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Filter zur Trennung eines breiten Frequenzbandes elektro-magnetischer
Wellen von andern Frequenzen Die Erfindung bezieht sich auf mehrkanalige, hochfrequente Übertragungssysteme für Zentimeterund Millimeterwellen und betrifft Einrichtungen zur Trennung oder Vereinigung mehrerer Kanäle oder breitbandiger Signale, die in einer Relaisstation oder Endstation des Übertragungssystems ausgesendet, empfangen, verstärkt oder sonstwie ausgewertet werden sollen.
Die Verwendung immer höherer Frequenzen und breiterer Bänder in Mikrowellen-Übertragungssystemen hat es erforderlich gemacht, von den üblichen Bauformen der Filter für die Trennung verschiedener Frequenzbänder abzuweichen. Filter mit konzentrierten Schaltelementen sind nämlich hinsichtlich ihrer Bandbreite viel zu sehr beschränkt und auch die in grossem Ausmass verwendeten Filternetzwerke, bei denen die relativ günstigen Breitbandeigenschaften von Viertelwellen-Leitungsabschnitten ausgenützt werden, haben entweder zu geringe Bandbreite oder aber zu geringe Trennschärfe.
Die vorliegende Erfindung zielt deshalb darauf ab, Frequenzkanäle, die eine beliebige Bandbreite und einen beliebigen gegenseitigen Frequenzabstand haben, voneinander zu trennen. Insbesondere sollen durch die Erfindung in Verzweigungssystemen Frequenzgänge vermieden werden, welche die Bandbreite einengen, wobei aber eine hohe Trennschärfe zwischen den Bändern gewährleistet werden soll.
Die geschilderten und weitere Ziele werden gemäss der Erfindung durch eine neuartige und kombinierte Anwendung von zwei an sich bekannten Erscheinungen erreicht, nämlich der frequenzselektiven Reflexionseigenschaften eines durch leitende Wandungen begrenzten Hohlleiters, dessen Querschnittsabmessungen sich verjüngen, so dass er nacheinander verschiedene Grenzfrequenzen durchläuft, und der Erscheinung der Polarisationsdrehung eines um 1800 drehenden Phasenschiebers.
Ein zur Trennung eines breiten Frequenzbandes elektromagnetischer Wellen von andern Frequenzen dienendes Filter gemäss der Erfindung besteht aus einem Hohlleiterabschnitt, der befähigt ist, Wellen mit orthogonalen Polarisationen aufrechtzuerhalten, und aus ein-und ausgangsseitigen Kopplungsgliedern zur Ein- und Auskopplung von zueinander senkrecht, aber um 450 gegen die erwähnten orthogonalen Polarisationen geneigt polarisierten Wellen und ist dadurch gekennzeichnet, dass sich die leitende Umwandung des Hohlleiterabschnittes in zwei orthogonalen Querschnittsdimensionen des Hohlleiters längs der Hohlleiterachse verjüngt, wobei die Verjüngung in der einen Querschnittsdimension bezüglich der Verjüngung in der zweiten Querschnittsdimension in Längsrichtung derart versetzt ist,
dass der Hohlleiterabschnitt für die eine der orthogonalen Polarisationen bei der niedrigsten Frequenz des zu trennenden Frequenzbandes in einem bestimmten Punkt (Sperrpunkt) seiner Längserstreckung die Grenzfrequenz annimmt und die Grenzfrequenz für höhere Frequenzen dieses Bandes in aufeinanderfolgenden Sperrpunkten erreicht, während die Sperrpunkte für die andere orthogonale Polarisation gegen die entsprechenden Sperrpunkte für die ersterwähnte Polarisation um eine Viertelwellenlänge versetzt sind.
Bei diesem Filter wird beispielsweise eine linear polarisierte, auf verschiedene Bänder oder Kanäle verteilte Welle mit gleichen Horizontal-und Vertikalkomponenten an den sich verjüngenden phasenverschieden reflektierenden Hohlleiter angelegt, der die Vertikalkomponenten aller Frequenzen in einem der Bänder um eine dem Phasenbetrag von 900 entsprechende Strecke früher als die HorizontalkomponenJen der gleichen Frequenzen reflektiert. Die reflektierten Komponenten laufen daher mit einer gegenseitigen Phasendifferenz von 1800 zurück und setzen sich zu einer linear polarisierten Welle zusammen, de-
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ren Polarisation um 900 gegen jene der zugeführten Welle gedreht ist und die daher leicht von dieser getrennt werden kann. Die Frequenzen in den andern Bändern durchlaufen den sich verjüngenden Hohlleiter mit der ursprünglichen Polarisation.
