auf B negativ ist, so ändert man damit die Leitfähigkeit der Diode
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Strom zu den Übergängen Cvl und Cy ; man erzielt hiebei eine relative Kapazitätsänderung an den Klemmen von L der Fig. 4, welche wesentlich grösser ist als jene nach der Schaltung der Fig. 1. Wenn
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Jede dem Kreis aufgedrückte Frequenzänderung beiderseits einer ursprünglichen Abstimmfrequenz, auf welche der Kreis (L1-Cvl-Cv2) eingestellt worden war, verwandelt sich in das Auftreten von Strö-
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Vorzeichen abhängt, das diese Abweichung bestimmt.
Im Falle der Fig. 4 ist die Abstimmfrequenz von L, ! Cvl und Cv2 im Stande sich in Abhängigkeit von einem Signal passender Polarität zu verändern, das zwischen die Klemmen A und B anliegt.Ls, Cv3 und Cv4 sind auf eine Frequenz wie bei Abwesenheit eines Signals zwischen A und B eingestellt und es fliesst kein Strom zwischen U und U.
Der Strom, der zwischen U und U, fliesst, ist innerhalb gewisser Grenzen dem zwischen A und B angelegten Signal proportional und er besitzt immer dasselbe Vorzeichen, wenn man die negative Polarität von A gegenüber B stets beachtet.
Die Ströme, die zwischen U und U, fliessen, sind innerhalb der Proportionalitätsgrenzen sehr hoch verstärkte Abbilder der in R 1 fliessenden Ströme.
Das Schaltbild nach Fig. 4 gibt noch Anlass zu zwei Betrachtungen.
Es ist bekannt, dass die Halbleiterübergänge wärmeempfindlich sind ; dennoch rechtfertigt sich die Verwendung von Halbleiterübergängen mit einer von der Spannung abhängigen veränderbaren Kapazität
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die Temperaturänderungen gleichzeitig in beiden Kreisen auswirken und daher ohne Wirkung auf die relative Abstimmung derselben sind. Die Schaltung ist demnach weitgehend unabhängig von thermischen Einflüssen.
Anderseits werden in demselben Kreis als Gleichrichter Halbleiterdioden verwendet, die zwei unerwünschte Eigenheiten aufweisen, wie dies in Fig. 5 hervorgehoben ist. Diese Figur stellt die Spannungsstromkurven zweier Familien von Halbleiterdioden dar.
Die Bereiche A-B für die Familie der Germaniumdioden und A'-B' für die Familie der Siliziumdioden sind deutlich gekrümmt, was in diesen Bereichen der Charakteristik ein nichtlineares Arbeiten bei der Gleichrichtung oder der Demodulation einschliesst.
In dem Bereich C - A für das Germanium und in dem Bereich C-A' für das Silizium, d. h. für Signalamplituden kleiner als 0,15 Volt für das Germanium und 0,6 Volt für das Silizium erfolgt keine Gleichrichtung oder Demodulation durch diese Dioden.
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Um ein befriedigendes Arbeiten dieser Elemente als Gleichrichter oder Demodulator bei kleinen aufgedrückten Signalen zu erhalten, ist es erforderlich sie zu polarisieren. Dieses Ergebnis erzielt man durch
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Die Polarisation des Gleichrichterelementes könnte in der Schaltung nach Fig. 3 so wie in Fig. 6 gezeigt erzielt werden.
Anstatt jedoch die Verbindung vom Ausgang der Messinstrumente M und V direkt zum positiven Pol von B1 zurückzuführen, wird diese an eine an B im Punkt W vorgesehene Klemme bei einer Spannung beispielsweise in der Grössenordnung von-1, 5 Volt in bezug auf Y zurückgeführt.
Unter diesen Bedingungen ist jedoch selbst bei Abwesenheit von Hochfrequenz in L 1 der Messstrom-
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Um den Zeiger der Abwesenheit von Hochfrequenz in L auf Null zurückzuführen, ist es erforderlich, einen Kompensationsstromkreis zu schaffen, der durch die Quelle S, die in entgegengesetzter Richtung. zum ursprünglichen durch M und V fliessenden Strom liefert, einen einstellbaren Widerstand Rv und eine mit D identische Diode D dargestellt ist.
Durch Einstellung auf den ohm'schen Wert von Rv ist es möglich, die Zeiger von M und V auf Null zurückzuführen.
Die Verwendung der Diode D ist durch die Notwendigkeit begründet, dem Kompensationsstromkreis einen Temperaturkoeffizienten zu erteilen, der so weit als möglich jenem des Kreises gleicht, in dem die Kompensation wirksam sein soll.
