WO2024251924A1 - Verfahren zum betreiben eines gleichspannungswandlers sowie gleichspannungswandler - Google Patents

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switching
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Richard GRASBÖCK
Harald Kreuzer
Andreas Pamer
Jürgen PIRCHENFELLNER
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Fronius International GmbH
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    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators

Definitions

  • the invention relates to a method for operating a DC-DC converter, in particular a boost converter, wherein the DC-DC converter is operated in an intermittent mode and has the following:
  • At least one controllable switch which is switched according to a periodic switching pattern with a period duration such that the input voltage is converted into the output voltage and the output voltage corresponds to an output voltage setpoint
  • At least one electrical variable of the DC-DC converter in particular an electrical voltage drop across the switch and/or a current through the inductance component, at least temporarily exhibits an oscillation which is caused by an excitation of an oscillating circuit formed from the inductance component and a parasitic capacitance.
  • the invention relates to a DC-DC converter, in particular a boost converter, comprising:
  • control and/or regulating device which is designed to operate the DC-DC converter in an intermittent mode and to switch the switch according to a periodic switching pattern with a period duration such that the input voltage is converted into the output voltage and the output voltage corresponds to an output voltage setpoint, wherein at least one electrical variable of the DC-DC converter, in particular an electrical voltage drop across the switch and/or a current through the inductance component, exhibits an oscillation at least temporarily during operation of the DC-DC converter, which oscillation is caused by an excitation of an oscillating circuit formed from the inductance component and a parasitic capacitance.
  • the invention relates to an inverter with a DC-DC converter as described above, in particular a photovoltaic inverter with such a DC-DC converter.
  • DC-DC converters are used to convert an electrical input voltage applied to the input side of the DC-DC converter to a higher or lower level on the output side.
  • electrical storage elements such as inductance components or capacitance components are periodically charged and discharged with electrical energy with the help of electrical switches, thereby achieving a higher or lower voltage level on the output side, depending on the converter topology.
  • DC-DC converters that are based on this functional principle are also referred to as switched DC-DC converters.
  • Switches of switched DC-DC converters are buck converters, boost converters and buck-boost converters.
  • inductance components are used as storage elements in most switched DC-DC converters. Inductance components counteract current changes after switching operations by releasing stored electrical energy. When electrical energy is released, the voltage at the inductance component is changed, which, depending on the converter topology, is used to increase or decrease the output voltage compared to the input voltage.
  • one or more electrical Storage elements mean that a DC-DC converter has an electrical oscillating circuit which is excited by the periodic switching operations of the switch and can therefore influence the electrical variables of the DC-DC converter. This can lead to switching losses or deviations of the output voltage or output current from corresponding target values. Even if only a single storage element is used in a DC-DC converter, an oscillating circuit with parasitic capacitances or parasitic inductance coatings can still be formed which influences the electrical variables of the DC-DC converter. Parasitic capacitances can be formed, for example, by capacitances in the switch, capacitances in windings or in any diode component.
  • the oscillations of an excited oscillating circuit influence the electrical variables of a DC-DC converter to varying degrees depending on the converter topology and operating mode.
  • One example where the oscillations of an oscillating circuit have a particularly strong impact is the discontinuous operation of a boost converter.
  • the electrical current through the inductance component and the electrical voltage drop across the switch begin to oscillate after the switch is opened as soon as the current reaches zero. After the switch is closed, the oscillation of the current stops, but the current through the inductance component then increases to an unknown value due to the previous oscillation and the associated random start value.
  • the oscillation of the electrical voltage drop across the switch leads to increased switching losses.
  • a flyback converter is known from US 2021/0376734 Al in which a minimum of an oscillation is measured using a detection circuit.
  • the switching frequency of the flyback converter is changed and therefore does not remain constant.
  • a DC-DC converter is known in which the switching times of two transistors are synchronized in order to avoid switching losses.
  • a disadvantage of the devices and methods from the state of the art is that additional sensors have to be used at points with which the excited oscillation of an oscillating circuit can be detected.
  • additional sensors are expensive and increase the circuit complexity. The measurement can also only react to current events, which is why the devices and methods known from the state of the art only allow limited regulation or control options.
  • the object of the present invention is to provide a method and a DC-DC converter of the type mentioned at the beginning, in which undesirable oscillations of electrical quantities during switching operations can be taken into account and compensated without direct measurement, for example in order to improve the control of the DC-DC converter and/or to minimize switching losses.
  • This object is achieved by a method for operating a DC-DC converter according to claim 1 and by a DC-DC converter according to claim 13. An inverter with such a DC-DC converter is specified in claim 14.
  • a temporal progression of the oscillation is calculated and the switching pattern is adapted on the basis of the calculated temporal progression of the oscillation, so that at least one switching point in time of the switching pattern coincides with a predetermined phase of the oscillation.
  • the oscillation which can be contained in electrical variables of the DC-DC converter, such as the electrical voltage dropped across the switch and/or the electrical current through the inductance component, can be taken into account in the switching operations of the switch and its negative influence can thereby be compensated for.
  • the predetermined phase can be selected such that an electrical variable affected by the oscillation assumes predetermined values at at least one switching point in time.
  • the switch can be switched when an electrical variable which has the oscillation has a predetermined value.
  • the predetermined phase can be selected so that the electric current through the inductance component or the electric voltage dropping across the switch assumes a predetermined value when the switch is opened and/or closed.
  • the at least one switching point in time coincides with the predetermined phase.
  • the invention can also be described by approximating the at least one switching point in time to the predetermined phase of the invention.
  • the oscillation can be assumed to be approximately sinusoidal.
  • the predetermined phase of the oscillation can be expressed, for example, by a phase angle and/or an amplitude.
  • the phase can be defined, for example, as the argument wt + ⁇ p 0 in the case of a trigonometric function, preferably a cosine or sine function, where w is a frequency, t is a time and ⁇ p 0 is a zero phase angle.
  • the oscillation can have a different phase position, which can be taken into account when determining the temporal course of the oscillation and the predetermined phase of the oscillation.
  • the predetermined phase can be specified by a control and/or regulating device.
  • the at least one switching time of the switching pattern can be adjusted in each period of the switching pattern, i.e. shifted forwards or backwards in time, so that in each period the at least one switching time of the switching pattern coincides with a predetermined phase of the oscillation.
  • the at least one switching time can be a switching time for opening or closing the switch. However, it is preferably provided that the at least one switching time is a switching time for opening the switch. However, it is also possible that the at least one switching time is a switching time for closing the switch.
  • the temporal progression can be an at least partially future temporal progression that has future values of the oscillation that have not yet occurred at the current time but will occur in the current period.
  • the detection of a future temporal progression is not possible with the sensory measurement of an oscillation, as is the case in the prior art.
  • the temporal progression can be determined using a mathematical model of the DC-DC converter.