Da jede Frequenz im abgezweigten Band getrennt reflektiert wird, d. h. da der Reflexionspunkt einer jeden Frequenz an einer andern Stelle liegen muss, um die 1800 Phasendifferenz der reflektierten Komponenten zu erhalten, tritt beim System nach der Erfindung keine die Bandbreite einengend Frequenzabhängigkeit auf. Demnach können Kanäle mit beliebiger Bandbreite getrennt werden. Da ferner die Trennschärfe zwischen den Kanälen von der genau festlegbaren Grenzfrequenz in einem durch leitende Wandungen begrenzten Hohlleiter abhängt, ergibt sich eine hohe Trennschärfe, wobei der Frequenzabstand der einzelnen Kanäle beliebig gross sein kann.
Die angegebenen und weitere Ziele und Merkmale der Erfindung sowie besondere Vorteile derselben sollen nunmehr anHand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung genauer erläutert werden.
Fig. 1 ist eine perspektivische Ansicht eines erfindungsgemäss ausgebildeten Hohlleiters. Fig. 2 stellt zur Erläuterung der Erfindung für das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 die Phasenverschiebung der reflektierten Komponenten an deren Kombinationsstelle in Abhängigkeit von der Frequenz dar. Die ebenfalls Erläuterungszwecken dienende Fig. 3 gibt vektoriell die Drehung der Eingangspolarisation in die reflektierte Ausgangspolarisation an. Die Fig. 4 und 4A stellen schliesslich im axialen Teilschnitt bzw. im Querschnitt ein verbessertes Ausführungsbeispiel des Hohlleiters nach Fig. 1 dar.
Fig. 1 zeigt ein Verzweigungsfilter gemäss der Erfindung, das sich zur Trennung oder Abzweigung eines Kanals oder Breitbandsignals Fl mitderBandmittenfrequenzf von andern Breitbandsignalen F2, Fn
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standteil des Verzweigungsfilters ist ein mit Phasendifferenz reflektierender, sich verjüngender Hohllei- ter 10, der sowohl vertikal als auch horizontal polarisierte Komponenten der Breitbandsignale Fund Fn ungehindert übertragen kann, die verschiedenen Frequenzen des Breitbandsignals F aber derart reflektiert, dass für jede Frequenz der Reflexionspunkt der vertikal polarisierten Komponente einen Viertelwellenab- stand vom Reflexionspunkt der horizontal polarisierten Komponente hat.
Der sich verjüngende Hohlleiter 10 wird von einem Transformationsglied 11 gespeist, das befähigt ist, dem Hohlleiter 10 linear po- larisierte Wellen mit um 45 gegen die Vertikale und Horizontale geneigten Polarisationen zuzuführen und innerhalb des Kanals F vom Hohlleiter 10 reflektierte Wellen aufzunehmen, deren Polarisation um 900 gegen die Polarisation der zugeführten Wellen gedreht ist. An den sich verjüngenden Teil 10 schliesst sich ein Phasenkorrekturabschnitt 12 an. Zwischen dem Transformationsglied 11 und dem sich verjüngenden Teil 10 sowie zwischen diesem Teil 10 und dem Phasenkorrekturabschnitt 12 sind geeignete Übergangsabschnitte 13 und 14 zur Kopplung der Hohlleiter runden bzw. quadratischen Querschnitts eingefügt.
Die Art der verschiedenen Wellenkomponenten und die Funktionen, die sie ausüben, werden später erläutert.
Der Hauptteil des erfindungsgemässen Filters ist der mit Phasendifferenz reflektierende, sich verjüngende Abschnitt 10, der durch einen langgestreckten, von leitenden Wandungen begrenzten Hohlleiter rechteckigen Querschnitts gebildet wird, dessen Querschnitt an der Schnittfläche A-A so gross ist, dass seine Grenzfrequenz unter der niedrigsten Frequenz des untersten Frequenzbandes F liegt und dass daher Wellen dieses Frequenzbandes im Hohlleiterabschnitt 10 bestehen können. Der quadratische Querschnitt an der andern Schnittstelle D-D ist anderseits so klein, dass die zugeordnete Grenzfrequenz oberhalb der höchsten Frequenz im untersten Frequenzband F, aber unter allen Frequenzen der Bänder F und Fn liegt.