Obwohl Kompensationsmethoden der vorstehend beschriebenen Art für kurzzeitige Messungen oder Steuerungen befriedigen, sind sie doch nicht frei von jeder Kritik.
Man hat nämlich Schwankungserscheinungen beobachtet, die insbesondere auf die elektrischen Ungleichheiten der Kreise, der Temperaturkoeffizienten der Kompensationsquellen usw. zurückzuführen sind und die bewirken, dass häufige Verbesserungen der Einstellung von Rv erforderlich sind. Nichts von alledem gibt es bei der Schaltung nach Fig. 4.
Zusammengefasst zeigt die Schaltung nach Fig. 4 gegenüber jener von Fig. 3 folgende Vorteile :
1. Bei demselben Signal, das an die Eingangsklemmen A und B der beiden Kreise angelegt wird, ist die erzielte Frequenzabwanderung bei der Schaltung nach Fig. 4 um vieles grösser.
2. Durch Anwendung einer Anordnung mit vier Halbleiterübergängen nach der in bezug auf Fig. 4 beschriebenen Art sind die relativen Frequenzänderungen infolge äusserer thermischer Einflüsse praktisch Null.
3. Die Anordnung der Gleichrichterdioden in einem zweiphasigen Kreis erlaubt den Verzicht auf einen äusseren Kompensationskreis und besitzt in gleicher Weise einen temperaturkompensierenden Effekt auf die Gleichrichterkreise.
Darüber hinaus ist die in Fig. 4 schematisch dargestellte Schaltung um vieles empfindlicher als jene nach Fig. 3 und sie liefert viel grössere Verstärkungen als letztere.
Es ist möglich, an Ll der Fig. 4 mehrere gleiche Phasendiskriminatoren anzukoppeln und sie derart voreinzustellen, dass sie an ihren Ausgangsklemmen Signale entsprechend einer Reihe vorbestimmter Werte des zwischen A und B-angelegten Signales liefern.
Es können auch andere Arten von Diskriminatoren an Stelle des in Fig. 4 beispielsweise dargestellten Diskriminators verwendet werden, wie die Frequenzdiskriminatoren von Typ Round-Travis u. dgl., die Phasendiskrimatoren vom Typ Foster-Seelsy u. dgl., die Verhältnisdetektoren usw.
Fig. 7, welche ein Gerät mit einbezogenem Oszillator zeigt, ist, was den Kreis L, C..-,, Cy und den ihm zugeordneten Phasendiskriminator betrifft, identisch mit jenem nach dem Schema der Fig. 4,
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ein durch C3 überbrückten Thermistor oder ein Widerstand mit negativem Temperaturkoeffizient ist. Im Kollektorstromkreis von Tr 1 ist ein höherer Widerstand R angeordnet, um in erster Linie die Ausgangsimpedanz von Tr 1, die parallel zu L, Cy , C,, g liegt zu vergrössern und so die durch Tr l verursachte Dämpfung dieses Kreises zu vermindern, anderseits um die thermische Abweichung von Tr I zu reduzie-
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Die B :ttterieB der Fig. 4 ist durch das Potentiometer P ersetzt worden und die Polarisationsspannung der Phasendiskriminator-Dioden wird der stabilisierten Quelle über das Potentiometer P ent-
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Cldurch die elektrischen Werte von L, Cyi und Cv2 definiert ist. Der Apparat kann ein Relais (Rei) steuern.
Die in diesem Schaltbild dargestellte Schaltungsanordnung arbeitet befriedigend etwa in einem Temperaturbereich von-10 bis +600.
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angeschlosseneirgendeine Einschränkung.
Der Transistor der Fig. 7 kann durch irgendein System zur Aufrechterhaltung der Schwingungen in L, Cvl, CV2 ersetzt werden, entweder durch eine Tunneldiode, einen Transistor mit Feldeffekt, eine Elektronenröhre, ein mechanisches Gerät usw. ohne irgendwelche Einschränkung.
Der Speisekreis kann im Falle von Versorgungsgeräten mit Elektronenröhren oder Halbleitern allgemein irgendeine bekannte Schaltung sein, wie Clapp, Meissner, Hartley, Mesny usw.
Die Art der Kopplung zwischen dem Detektorkreis für die Frequenzänderungen und diesen Kreis kann allgemein irgendeine sein, entweder induktiv, kapazitiv, galvanisch, elektronisch oder mit Halbleitern und das ohne irgendeine Einschränkung. Die Verwendung von Zwischenverstärkerketten zwischen dem frequenzmodulierten Element und dem Detektor der Modulationsänderungen wird als Kopplungselement oder Kopplungskreis angesehen.