  • the mathematical model can map the DC-DC converter or parts of it that are relevant for the purposes of oscillation detection using mathematical equations.
  • the mathematical model can in particular contain differential equations and/or solutions for differential equations that describe the energy exchange between the inductance component and the parasitic capacitance.
  • the temporal course of the oscillation is preferably determined as a discrete temporal course, preferably with the aid of the control and/or regulating device.
  • Parameters for the mathematical model in particular resistance, inductance and capacitance parameters, can, for example, have been calculated, measured and/or empirically determined before application of the method according to the invention, if they are not known, and entered into the mathematical model.
  • the temporal course of the oscillation can also contain harmonics.
  • harmonics are preferably neglected when determining the temporal course, so that the oscillation only has a first harmonic oscillation with only a single frequency.
  • Harmonics can, for example, arise from non-linearities, for example from a non-linear inductance component and non-linear parasitic capacitances. By neglecting the non-linearities, the calculation effort for the temporal course of the oscillation is reduced.
  • the oscillation can also only occur temporarily after certain switching operations or events within a period of the switching pattern. Typically, the oscillation occurs at least temporarily in each period of the switching pattern.
  • the temporal course of the oscillation can be determined anew in each period of the switch.
  • the amplitude, frequency and/or the zero phase position of the oscillation can depend, among other things, on the values of the input voltage, the output voltage and a switching action of the switch.
  • the input voltage and/or the output voltage can therefore be measured and taken into account when determining the temporal course, in particular with the aid of the mathematical model, preferably as starting values.
  • the oscillation occurs as a result of excitation by a switching action of the switch.
  • the parasitic capacitance which can be contained, for example, in the switch, a winding and/or any diode component, forms an oscillating circuit with the inductance component, which is excited by certain frequencies or sudden voltage changes triggered by switching actions of the switch.
  • the DC-DC converter according to the invention can, for example, be a step-up converter, a step-down converter or a step-up/step-down converter.
  • a DC-DC converter can be operated in a continuous mode or a discontinuous mode. Discontinuous mode is also called intermittent mode. In In discontinuous or intermittent operation, the inductance component is charged and then essentially completely discharged before a new period of the switching pattern begins. Oscillations occur particularly frequently in intermittent operation of the DC-DC converter.
  • the input side can have one or more contacts for applying the input voltage.
  • the output side can also have one or more contacts for tapping the output voltage.
  • the DC-DC converter can be connected to another electrical device, for example an inverter output stage of an inverter.
  • the switch is preferably a transistor, in particular an IGBT, MOSFET, SiC transistor, GaN transistor, etc.
  • PWM pulse width modulation
  • the switching pattern has at least one switching time for opening and at least one switching time for closing the switch per period. By adjusting the at least one switching time, in particular the switching time for opening the switch, the duty cycle is changed at least in one period.
  • the switch can be controlled by a control and/or regulating device, for example.
  • the inductance component can be a coil or a choke, for example.
  • the at least one switching time of the switching pattern is adjusted while maintaining the period duration of the switching pattern.
  • the frequency of the switching pattern remains essentially constant and is not influenced by the adjustment of the at least one switching time. Only the duty cycle is changed in order to adjust the switching time.
  • the frequency of the switching pattern can be, for example, between 20 kHz and 150 kHz, in particular between 30 kHz and 50 kHz.
  • the at least one switching time can be adjusted in each period of the switching pattern.
  • the DC-DC converter is operated in an intermittent mode.
  • Intermittent mode which is also referred to as discontinuous mode, can be set or selected in particular with small loads on the output side. Intermittent mode can also be selected or set when the power on the input side is low, for example in the morning or evening in a photovoltaic system when there is less sunlight. Intermittent mode can be set in particular with small currents. Intermittent mode is characterized by the fact that the inductance component is charged and then essentially completely discharged before a new period of the switching pattern begins. Oscillations of electrical quantities occur particularly frequently in intermittent mode.
  • the oscillation of the electrical quantity can arise in particular due to the intermittent operation of the DC-DC converter.
  • the oscillation preferably begins with a zero crossing of the current through the inductance component.
  • the oscillation is preferably terminated with the next switching time of the switch, in particular by closing the switch.
  • the switching pattern is adapted by temporally shifting a switching point for opening the switch in such a way that the switch is closed in the predetermined phase of the oscillation.
  • the oscillation is also temporally shifted and can therefore coincide in the predetermined phase with the time for closing the switch.
  • the at least one switching point for closing the switch in the switching pattern remains unchanged in time. The period duration or the frequency of the switching pattern can thus be maintained.
  • the current increase in one embodiment of the invention receives a predetermined starting value for the subsequent Current rise.
  • the electrical voltage drop across the switch at the switching time for closing the switch has a predetermined value, preferably a minimum value, in particular 0 V, so that the electrical switching losses can be kept low.
  • the predetermined phase of the oscillation is essentially identical in every nth period of the switching pattern, where n is a natural number.
  • n can be, for example, 1, 2, 3, 4, 5, 6 or 7.
  • an electrical quantity exhibiting the oscillation such as the current through the inductance component or the electrical voltage dropping across the switch, can have an essentially identical value in every period of the switching pattern at the switching time for opening and/or closing the switch.
  • the periods in between can have other predetermined phases in order to obtain an average value of the electrical quantity exhibiting the oscillation over several periods of the switching pattern.
  • the predetermined phases in the periods in between can also repeat every nth period of the switching pattern.
  • the described embodiment of the invention can be particularly advantageous if the predetermined phase relates to the oscillation of the electrical voltage dropping across the switch. In this case, the phase shift between the oscillation of the electrical voltage dropping across the switch and the current through the inductance component can cause the current through the inductance component to assume an undesirable value. To compensate for this, it can be provided to use different predetermined phases for successive periods so that a desired current through the inductance component can be approximated or achieved on average over time.
  • the specified phases in the periods of the switching pattern can be offset by an integer multiple of the oscillation period in order to further minimize the switching losses.
  • the predetermined phase can be, for example, a zero crossing, a minimum or a maximum of the oscillation.
  • other phases of the oscillation can also be used as a predetermined phase.
  • the phases mentioned represent characteristic phases of the oscillation which are particularly easy to identify. To avoid electrical switching losses, it is particularly advantageous if the oscillation of the voltage drop across the switch is a minimum or a zero crossing of the oscillation. It is preferred if, in the predetermined phase, the amount of the voltage drop across the switch is at a minimum, so that switching losses are avoided.
  • the temporal course of the oscillation is at least a partially future temporal course of the oscillation.
  • the temporal course is a completely future temporal course of the oscillation. Future means that values of the oscillation are determined which are only yet to occur - in particular in the current period.
  • An at least partially future temporal course can also have values of the oscillation which have already passed, i.e. which have already occurred. New future values can also be continuously added to a partially or completely future temporal course.