Beginnend an der Schnittstelle A-A verlaufen zwei parallele Wandungsteile 17 und 18 in Längsrichtung und bilden bis zur Schnittstelle B-B einen Viertelwellenabschnitt bei der Frequenz f ; hieran schliessen sich konvergierende Wandungsteile 19 und 20, so dass die vertikalen Abmessungen der aufeinanderfolgenden Querschnitte zwischen den Schnittstellen B-B und D-D allmählich abnehmen. Die leitenden Seitenwandungen werden durch konvergierende Teile 21 und 22 gebildet, die schon an der Querschnittsstelle A-A beginnen und deren Konvergenz ungefähr gleich jener der konvergierenden Teile 19 und 20 ist, so dass auch die horizontalen Querschnittsabmessungen von der Schnittstelle A-A zur Schnittstelle D-D hin abnehmen.
Vom Ende der Wandungsteile 21 und 23 an der Schnittstelle C-C verlaufen bis zur Schnittstelle D-D parallele Wandungsteile 23 und 24, die ungefähr einen Viertelwellenabschnitt bilden. An die Schnittstelle D-D schliesst sich bis zur Schnittstelle E-E ein kurzer Hohlleiterabschnitt 28 mit gleichmä- ssigem quadratischem Querschnitt an, um die Unterdrückung der höchsten Frequenz des Bandes F sicherzustellen.
Der Gesamtaufbau verjüngt sich demnach so, dass bei einer gegebenen Frequenz die horizontal bzw.
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vertikal polarisierten Komponenten an Querschnittsstellen gesperrt bzw. reflektiert werden, die in Längs- richtung des verjüngten Hohlleiters um eine Viertelwellenlänge gegeneinander versetzt sind. Da die an der Querschnittsstelle A-A eintretende Welle in den sich verjüngenden Hohlleiter bis zu den erwähnten GreI1zquerschnitten eindringt und dann reflektiert wird, ist die gesamte, den Hin- und Rückweg umfas- sende Phasenverschiebung der reflektierten horizontal polarisierten Komponente um 1800 grösser als jene der reflektierten vertikal polarisierten Komponente. Diese Verhältnisse sind in Fig. 2 dargestellt, wo die
Phasenverschiebung der beiden reflektierten Komponenten in Abhängigkeit von der Frequenz aufgetragen ist.
Die voll gezeichnete Linie 31 stellt die Gesamtphasenverschiebung OH (Hin-und Rückweg) der hori- zontal polarisierten Komponente dar, wenn die Begrenzungswände 21 und 22 in Längsrichtung linear kon- vergieren. Die voll gezeichnete Linie 32 stellt analog die Gesamtphasenverschiebung e der vertikal polarisierten Komponente dar, wenn die Begrenzungswände 19 und 20 in gleicher Weise konvergieren.
Bei der Bandmittenfrequenz f kann die Phasendifferenz zwischen eH und e v auf genau 1800 eingeregelt werden. Bei den höheren Frequenzen ist die Phasendifferenz etwas grösser und bei den tieferen Frequenzen etwas kleiner.
Die Kennlinien einer verbesserten Hohlrohrverjüngung, die eine Phasendifferenz von 1800 innerhalb emes breiteren Frequenzbandes ergibt, werden durch die unterbrochenen Linien 33 und 34 dargestellt. Die
Kennlinie 33 wird durch Verminderung der mittleren Hohlleiterbreite zwischen den Teilen 21 und 22, etwa durch Deformation des Hohlleiters 10 unter Druckanwendung an einem geeigneten Punkt, der näher dem Querschnitt A-A als dem Querschnitt D-D liegt, erzielt. Diese Breitenverminderung verschiebt den reflektierend wirkenden Querschnitt für die vertikal polarisierte Komponente gegen den Querschnitt A-A, wodurch die Gesamtphasenverschiebung der tieferen Frequenzen des Bandes vermindert wird. Bei den höhe- ren Frequenzen wirkt sich diese Deformation nur geringfügig aus, weil für diese Frequenzen die geänderte
Querschnittsregion weit ab vom Grenzquerschnitt liegt.