Das Schema in Fig. 8 stellt einen Frequenzmesser dar, bestehend aus einem Impedanztransformator sehr hoher Empfindlichkeit, in dem man den Einfluss der Temperatur praktisch auf folgende Weise eliminiert :
Zwei Oszillatoren, ähnlich jenen der Fig. 7, bezeichnet als "Oszillator 1" und "Oszillator 2", sind so konstruiert, dass sie sowohl von elektrischen als auch mechanischen Gesichtspunkten aus so identisch als nur möglich sind.
Jeder Oszillator arbeitet auf eine Trennstufe, dargestellt durch die Transistoren Tr2 und Tr4.
Bei Abwesenheit eines Signals zwischen A und B und A'und B'sind beide Oszillatoren genau auf ein und dieselbe Frequenz abgestimmt.
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Die Spannungsänderungen am Kollektor von Tr werden über einen Umschalter S einem geeignet dimensionierten Kondensator zugeführt.
Wenn der Lade- oder Entladestrom dieses Kondensators durch ein integrierendes System gemessen wird, im vorliegenden Fall durch ein Mikroampermeter, das zwischen U und U geschaltet ist, erhält man Ausschläge des Instrumemenzeigers, die direkt proportional der Frequenz sind, vorausgesetzt, dass die Ladezeitkonstante des Kondensators genügend klein ist.
Dieses Frequenzmessgerät mit Transistoren ist weitgehend unabhängig von der Temperatur, was dadurch gegeben ist, dass die Schwellenspannung des Kollektors von Tr. welche die Messung stören könnte, von der Temperatur wenig beeinflusst wird.
Es ist offensichtlich, dass man zwischen U und U irgendeine geeignete Last anschalten kann, wie ein Relais, eine Registriervorrichtung oder ein Alarmgerät.
Die Schaltungsanordnung kann auch mit Elektronenröhren ausgeführt werden.
Es wird nun die in Fig. 9 schematisch dargestellte Schaltung betrachtet, in der
Tr ein Transistor-Oszillator gemäss dem Schema der Fig. 7 ist.
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schaltet.
Vorausgesetzt ist, dass keinerlei Signal zwischen A und B vorhanden ist und dass der Schwingungskreis
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an, so dass man Ausschläge des Zeigers von M beobachten kann und zeichnet man das Diagramm der an
M abgelesenen Stromstärken als Funktion des zwischen A und B angelegten Signals auf, so erhält man die Kurve A (Fig. 11).
Wenn das angelegte Signal einen dem Punkt P dieser Kurve entsprechenden Wert erreicht, schliesst das Relais "Rel" bis zu dem Augenblick, in dem das Signal, dessen Amplitude man weiter zunehmen lässt, den entsprechenden Wert zum Punkt Q derselben Kurve erreicht, bei dem es wieder abfällt.
Die Funktion des Relais ist demnach selektiv in bezug auf die Amplitude der Erregerspannung des Kreises.
Wenn man als Kopplungselement zwischen TrI und Tr2 eines der in Fig. 10a, 10b, 10c dargestellten Netzwerke einschaltet, verengt sich die Resonanzkurve der Anordnung infolge der dem Kreis aufgedrückten zunehmenden Selektivität.
Bei Verwendung eines doppelt abgestimmten Transformators als Verbindung zwischen TrI und Tr2 erhält man eine Vergrösserung der selektiven Abhängigkeit des Relais "Rel", welche aus dem Bandfiltereffekt resultiert. Dieser Effekt ist in Kurve B der Fig. 11 dargestellt.
Die Inbetriebnahme eines Überspannungsvervielfachers (Q-multiplier), schematisch in Fig. I0b dargestellt, liefert eine noch grössere und mittels des einstellbaren Widerstandes Ry regelbare Selektivität.
Der durch einen solchen Kreis erzielte Gewinn an Selektivität ist aus der Kurve C in Fig. II ersichtlich.
Das Filter mit den piezoelektrischen Kristallen X und X gestaltet schliesslich eine selektive Abhängigkeit des Relais "Rel" zu erzielen, wie sie Kurve'D der Fig. 11 angibt.
Die Prüfung der vier in Fig. II gezeigten Diagramme der selektiven Abhängigkeit zeigt überdies, dass durch Erhöhung der Selektivität bei einer Schaltungsanordnung wie der nach Fig. 9 auch die Empfind- lichkeit des Systems vergrössert wird.
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betrachtet, der durch die Punkte Z, Z, Zg und Z4 auf Jeder der Kurven der Fig. 11 dargestellt ist, so kann man beobachten, dass, um von Zl nach P zu kommen, die Amplitude des angelegten Signals sich von 4, 3 mV auf 9, 5 mV ändern muss, d. s. 5, 2 mV des Eingangssignals.
Zwischen Zz und P1 sind nur 10, 5 - 7, 5 = 3 mV erforderlich.