  • a temporal progression of the oscillation can be determined again in each period of the switching pattern.
  • the current values of the input voltage and/or the output voltage can be used, for example.
  • the duration of the oscillation over time corresponds at least to the period of the switching pattern.
  • a correction value can be determined.
  • the correction value can be used to change the switching pattern, in particular its duty cycle.
  • the correction value can change the switching pattern in at least one period.
  • the correction value can, for example, have the unit seconds and shift the time for opening or closing the switch by the value of the correction value.
  • the temporal progression of the oscillation is determined by calculating a temporal progression of the electrical quantity which comprises the oscillation.
  • the oscillation can be contained in several electrical quantities of the DC-DC converter, in particular in electrical currents and/or in electrical voltages. It should be noted, however, that the amplitude and/or the phase position of the oscillation can be different in different electrical quantities. For example, an oscillation contained in a voltage can be shifted by a phase shift angle from the same oscillation contained in a current and have a different amplitude.
  • the frequency of the oscillation is the same in all electrical quantities.
  • the electrical quantity is a current flowing through the inductance component or an electrical voltage dropping across the switch.
  • a current exhibiting the oscillation in particular a current through the inductance component, and/or a voltage exhibiting the oscillation, in particular an electrical voltage dropping across the switch, has a predetermined target value.
  • the predetermined target value is a minimum value of the voltage, so that any switching losses caused by the switch are kept low.
  • a current in particular a current through the inductance component, has a predetermined setpoint value such that the current at the beginning of a subsequent Current rise with a known gradient at a predetermined time, in particular a switching time for closing the switch, assumes a predetermined value.
  • the gradient of the current rise can be determined using the measured value of the input voltage and one or more parameter values of the DC-DC converter, such as an inductance parameter value and optionally a resistance value.
  • the current through the inductance component and thus also the output current and the output voltage of the DC-DC converter can be specifically adjusted and thus any regulation of the DC-DC converter with regard to the output current can be improved.
  • a DC-DC converter of the type mentioned at the outset in which the control and/or regulating device is designed to calculate a temporal course of the oscillation and to adapt the switching pattern on the basis of the calculated temporal course of the oscillation, so that at least one switching point in time of the switching pattern coincides with a predetermined phase of the oscillation.
  • the DC-DC converter according to the invention can thus be set up to carry out the method described above for operating a DC-DC converter.
  • the features and advantages described above in connection with the method can be transferred to the DC-DC converter according to the invention.
  • the control and/or regulating device can be formed by a microprocessor.
  • a voltage sensor device can be provided for measuring the input and/or output voltage of the DC-DC converter.
  • a current sensor device can be provided for measuring the input and/or output current of the DC-DC converter.
  • the output voltage and/or the output current of the DC-DC converter can be regulated in one embodiment of the invention using the control and/or regulating device.
  • the DC-DC converter according to the invention can be used in an inverter, in particular in a DC-DC converter for a photovoltaic device. It can be provided that the DC-DC converter converts an input voltage to an output voltage, which is then converted into an AC voltage by an inverter output stage of the inverter. The inverter output stage generates an AC voltage with the aid of electronic switches. The output voltage of the DC-DC converter can thus serve as an input voltage for the inverter output stage.
  • Embodiment 1 Method for operating a DC-DC converter, in particular a boost converter, wherein the DC-DC converter has the following:
  • At least one controllable switch which is switched according to a periodic switching pattern with a period duration such that the input voltage is converted into the output voltage and the output voltage corresponds to an output voltage setpoint
  • At least one electrical variable of the DC-DC converter in particular an electrical voltage drop across the switch and/or a current through the inductance component, at least temporarily exhibits an oscillation which is caused by an excitation of an oscillating circuit formed from the inductance component and a parasitic capacitance, wherein a temporal course of the oscillation is determined, in particular calculated, and the switching pattern is adapted on the basis of the determined temporal course of the oscillation, so that at least one switching point of the switching pattern coincides with a predetermined phase of the oscillation.
  • Embodiment 2 Method according to embodiment 1, wherein the at least one switching time of the switching pattern is adapted while maintaining the period duration of the switching pattern.
  • Embodiment 3 Method according to embodiment 1 or 2, wherein the DC-DC converter is operated in an intermittent mode.
  • Embodiment 4 Method according to one of embodiments 1 to 3, wherein the switching pattern is adapted by temporally shifting a switching time for opening the switch such that the switch is closed in the predetermined phase of the oscillation.
  • Embodiment 5 Method according to one of embodiments 1 to 4, wherein the predetermined phase of the oscillation in every n-th period of the switching pattern is substantially identical, where n is a natural number.
  • Embodiment 6 Method according to one of embodiments 1 to 5, wherein the predetermined phase is a zero crossing, a minimum or a maximum of the oscillation.
  • Embodiment 7 Method according to one of embodiments 1 to 6, wherein the temporal course of the oscillation is at least a partially future temporal course of the oscillation.
  • Embodiment 8 Method according to one of the embodiments 1 to 7, wherein in each period of the switching pattern a time course of the oscillation is determined again.
  • Embodiment 9 Method according to embodiment 8, wherein a duration of the temporal course of the oscillation corresponds at least to the period duration of the switching pattern.
  • Embodiment 10 Method according to one of the embodiments 1 to 9, wherein on the basis of the temporal course of the vibration a correction value is determined with which the switching time of the switching pattern is adjusted, in particular shifted in time.
  • Embodiment 11 Method according to one of embodiments 1 to 10, wherein the temporal course of the oscillation is determined by calculating a temporal course of the electrical quantity which has the oscillation, preferably wherein the electrical quantity is a current flowing through the inductance component and/or an electrical voltage drop across the switch.
  • Embodiment 12 Method according to one of embodiments 1 to 11, wherein in the predetermined phase a current exhibiting the oscillation, in particular a current through the inductance component, and/or a voltage exhibiting the oscillation, in particular an electrical voltage dropping across the switch, has a predetermined target value.
  • Embodiment 13 Method according to one of embodiments 1 to 12, wherein in the predetermined phase a current, in particular a current through the inductance component, has a predetermined target value such that the current assumes a predetermined value at the beginning of a subsequent current increase with a known gradient at a predetermined time, in particular a switching time for closing the switch.
  • Embodiment 14 DC-DC converter, in particular a boost converter, comprising:
  • control and/or regulating device which is designed to switch the switch according to a periodic switching pattern with a period duration such that the input voltage is converted into the output voltage and the output voltage corresponds to an output voltage setpoint corresponds to, wherein at least one electrical variable of the DC-DC converter, in particular an electrical voltage drop across the switch and/or a current through the inductance component, at least temporarily exhibits an oscillation during operation of the DC-DC converter, which oscillation is caused by excitation of an oscillating circuit formed from the inductance component and a parasitic capacitance, wherein the control and/or regulating device is designed to determine, in particular to calculate, a temporal course of the oscillation and to adapt the switching pattern on the basis of the determined temporal course of the oscillation, so that at least one switching point in time of the switching pattern coincides with a predetermined phase of the oscillation.