Die Kennlinie 34 wird durch eine Verringerung des Abstandes zwischen den Teilen 19 und 20 unter Druckanwendung in einem Punkt erreicht, der näher dem Querschnitt D-D als dem Querschnitt A-A liegt ; hiedurch wird die Gesamtphasenverschiebung der horizontal polarisierten Komponente bei den höheren Frequenzen des Bandes vermindert. Beide Deforma- tionen zusammen bewirken, dass einerseits die Phasendifferenz von 1800 zwischen den vertikal und hori- zontal polarisierten reflektierten Komponenten bei der Bandmittenfrequenz f aufrechterhalten bleibt und anderseits die Phasendifferenz von 1800 im gesamten Band sehr gut angenähert wird. Wenn ein sehr breites Frequenzband verarbeitet werden soll, werden beide Verjüngungen vorzugsweise entsprechend vorge- formt oder es wird an mehreren Punkten ein verformender Druck ausgeübt.
Die Wellenenergie wird dem sich verjüngenden Hohlleiter 10 durch einen Wandler 11 zugeführt, der beliebigen, für Mikrowellen geeigneten Aufbau haben kann und sich zur selektiven Ein- und Auskopplung von Wellenenergie je einer von zwei linear und orthogonal zueinander polarisierten Schwingungsarten in einen bzw. aus einem kreisförmigen Hohlleiter unter Ausschluss der jeweils orthogonalen Polarisation eignet. J3eisrJelsweise ist hiefür ein gerichtetes Kopplungsglied nach der USA-Patentschrift Nr. 2, 748, 350 oder ein breitbandiges, im Nebenschluss geschaltetes T-Glied nach der USA-Patentschrift Nr. 2, 682, 610 geeignet.
Der in der Zeichnung dargestellte Wandler 11 umfasst einen Hohlleiterabschnitt 25 mit Kreis- querschnitt, einen im Nebenschluss dazu geschalteten seitlichen Hohlleiter 26 mit Rechteckquerschnitt und eine Trennwand 27. Dieses Kopplungsglied kann durch nicht dargestellte Anpassungselemente nach den vorstehend angegebenen Patentschriften ergänzt werden. Der Wandler 11 ist mit dem Hohlleiter 10 an der Querschnittsstelle A-A verbunden. Die durch den Hohlleiterarm 26 ausgewählte Polarisation ist um 450 gegen die vorstehend erläuterten vertikalen und horizontalen Polarisationen im Hohlleiter 10 geneigt. Zwischen dem Hohlleiterarm 26 und dem sich verjüngenden Hohlleiter 10 befindet sich ein Übergangsabschnitt 13, der allmählich von dem runden auf den quadratischen Querschnitt überleitet.
Die zu trennenden breitbandigen Signale F, F und F werden dem Hohlleiter mit der durch den Vektor 37 in Fig. 1 bzw. der durch den Vektor 36 in Fig. 3 angegebenen linearen Polarisation zugeführt. Diese Polarisation wird durch die Trennwand 27 und den Hohlleiterarm 26 praktisch nicht beeinflusst und gelangt beim Querschnitt A-A in den sich verjüngenden Hohlleiter 10 mit gleich starken horizontal und vertikal polarisierten Komponenten, wie dies durch die voll ausgezogenen Vektoren EV und EH in Fig. 3 angedeutet worden ist. Die Komponenten der Bänder E, und Fn schreiten bis zum Querschnitt D-D fort.
Die Komponenten des Bandes F werden hingegen reflektiert und nehmen infolge des längeren Weges der horizontal polarisierten Komponente innerhalb des sich verjüngenden Hohlleiters 10 eine gegenseitige Phasendifferenz von 1800 an. Diese relative Phasenumkehr ist in Fig. 3 durch den gestrichelten Vektor EH angedeutet worden. Die Addition des gestrichelt gezeichneten Vektors EH und des Vektors EV ergibt eine Polarisationsdrehung der Resultierenden um 900, so dass die Resultierende die durch den gestrichelten
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Vektor 35 in Fig. 3 bzw. durch den Vektor 38 in Fig. 1 dargestellte Polarisation annimmt. Diese Polarisation wird durch die Trennwand 27 reflektiert und vom Hohlleiterarm 26 aufgenommen, so dass die
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Die Komponenten, welche das Band bilden, erleiden zu einem gewissen Grad eine Frequenzdi- spersion, d. h. die höheren Frequenzen werden infolge ihres längeren Weges im Hohlleiter 10 gegenüber den tieferen Frequenzen verzögert. Es ist jedoch zu beachten, dass diese Dispersion komplementär zu jener ist, die durch die ändern Hohlleiterteile des Systems verursacht wird, so dass sie nicht nur nicht nachteilig ist, sondern sogar zur teilweisen Kompensation der in andern Teilen des Systems auftretenden Dispersion herangezogen werden kann. Falls dies nicht erwünscht ist, kann die durch den sich verjüngenden Hohlleiter 10 verursachte Dispersion auch dadurch fast völlig ausgeglichen werden, dass die Komponenten
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Frequenzen verzögert, wodurch die erwähnte Dispersion kompensiert wird.