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Zwischen Z. und P sind nur etwa 0,4 mV erforderlich.
Wenn man also zwischen C und D in Fig. 9 eine geeignete polarisierte und einstellbare Spannungsquelle einschaltet, wird das Relais bei den angegebenen Änderungen ebenso arbeiten, sobald die zwischen C und D eingeschaltete Quelle vorher auf Spannungswerte eingestellt wurde, die den Punkten Z, Z, Z und Z entsprechen.
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Anderseits kann man feststellen, dass der Widerstand Ry, der in Reihe mit dem Emitter von Tri liegt, veränderlich gemacht werden kann und dass es möglich ist, durch Veränderung von Rv die Dämpfung des im Kollektorstromkreis von Tri liegenden Schwingungskreises mehr oder0 weniger zu steuern und damit die Resonanzkurve des Schwingungskreises mehr oder weniger abzuflachen, was die Möglichkeit einer komplementären Regelung der Ansprechkurve der Anordnung ergibt.
Im nachstehenden werden als Ausfuhrungsbeispiele noch drei Schaltungsanordnungen beschrieben, welche einfache Anwendungsbeispiele der Erfindung darstellen.
Die Schaltung nach. Fig. 12 ist eine Variante der symmetrischen Anordnung, in welcher zwei Schwin-
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CvOszillators erregten Schwingungskreises, geschaltet. Die Ausgangsklemmen sind M, M', P.
Im Schaltbild nach Fig. 13 arbeitet der Impedanzwandler auf ein Relais.
Ein erster Transistor Tri ist in einem Colpitts-Oszillator montiert und liefert die Hochfrequenzspannung, die zur einwandfreien Funktion der Schaltung erforderlich ist, an L, während, nach Rc folgend, zwei weitere Transistoren Tr2, Tr3 angeordnet sind, um die Empfindlichkeit des Impedanzwandlers zu vergrössern und die notwendige Leistung für das Arbeiten des Relais Rel abzugeben.
Ein Potentiometer Pot erlaubt die Regelung der Polarisation von Tr, derart, dass bei Abwesenheit eines Signals zwischen A und B keinerlei Strom im Kollektorstromkreis von Tra fliesst.
Die Empfindlichkeit der Anordnung ist mittels des einstellbaren Widerstandes Raj regelbar, der zwischen dem Kollektor von Tr und der Basis von Tr eingeschaltet ist.
Die Transistoren werden aus einer gemeinsamen Quelle Ba, die durch zwei in Kaskade geschaltete Zenerdioden stabilisiert ist, gespeist.
Das Schaltbild der Fig. 14 zeigt die Anwendung der in Fig. 12 schematisch dargestellten Schaltung, in welcher aber die Hochfrequenz-Speisung vom Ausgang eines Transistoroszillators sichergestellt ist, der von einem Quarzkristall gesteuert wird. Ein zweiter Transistor Tr dient als Trennstufe und gibt die erforderliche Leistung an die Kopplungswicklungen L2 und L'ab ; ein zweistufiger Gegentaktverstärker Tr + Tr und Tr + Tr liefert die ergänzende Verstärkung für das Arbeiten der Anzeigevorrichtung V und des Relais Rg.
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klemmen wie A und B der vorstehend beschriebenen Netzwerke angeschaltet zu werden und sie zum Arbeiten zu bringen.
Tatsächlich ist jeder Detektor oder jede Quelle im allgemeinen irgendeine verwendbar, die zwischen die Klemmen A und B angeschaltet, eine Minimalspannung in der Grössenordnung von Millivolt abgibt und keinen grösseren Innenwiderstand aufweist als 1016 Ohm.
Man kann, als Beispiele und nicht darauf beschränkt, nennen : Ionisationskammern, Geiger-MüllerZähler, Photovervielfacher und alle Vakuumröhren, die Elektroden der pH-, rH- oder Leitfähigkeitsmes- ser, die photoelektrischen Zellen aller Arten, piezoelektrische Abnehmer usw., ohne Begrenzung auf eine Bauform oder mit ihr zusammenhängende Schaltungsanordnungen.
Im Nachstehenden werden einige präzise Angaben über die Elemente der Schaltbilder gegeben. Die Werte sind nicht einschränkend. Sie sind dazu bestimmt, die Ausführung der Erfindung zu erleichtern.
Fig. 1 : B-von 1, 5 bis 12 V Lc - je nach der Erregerfrequenz von LI, Cv, Cc beispielsweise Lc = 2,5 mH für den
Frequenzbereich von 500 KHz bis 5 MHz.
C - variabel in Abhängigkeit von der Spannung zwischen 10 und 25 pF.
Cc - Glimmerkondensator mit etwa 1000 pF.
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