  • Embodiment 15 Inverter, in particular inverter for a photovoltaic system, with a DC-DC converter, wherein the DC-DC converter is designed according to embodiment 14.
  • Fig. 1A a DC-DC converter
  • Fig. 1B shows a switching pattern
  • Fig. 2 shows a switching pattern (part A), an electrical voltage drop across a switch (part B) and a current through an inductance component (part C);
  • Fig. 3 different current increases after closing a switch of the DC-DC converter (part A) and different voltage curves of electrical voltages dropping across the switch of the DC-DC converter (part B);
  • Fig. 4 is an illustration of the shift of a switching time for opening the switch in connection with a current through an inductance component; part A shows a current through the inductance component; Part B shows a switching pattern; Part C shows an adjusted current through the inductance component; Part D shows an adjusted switching pattern
  • Fig. 5 shows a relationship between an output current and a duty cycle
  • Fig. 6 shows a shift of a switching time for opening the switch in connection with an electrical voltage drop across a switch
  • Fig. 7 illustrates an embodiment in which only the number of oscillation periods in every n-th switching period is identical.
  • Fig . 8 an inverter .
  • Fig. 1A shows a DC-DC converter 1 in the form of a boost converter 2 with an input side 3 and an output side 4.
  • the input side 3 has contacts 5 for applying an input voltage U E.
  • the output side 4 has contacts 5 for tapping an output voltage U A.
  • a load (not shown) can be connected to the output side.
  • An input current I E flows into the DC-DC converter 1 at the input side 3.
  • An output current I A flows out of the DC-DC converter 1 at the output side 4.
  • the boost converter 2 is designed to convert the input voltage U E to the output voltage U A which is higher than the input voltage U E.
  • the boost converter 2 has a storage element 6 in the form of an inductance component 7, which is designed as a coil 8.
  • the inductance component 7 is periodically charged and discharged with electromagnetic energy, whereby the voltage U L dropping across the inductance component 7 and the current I L flowing through the inductance component 7 change and thereby the input voltage U E is converted into the higher output voltage U A
  • a current I L through the inductance component 7 corresponds in the simplified case of the equivalent circuit shown in Fig. 1A to the input current I E .
  • a diode component 12 is provided in order to prevent the output current I A from flowing back and to enable the inductance component 7 to be charged by the input voltage U E when the switch 9 is closed. As is generally known, this averages the output current I A of the boost converter.
  • the switching pattern 10 is predetermined by a control and/or regulating device 13 and has switching times 14 for opening and switching times 15 for closing the switch 9 (see Fig. 1B).
  • the switching pattern 10 is a periodic switching pattern 10 with a frequency f between 20 kHz and 150 kHz and a corresponding period length or period T.
  • the switching pattern has a duty cycle D which describes the relationship between a switch switch-on time (time span between the switching times 15 and 14) and the period length T.
  • the switching pattern 10 is shown in Fig. 1B shown in more detail.
  • an oscillating circuit 16 is formed due to parasitic capacitances C P , which can be contained in the switch 9, in a winding and/or the diode component 12, which can be excited by switching operations of the switch 9, as will be shown below.
  • the parasitic capacitances C P are shown schematically as capacitors in Fig. 1A.
  • the DC-DC converter 1 can be operated in a discontinuous or a non-discontinuous mode. In a discontinuous mode, the inductance component 7 is charged and then substantially completely discharged before a new period of the switching pattern 10 begins.
  • the average output voltage U A of a boost converter 2 is as shown in Fig.
  • R is any resistance as a load through the following stage (e.g. DC/AC stage), L is the inductance value of the inductance component 7, D is the duty cycle and T is the period duration.
  • the output current I A is calculated approximately from
  • the ratio of U E /U E is proportional to the ratio I A / I E (in average values over several periods - i.e. in the time range of ms). Assuming that the DC-DC converter 1 has no losses, it is also true that the input power (i.e. I E x U E ) is equal to the output power (I A x U A ).
  • Fig. 2 shows related time courses of electrical quantities of the DC-DC converter in intermittent operation in sub-figures A, B and C.
  • Partial diagram A shows a time curve of a switching pattern 10 for intermittent operation of the DC-DC converter 1 with switching times 14 for opening and switching times 15 for closing the switch 9 .
  • the abscissa describes the time t in ps .
  • the ordinate describes a logical voltage level .
  • Partial diagram C shows a current I L through the inductance component 7 in intermittent operation of the DC-DC converter 1 .
  • the current I L is identical to the input current I E .
  • the abscissa describes the time t in ps .
  • the ordinate describes a current I L in amperes .
  • the current I L through the inductance component 7 decreases essentially linearly and has a zero crossing at t o .
  • the current I L exhibits an oscillation 17 , which only ends when the switch 9 is closed at the switching time 15 .
  • the current I L through the inductance component 7 begins to increase essentially linearly until the switch 9 is opened again.
  • the current I L begins to rise from a different starting value 52 to a different final value 18 at the time of closing the switch 9.
  • Partial diagram B shows an electrical voltage U s falling across the switch 9 during intermittent operation of the DC-DC converter 1 .
  • the abscissa describes the time t in ps .
  • the ordinate describes a voltage U s in volts. It can be seen that the voltage U s jumps to the value of the output voltage U A after the switch 9 is opened (switching time 14 ), remains constant until I L has fallen to zero, and then falls to essentially 0 V.
  • the voltage U s then also exhibits an oscillation 17 .
  • the oscillation 17 in the voltage U s is shifted by a phase angle of 90 ° to the oscillation 17 in the current I L through the inductance component 7.
  • the oscillation 17 ends when the switch 9 is closed. Depending on the phase angle or . Phase cp of the oscillation 17 in the voltage U s, the switch 9 is closed with the voltage U s present at time 15, which causes electrical switching losses.
  • Fig. 2 shows that certain electrical quantities, in particular the current I L through the inductance component 7 and the voltage U s dropping across the switch 9, in the discontinuous operation of the DC-DC converter 1 at least intermittently exhibits an oscillation 17.
  • the oscillation 17 in the voltage U s is offset from the oscillation 17 in the current I L by a phase angle of essentially 90°.
  • the amplitudes of the oscillations 17 are also different.
  • the oscillation 17 has the same frequency in both electrical quantities.
  • Fig. 3 shows in partial image A the effect of different phases cp of the oscillation 17 when the switch 9 is closed.
  • the abscissa describes the time t in s.
  • the ordinate describes a current I L in amperes.
  • Partial image A shows two phase-shifted currents I Li and I L 2 through the inductance component 7, which exhibit an oscillation 17.