Die Frequenzkomponenten der Bänder Fz und Fn mit den Mittenfrequenzen f bzw. fn treten beim Querschnitt D-D oder E-E als elliptisch polarisierte Wellen aus, deren vertikale Komponenten bezüglich der horizontalen Komponenten in der Phase voreilen. Dies ist darin begründet, dass die der magnetischen Ebene entsprechende Abmessung eines Hohlleiters für dessen Grenzfrequenz massgeblich ist, die ihrerseits wieder die Phasengeschwindigkeit der im Hohlleiter fortschreitenden Wellen bestimmt. Eine Verkleinerung der Querschnittsabmessung in Richtung der magnetischen Ebene führt zu einer höheren Grenzfrequenz, die näher der Betriebsfrequenz liegt und daher eine Phasengeschwindigkeit ergibt, die grösser ist als die Phasengeschwindigkeit bei grösserer Querschnittsabmessung.
Die resultierende Phasenlage der Vertikalkomponente hängt nun von der Summe der Phasenverschiebungen ab, die längs des sich verjüngenden Hohlleiters 10 vom Querschnitt A-A bis zum Querschnitt C-C und längs des Abschnittes kleinerer Querschnittsabmessung in Richtung der magnetischen Ebene vom Querschnitt C-C bis zum Querschnitt D-D auftreten. Anderseits hängt die resultierende Phasenlage der Horizontalkomponente von der Summe der Phasenverschiebungen ab, die längs des sich verjüngenden Hohlleiters 10 vom Querschnitt B-B bis zum Querschnitt D-D und längs des Abschnittes grösserer Querschnittsabmessung in Richtung der magnetischen Ebene vom Querschnitt A-A bis zum Querschnitt B-B auftreten.
Da die Phasenkonstanten längs des sich verjüngenden Hohlleiters für beide Polarisationen gleich sind, wird die resultierende Phasendifferenz von der höheren Grenzfrequenz und der grösseren Phasengeschwindigkeit für die vertikal polarisierte Komponente im Abschnitt von C-C bis D-D, verglichen mit der niedrigeren Grenzfrequenz und der kleineren Phasengeschwindigkeit für die horizontal polarisierte Komponente im Abschnitt von A-A bis B-B bestimmt. Der Kompensationsteil 12 dient dazu, der Vertikalkomponente eine gleich grosse, kompensierende Phasenverzögerung zu erteilen.
Nach einem Merkmal der Erfindung wird diese Kompensation dadurch innerhalb eines breiten Bandes erreicht, dass der Vertikalkomponente ein Weg dargeboten wird, der über eine entsprechende Strecke die gleiche Grenzfrequenz wie jener Weg hat, den die Horizontalkomponente durchlaufen hat, während in analoger Weise der Horizontalkomponente ein Weg mit einer Grenzfrequenz dargeboten wird, die gleich jener des vorher von der Vertikalkomponente durchlaufenen Weges ist. Insbesondere besteht der Kompensationsteil 12, der beim Querschnitt E-E durch den Wandler 14 mit dem Rechteckhohlleiter 28 gekoppelt ist, aus einem kreisförmigen Hohlleiterstück 15, dessen Durchmesser so gewählt ist, dass seine Grenzfrequenz gleich der Grenzfrequenz für die vertikal polarisierten Wellen im Abschnitt von C-C bis D-D ist.
Der Hohlleiter 15 ist ferner durch zwei gegenüberliegend angeordnete Metallflügel 16, die in den elektrischen Ebenen der darin fortschreitenden vertikal polarisierten Wellen liegen, derart belastet, dass die Grenzfrequenz für die vertikal polarisierte Komponente auf den der Grenzfrequenz für die horizontal polarisierte Komponente im Abschnitt zwischen A-A und B-B entsprechenden Wert erhöht wird. Die Flügel 16 verlaufen in Längsrichtung über eine Strecke, die gleich dem Abstand zwischen den Querschnitten A-A
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h.steten Hohlleiters identischen Funktionen der Betriebsfrequenz und der Grenzfrequenz sind, sind diese Phasenkonstanten für alle Frequenzen gleich, wenn die Grenzfrequenzen übereinstimmen.