  • the oscillation 17 of the currents I L1 , I L2 has different phases cp and thus the currents I L1 , I L2 have different starting values 52, so that the subsequent essentially linear current increases 50 are offset from one another and increase to different end values 18 at the switching time 14 for opening the switch 9.
  • the oscillation 17 thus leads to different final values 18 of the current I L through the inductance component 7 and thus to different output currents I A and a resulting different output power or input power.
  • Part B in Fig. 3 shows the corresponding curves of two electrical voltages U Si , U S 2 falling across the switch 9, analogous to the situation in part A in Fig. 3.
  • the abscissa describes the time t in ps.
  • the ordinate describes a voltage U s in volts. It can be seen that at the switching time 15 for closing the switch 9, different voltages are present depending on the phase cp of the oscillation 17. If the voltage U Si or U S 2 is not equal to 0V or higher, this can lead to higher switching losses. It can be seen that at the switching time 15, U Si has a higher voltage (half the peak value) than U S 2 (essentially zero volts). Due to the higher voltage U Si compared to U S 2 , the starting value 52 and the final value 18 of I L1 are also higher than for I L 2 -
  • the invention provides for determining, in particular calculating, a temporal profile 19 of the oscillation 17 and adapting the switching pattern 10 on the basis of the determined temporal profile 19 of the oscillation 17 by shifting at least one switching point in time 14, 15 of the switching pattern 10.
  • the switching pattern 10 can be adjusted in each period T according to Fig. 4.
  • the individual periods T are provided with an index n.
  • the switching time 14 for opening the switch 9 and/or the switching time 15 for closing the switch 9 can be shifted forwards or backwards in time.
  • the temporal course 19 of the oscillation 17, preferably the oscillation 17 in the voltage U s or in the current I L , can in particular be calculated.
  • a mathematical model of the DC-DC converter 1 can be used.
  • Such a mathematical model can, for example, contain differential equations or solutions for differential equations that describe the oscillating circuit 16.
  • the mathematical model can contain inductance, capacitance and/or resistance parameters of the DC-DC converter 1. The parameters mentioned can, for example, be calculated, estimated or determined empirically if they are not known.
  • 19 the oscillation 17, the input voltage U E , the output voltage U A , the input current I E and/or the output current I A are measured and used.
  • the input voltage U E and the output voltage U A are used for the calculation.
  • the cause of the oscillation 17 is the oscillating circuit 16 consisting of the inductance component 7 and the parasitic capacitance C P .
  • the temporal course 19 of the oscillation 17 accordingly has a frequency f swing , which can be calculated using the equation is calculated, where L is the inductance of the inductance component 7 and C is the capacitance of the parasitic capacitance C P and represent boundary conditions.
  • the oscillation 17 can be approximated using a sinusoidal oscillation which begins after the current I L through the inductance component 7 has a zero crossing.
  • the temporal progression 19 of the oscillation 17 can thus be calculated continuously per period T. This allows the switching pattern 10 to be adapted in the following period T.
  • parameters or boundary conditions as well as starting values (such as the duty cycle D, the input voltage U E , the output voltage U A and/or the current I L through the inductance component 7) can be specified to the mathematical model.
  • the switching time 14 for opening the switch 9 is shifted forwards or backwards in time.
  • the switching time 15 for closing the switch 9 remains unchanged in time. This also allows the frequency f or the period T of the switching pattern 10 to be kept unchanged.
  • the oscillation 17 is also shifted in time accordingly, so that it has a different phase cp, in particular the predetermined phase ⁇ p so ii, at the time 15 for the next closing of the switch 9.
  • the following describes, using an example, how a switching point in time 14 for opening the switch 9 is shifted forwards or backwards in time so that the oscillation 17 has a predetermined phase ⁇ p so ii when the switch is closed and thus the current I L through the inductance component 7 has a predetermined value.
  • the predetermined phase ⁇ p so ii is set in the area after a low point of the oscillation 17.
  • the setting is made, for example, for the purpose of achieving better efficiency (reducing switching losses), improved control or a combination thereof.
  • a first step during a period T n, with the aid of the mathematical model of the DC-DC converter 1, it is determined which phase cp, hereinafter also referred to as ⁇ pi st , the oscillation 17 in the current I L has at the switching time 15 of closing the switch 9 at the end of the period T n .
  • the temporal profile 19 of the oscillation 17 of the current I L is continuously calculated.
  • the oscillation 17 begins after a linear drop and a subsequent zero crossing of the current I L. This is fully shown in the period T n+1 .
  • the calculation can be carried out, for example, as a function of U E , U A , the capacitance C P and the inductance L of the inductance component 7.
  • the switching time 15 for closing the switch 9 at the end and at the beginning of each period T is known and fixed.
  • the period or frequency of an oscillation f swing can be determined from the time course 19 based on the zero crossings and the current direction.
  • the phase cp or ⁇ pi st can be determined at the switching time 15 at the end of the period.
  • phase ⁇ pi st of the oscillation 17 at the switching time 15 at the end of the period for closing the switch 15 deviates from a predetermined phase ⁇ p so ii , this can be corrected in the next period T n+1 .
  • the correction is carried out in such a way that the time 14 for opening the switch 9 is shifted in time with the aid of a correction value K (in Fig. 4 to Fig. 7 (also provided with an index n for the purpose of assignment to the periods T) is adjusted in the period T n+1 , whereby the oscillation 17 also shifts in its phase cp, since the linear drop in the current I L begins sooner or later.
  • the correction value K shifts the switching time 14 for opening the switch 9 to such an extent that at the time 15 at the end of the period T n+1 for closing the switch 9 the oscillation 17 has the specified phase ⁇ p so ii, i.e. the specified phase ⁇ p so ii corresponds to the phase cp.
  • Fig. 4 schematically illustrates the shift in the switching time 14 for opening the switch 9. It can be seen in Fig. 4 in partial image A that at the switching time 15 at the end of the period T n for closing the switch 9, the phase cp does not match or coincide with the predetermined phase ⁇ p so ii, so that the current I L subsequently increases to an undesirable value.
  • the corresponding switching pattern 10 is shown in Fig. 4 in partial image B. This is also the case in the period T n+1 , since no correction is made in partial images A and B of Fig. 4.
  • a correction is now shown in period T n+1 of switching pattern 10 using part C and part D of Fig. 4. Accordingly, switching time 14 of switching pattern 10 for opening switch 9 is shifted forward in time by a correction value K - specifically here the correction value K n (obtained from period T n ) - so that oscillation 17 is shifted such that at switching time 15 at the end of period T n+1 for closing switch 9, oscillation 17 has the specified phase cpsoii.
  • the shift essentially corresponds to the difference between phase ⁇ p so ii and phase ⁇ pi st in period T n , with correction value K being smaller (for example half as large) than the difference. This is because the slopes of I L are dependent on the voltage. Therefore, one can also speak of a difference weighted by the voltage ratios.
  • the correction value K is calculated periodically (preferably every period T ), the correction value K n+1 is calculated accordingly during the period T n+1 for the following period T n+2 . How As can be seen and described, in the period T n+1 the switching time 15 is at the given phase ⁇ p so ii , so that no correction value K n+1 is required for the period T n+2 or is zero.
  • the switching pattern 10 is adjusted with a correction value K in such a way that in the next period T of the switching pattern 10 the switching time 15 for closing the switch 9 coincides as closely as possible with the predetermined phase ⁇ p so ii of the oscillation 17.
  • This process can preferably be repeated in each period T of the switching pattern 10. This ensures that the oscillation 17 at the switching time 15 at the end of each period T has as close as possible the correct phase, the predetermined phase ⁇ p so ii.
  • the fact that the closing of the switch 9 coincides exactly with the predetermined phase ⁇ p so ii is not always guaranteed in practice due to tolerances in relation to components and deviations from the calculation, but is an aim of the invention.
  • the definition of “coincides” in this context is therefore to be understood in such a way that this applies as a control specification.
  • the switching instant 15 coincides with the predetermined phase ⁇ p so ii of the oscillation 17 (or in other words that the switch 9 is closed in the predetermined phase ⁇ p so ii of the oscillation 17), but this definitely does not have to be the case in every period T.
  • the correction value K also causes the duty cycle D of the period T to be changed. Accordingly, the duty cycle D defines the duration for which the switch 9 is closed. The duration of the period T as a whole is of course not changed by this.
  • Fig. 5 shows a comparison of control curves of the control device 13 as a function of the average output currents I A (averaged over several periods) and the duty cycle D.
  • the output currents I A are assigned to the ordinate.
  • the duty cycle D is shown on the abscissa. In this specific case, for a step-up ratio of 1:2, a duty cycle D of a maximum of 50% is possible.
  • the method according to the invention can reduce the flat spots 20a or steep spots 20b in the control curve (current curve 22) and thus significantly reduce reactions to non-linear changes. Or to put it another way, the transfer function has fewer non-linearities. This improves control of the DC-DC converter 1 and results in faster control behavior for the required output current IA.
  • a switching time 14 for opening the switch 9 is shifted forwards or backwards in time, so that the oscillation 17 has a predetermined phase when the switch 9 is closed and thus the electrical voltage U s dropping across the switch 9 has a predetermined value, preferably a minimum value, in particular a value of 0 V.
  • a predetermined value preferably a minimum value, in particular a value of 0 V.
  • the time 14 for opening the switch 9 can be adjusted by shifting it in time using a correction value K, whereby the oscillation 17 also shifts in its phase cp, so that when the switch 9 is closed there is a minimum magnitude of the voltage U s .
  • the current I L which is associated with an oscillation 17 that is out of phase with the voltage U s , can assume values that are too high or too low.
  • the predetermined phase cpsoii of the oscillation 17 in the voltage U s is only identical in every nth period of the switching pattern 10, where n is a natural number.
  • every third period is different. This can also be referred to as skipping.
  • the predetermined phases ⁇ p so ii in successive periods T of the switching pattern 10 can be offset by an integer multiple of the oscillation period in order to further minimize the switching losses.
  • the predetermined phase ⁇ p so ii in each period is in the area of the voltage minimum of U s and at the same time, due to the different decay time of the current I L, the average current is regulated to the required value. This allows, for example, a combination of improving the efficiency and a Reduction of switching losses achieved or lower error of the desired average output current achieved.
  • Fig. 8 shows an inverter 23 with a DC-DC converter 1 according to the invention, which feeds an intermediate circuit capacitor 24 of the inverter 23.
  • An inverter output stage 25 with several electrical inverter switches (not shown) converts the DC voltage of the intermediate circuit capacitor 24 into an AC voltage.
  • Such an inverter 23 can, for example, be connected to a photovoltaic system 26 and feed the electrical energy generated by the photovoltaic system 26 into a power supply network (not shown).
  • the control device 13 can, with the aid of a correction value calculation unit 27, as described above, determine a correction value K which adapts the switching pattern 10 of a switching pattern generation unit 28. The adapted switching pattern 10 is then applied to the switch 9.
  • the control device 13 can use the input current I E , the input voltage U E , the output current I A and/or the output voltage U A of the DC-DC converter 1 as input variables.
  • the input voltage U E and the output voltage U A are preferably used.
  • the current I L serves, as described, as the basis for calculating the correction value K according to the invention.

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Abstract

: Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers (1) mit: - einer Eingangsseite (3), an der eine Eingangsspannung (UE) anliegt und ein Eingangsstrom (IE) fließt, - einer Ausgangsseite (4), an der eine Ausgangsspannung (UA) anliegt und ein Ausgangsstrom (IA) fließt, - einem Schalter (9), der gemäß einem periodischen Schaltmuster (10) geschaltet wird, sodass die Eingangsspannung (UE) in die Ausgangsspannung (UA) gewandelt wird, und - einem Induktivitätsbauelement (7), wobei eine elektrische Größe des Gleichspannungswandlers zumindest zeitweise eine Schwingung (17) aufweist, die durch eine Anregung eines aus dem Induktivitätsbauelement (7) und einer parasitären Kapazität (Cp) gebildeten Schwingkreises (16) entsteht, wobei ein zeitlicher Verlauf (19) der Schwingung (17) berechnet wird und das Schaltmusters (10) auf Basis des berechneten zeitlichen Verlaufs (19) der Schwingung (17) angepasst wird, sodass zumindest ein Schaltzeitpunkt (14, 15) des Schaltmusters (10) mit einer vorgegebenen Phase (φsoll) der Schwingung (18) zusammenfällt. Des Weiteren betrifft die Erfindung einen Gleichspannungswandler (1).

Description

Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers sowie Gl eichspannungs wandler
Die Erfindung betri f ft ein Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers , insbesondere eines Hochset zstellers , wobei der Gleichspannungswandler in einem lückenden Betrieb betrieben wird und folgendes aufweist :
- eine Eingangsseite , an der eine Eingangsspannung anliegt und ein Eingangsstrom fließt ,
- eine Ausgangsseite , an der eine Ausgangsspannung anliegt und ein Ausgangsstrom fließt ,
- zumindest einen ansteuerbaren Schalter, der gemäß einem periodischen Schaltmuster mit einer Periodendauer derart geschaltet wird, dass die Eingangsspannung in die Ausgangsspannung gewandelt wird und die Ausgangsspannung einem Ausgangsspannungssollwert entspricht , und
- zumindest ein Induktivitätsbauelement , wobei zumindest eine elektrische Größe des Gleichspannungswandlers , insbesondere eine an dem Schalter abfallende elektrische Spannung und/oder ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , zumindest zeitweise eine Schwingung aufweist , die durch eine Anregung eines aus dem Induktivitätsbauelement und einer parasitären Kapazität gebildeten Schwingkreises entsteht .