Demnach wird die Vertikalkomponente aller Frequenzen in den breitbandigen Kanälen F und F, in deren Mitten die Fre-
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gel nicht beeinflusst wird) im Hohlleiter 15 eine Phasenkonstante wirksam, die gleich der für die Vertikal- komponente im Abschnitt von C-C bis D-D wirksamen Phasenkonstante ist. Auf diese Weise werden die
Horizontal- und Vertikalkomponenten auf gleiche Phase gebracht und ergeben somit ausgangsseitig eine durch den Vektor 39 angedeutete lineare Polarisation. Diese Welle kann einem ähnlichen Abzweigfilter zugeführt werden, um nunmehr das nächste Band F, von den übrigen, höherfrequenten Bändern zu tren- nen.
Es kann eine beliebige Anzahl von Abzweigfiltern der beschriebenen Art in Kaskade geschaltet wer- den, wobei die aufeinanderfolgenden Filter nach den erläuterten Prinzipien der Erfindung so bemessen werden können, dass sie nacheinander Bänder höherer Frequenzen reflektieren und aussondern.
Die scharfen Übergangskanten der Flügel 16 bewirken offensichtlich Reflexionen, die bei heiklen An- wendungsfällen der Erfindung stören können. Durch die übliche Technik der Anwendung von Verjüngun- gen oder abgestuften Transformationsabschnitten an den Enden der Flügel können diese Reflexionen nicht ohne störende Beeinflussung der Beziehung zwischen Phasenkonstante und Streckenlänge behoben werden.
Fig. 4 zeigt aber eine verbesserte Ausführungsform für den Kompensationsteil 12, beider die Reflexio- nen auf ein Minimum herabgesetzt sind und die erforderlichen Phasenbeziehungen aufrechterhalten wer- den können.
Gemäss Fig. 4 und der zugehörigen Querschnittsansicht nach Fig. 4A sind je zwei Flügel 41 bzw. 42 in der horizontalen bzw. vertikalen Axialebene des Hohlleiters 40 angeordnet. Alle Flügel beginnen und enden mit gleichen Verjüngungen und erstrecken sich zur Mitte des Hohlleiters 40 gleich weit wie die - Flügel 16 in Fig. 1. Die Gesamtlänge der Flügel 41 ist jedoch um eine Viertelwellenlänge, gemessen bei der Bandmittenfrequenz f1 in einem grossen rechteckigen Hohlleiter mit dem Querschnitt A-A, länger als die Gesamtlänge der Flügel 42.
Die Phase der vertikal polarisierten Komponente wird daher durch den
Längenunterschied der beiden Paare von Flügeln beeinflusst und stimmt mit der durch die Flügel 16 in
Fig. l bedingten Phase überein, weil die Flügel 42 nach Fig. 4 in der horizontal polarisierten Komponen- te eine resultierende Phasenverschiebung bewirken, die genau durch die Phasenverschiebung ausgeglichen wird, welche die vertikal polarisierte Komponente durch die verjüngten Teile der Flügel 41 und jene un- ver jungten Flügelabschnitte erfährt, die gleich gross sind wie die unverjüngten Abschnitte der Flügel 42. Diese letzteren Abschnitte werden nur angewendet, um die Diskontinuitäten am Beginn und am Ende der
Verjüngungen der Flügel 42 voneinander zu trennen ; ihre Länge ist nicht kritisch.
Es ist zu beachten, dass alle im Rahmen der Erfindung angewendeten Teile sowohl zur Kombination als auch zur Trennung von Frequenzbändern dienen können. Insbesondere ist es also möglich, Signalbänder mit stufenweiser abnehmender Frequenz durch Anwendung der erfindungsgemässen Einrichtung mit Signalbändern höherer Frequenz zu kombinieren.
Es ist ferner zu beachten, dass für die offenbarte Hohlleiterverjüngung mit variabler Grenzkennfrequenz die elektrischen Eigenschaften massgeblich sind und dass es daher nicht notwendig ist, dass die Begrenzungswände der Hohlleiter im geometrischen Sinne verjüngt ausgeführt werden. Beispielsweise kann der Hohlleiter gleichmässigen Querschnitt haben und die "elektrische Verjüngung" mit Hilfe von Schrauben erzielt werden, welche die Seitenwandungen durchsetzen und nacheinander weniger in den Hohlleiter eindringen. Ein ähnlicher Effekt kann durch geeignete Anwendung keilförmiger Elemente aus dielektrischem Material oder von sich verjüngenden Flügeln aus leitendem Material in einem Hohlleiterkonstanten Querschnitts erzielt werden.
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