Des Weiteren betri f ft die Erfindung einen Gleichspannungswandler, insbesondere einen Hochset zsteller, aufweisend :
- eine Eingangsseite für eine Eingangsspannung und einen Eingangs ström,
- eine Ausgangsseite für eine Ausgangsspannung und einen
Aus gangs ström,
- zumindest einen ansteuerbaren Schalter,
- zumindest ein Induktivitätsbauelement , und
- eine Steuer- und/oder Regelungseinrichtung, die dazu eingerichtet ist , den Gleichspannungswandler in einem lückenden Betrieb zu betreiben und den Schalter gemäß einem periodischen Schaltmuster mit einer Periodendauer derart zu schalten, dass die Eingangsspannung in die Ausgangsspannung gewandelt wird und die Ausgangsspannung einem Ausgangsspannungssollwert entspricht , wobei zumindest eine elektrische Größe des Gleichspannungswandlers , insbesondere eine an den Schalter abfallende elektrische Spannung und/oder ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , im Betrieb des Gleichspannungswandlers zumindest zeitweise eine Schwingung aufweist , die durch eine Anregung eines aus dem In- duktivitätsbauelement und einer parasitären Kapazität gebildeten Schwingkreises entsteht .
Daneben betri f ft die Erfindung einen Wechselrichter mit einem oben beschriebenen Gleichspannungswandler, insbesondere einen Photovoltaik-Wechselrichter mit einem solchen Gleichspannungswandler .
Gleichspannungswandler ( engl . DC-DC Converter ) werden dazu verwendet , eine an der Eingangsseite des Gleichspannungswandlers anliegende elektrische Eingangsspannung auf ein höheres oder niedrigeres Niveau an der Ausgangsseite zu wandeln . Um die Eingangsspannung zu wandeln, werden typischerweise elektrische Speicherelemente wie Induktivitätsbauelemente oder Kapazitätsbauelemente mit Hil fe von elektrischen Schaltern periodisch mit elektrischer Energie beladen und entladen und dadurch, j e nach Wandlertopologie , ein höheres oder niedrigeres Spannungsniveau an der Ausgangsseite erzielt . Gleichspannungswandler, die auf diesem Funktionsprinzip basieren, werden auch als geschaltete Gleichspannungswandler bezeichnet . Bekannte Topologien von geschalteten Gleichspannungswandlern sind Tief set zsteller ( engl . Buck Converter ) , Hochset zsteller ( engl . Boost Converter ) und Auf-/Abwärtswandler ( engl . Buck-Boost Converter ) .
Um höhere elektrische Leistungen umsetzen zu können, werden bei den meisten geschalteten Gleichspannungswandlern Induktivitätsbauelemente als Speicherelemente eingesetzt . Induktivitätsbauelemente wirken Stromänderungen nach Schaltvorgängen durch die Abgabe gespeicherter elektrischer Energie entgegen . Bei der Abgabe elektrischer Energie wird die Spannung am Induktivitätsbauelement verändert , was , j e nach Wandlertopologie , zur Herauf- o- der Herabsetzung der Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung genutzt wird .
Durch den Einsatz eines oder mehrerer elektrischer Speicherelemente liegt in einem Gleichspannungswandler ein elektrischer Schwingkreis vor, der durch die periodischen Schaltvorgänge des Schalters angeregt wird und dadurch die elektrischen Größen des Gleichspannungswandlers beeinflussen kann . Dies kann zu Schaltverlusten oder Abweichungen der Ausgangsspannung bzw . des Ausgangsstromes von entsprechenden Sollwerten führen . Auch wenn bei einem Gleichspannungswandler nur ein einziges Speicherelement eingesetzt wird, kann dennoch ein Schwingkreis mit parasitären Kapazitäten oder parasitären Induk- tivitätsbelägen gebildet werden, der die elektrischen Größen des Gleichspannungswandlers beeinflusst . Parasitäre Kapazitäten können beispielsweise durch Kapazitäten in dem Schalter, Kapazitäten in Wicklungen oder in einem all fälligen Diodenbauelement gebildet werden .
Die Schwingungen eines angeregten Schwingkreises beeinflussen die elektrischen Größen eines Gleichspannungswandlers j e nach Wandlertopologie und Betriebsmodus unterschiedlich stark . Ein Beispiel , bei dem die Schwingungen eines Schwingkreises besonders starke Auswirkungen haben, ist der lückende bzw . diskontinuierliche Betrieb ( engl . Discontinuous Mode ) eines Aufwärtswandlers . Hierbei beginnen der elektrische Strom durch das In- duktivitätsbauelement und die an dem Schalter abfallende elektrische Spannung nach dem Öf fnen des Schalters zu schwingen, sobald der Strom seinen Nulldurchgang erreicht . Nach dem Schließen des Schalters wird die Schwingung des Stromes zwar beendet , allerdings steigt der Strom durch das Induktivitätsbauelement aufgrund der vorherigen Schwingung und des damit verbundenen zufälligen Startwertes anschließend auf einen unbekannten Wert . Darüber hinaus führt die Schwingung der an dem Schalter abfallenden elektrischen Spannung zu erhöhten Schaltverlusten .
Aus dem Stand der Technik ist bekannt , eine zusätzliche Sensorik einzusetzen, um unerwünschte Schwingungen detektieren zu können . Aus US 2021 / 0376734 Al ist beispielsweise ein Sperrwandler bekannt , bei dem mithil fe einer Detektionsschaltung ein Minimum einer Schwingung gemessen wird . Bei dem Sperrwandler der US 2021 / 0376734 Al und dem zugehörigen Verfahren wird die Schalt frequenz des Sperrwandlers verändert und bleibt daher nicht konstant . Aus der WO 2009/040691 Al ist ein Gleichspannungswandler bekannt, bei dem Schaltzeiten zweier Transistoren synchronisiert werden, um Schaltverluste zu vermeiden.
Weitere Gleichspannungswandler, bei denen Schaltzeiten angepasst werden, sind aus den Veröffentlichungen
- FU-ZEN CHEN ET AL: "Digital Control for Improved Efficiency and Reduced Harmonie Distortion Over Wide Load Range in Boost PFC Rectifiers", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, USA, Bd. 25, Nr. 10, 1. Oktober 2010 (2010-10-01) , Seiten 2683-2692, sowie
- ZHANG JIANTAO ET AL: "Model-Based Control for Grid-Tied Inverters Operated in Discontinuous Current Mode With Low Harmonie Current Distortion", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, USA, Bd. 35, Nr. 10, 6. März 2020 (2020-03-06) , Seiten 11167-11180 bekannt .
Ein Nachteil bei den Vorrichtungen und Verfahren aus dem Stand der Technik ist, dass zusätzliche Sensoren an Stellen eingesetzt werden müssen, mit denen die angeregte Schwingung eines Schwingkreises erfassbar ist. Zusätzliche Sensoren sind jedoch teuer und erhöhen den Schaltungsaufwand. Durch die Messung kann zudem nur auf aktuelle Ereignisse reagiert werden, weshalb die aus dem Stand der Technik bekannten Vorrichtungen und Verfahren nur eingeschränkte Regelungs- bzw. Steuerungsmöglichkeiten erlauben.
Im Lichte dieser Ausführungen ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Nachteile des Standes der Technik zumindest teilweise oder vollständig zu lindern. Vorzugsweise ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und einen Gleichspannungswandler der eingangs erwähnten Art zur Verfügung zu stellen, bei denen unerwünschte Schwingungen von elektrischen Größen bei Schaltvorgängen ohne direkte Messung berücksichtigt und kompensiert werden können, um beispielsweise die Regelung des Gleichspannungswandlers zu verbessern und/oder Schaltverluste zu minimieren . Gelöst wird diese Aufgabe durch ein Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers nach Anspruch 1 und durch einen Gleichspannungswandler nach Anspruch 13 . Ein Wechselrichter mit einem solchen Gleichspannungswandler ist in Anspruch 14 angegeben .
Erfindungsgemäß ist bei einem Verfahren der eingangs erwähnten Art vorgesehen, dass ein zeitlicher Verlauf der Schwingung berechnet wird und das Schaltmusters auf Basis des berechneten zeitlichen Verlaufs der Schwingung angepasst wird, sodass zumindest ein Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters mit einer vorgegeben Phase der Schwingung zusammenfällt . Vorteilhafterweise kann die Schwingung, die in elektrischen Größen des Gleichspannungswandlers , wie beispielsweise der an den Schalter abfallenden elektrischen Spannung und/oder dem elektrischen Strom durch das Induktivitätsbauelement , enthalten sein kann, bei den Schaltvorgängen des Schalters berücksichtigt und dadurch ihr negativer Einfluss kompensiert werden . Die vorgegebene Phase kann dabei so gewählt werden, dass eine von der Schwingung betrof fene elektrischen Größe zu dem zumindest einen Schalt Zeitpunkt vorgegebene Werte annimmt . Mit anderen Worten kann der Schalter geschaltet werden, wenn eine elektrische Größe , die die Schwingung aufweist , einen vorgegebenen Wert aufweist . Zum Beispiel kann die vorgegebene Phase so gewählt werden, dass der elektrische Strom durch das Induktivitätsbauelement oder die an dem Schalter abfallende elektrische Spannung beim Öf fnen und/oder Schließen des Schalters einen vorgegebenen Wert annimmt . Bei der Erfindung wird insbesondere durch eine Steuerung und/oder Regelung erreicht , dass der zumindest eine Schalt Zeitpunkt mit der vorgegebenen Phase zusammenfällt . In der Praxis kann es j edoch, wie dies im Allgemeinen bei Steuerungen und Regelungen der Fall ist , aufgrund von einwirkenden Störgrößen, Mess fehlern und Toleranzen zu Abweichungen zwischen dem zumindest einen Schalt Zeitpunkt und der vorgegebenen Phase kommen . Insofern kann die Erfindung auch dadurch beschrieben werden, dass der zumindest eine Schaltzeitpunkt der vorgegebenen Phase der Erfindung angenähert wird . Die Schwingung kann näherungsweise als sinus förmig angenommen werden . Die vorgegebene Phase der Schwingung kann beispielsweise durch einen Phasenwinkel und/oder eine Amplitude ausgedrückt werden . Als Phase kann beispielsweise bei einer trigonometrischen Funktion, vorzugsweise einer Cosinus- oder Sinus funktion, das Argument wt + <p0 bezeichnet werden, wobei w eine Frequenz , t eine Zeit und <p0 einen Nullphasenwinkel bezeichnet . Je nachdem, ob die Schwingung in einem Strom oder einer Spannung enthalten ist , kann die Schwingung eine unterschiedliche Phasenlage aufweisen, was bei der Ermittlung des zeitlichen Verlaufs der Schwingung und der vorgegebenen Phase der Schwingung berücksichtigt werden kann . Die vorgegebene Phase kann von einer Steuer- und/oder Regelungseinrichtung vorgegeben werden . Der zumindest eine Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters kann in j eder Periode des Schaltmusters angepasst , d . h . zeitlich nach vorne oder nach hinten verschoben, werden, sodass in j eder Periode der zumindest eine Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters mit einer vorgegeben Phase der Schwingung zusammenfällt . Bei dem zumindest einen Schalt Zeitpunkt kann es sich um einen Schalt Zeitpunkt zum Öf fnen oder Schließen des Schalters handeln . Bevorzugt ist j edoch vorgesehen, dass der zumindest eine Schalt Zeitpunkt ein Schaltzeit- unkt zum Öf fnen des Schalters ist . Es ist aber auch möglich, dass der zumindest eine Schalt Zeitpunkt ein Schalt Zeitpunkt zum Schließen des Schalters ist . Der zeitliche Verlauf kann ein zumindest teilweise zukünftiger zeitlicher Verlauf sein, der zeitlich zukünftige Werte der Schwingung, die zum momentanen Zeitpunkt noch nicht eingetreten sind - aber in der aktuellen Periode eintreten werden, aufweist . Die Erfassung eines zukünftigen zeitlichen Verlaufs ist bei der sensorischen Messung einer Schwingung, wie es im Stand der Technik der Fall ist , nicht möglich . Der zeitliche Verlauf kann mithil fe eines mathematischen Modells des Gleichspannungswandlers ermittelt werden . Das mathematische Modell kann den Gleichspannungswandler bzw . für die Zwecke der Schwingungserfassung relevante Teile davon mithil fe von mathematischen Gleichungen abbilden . Das mathematische Modell kann insbesondere Di f ferentialgleichungen und/oder Lösungen für Di f ferentialgleichungen enthalten, die den Energieaustausch zwischen dem Induktivitätsbauelement und der parasitären Kapazität beschreiben . Es ist aber auch möglich, dass das mathematische Modell numerisch gelöst wird, um den zeitlichen Verlauf der Schwingung zu ermitteln . Der zeitliche Verlauf der Schwingung wird vorzugsweise als diskreter zeitlicher Verlauf , vorzugsweise mithil fe der Steuer- und/oder Regelungseinrichtung, bestimmt . Parameter für das mathematische Modell , insbesondere Widerstands- , Induktivitäts- und Kapazitätsparameter, können vor Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens beispielsweise berechnet , gemessen und/oder empirisch bestimmt worden sein, soweit sie nicht bekannt sind, und in das mathematische Modell eingegeben worden sein . Der zeitliche Verlauf der Schwingung kann auch Oberschwingungen enthalten . Vorzugsweise werden Oberschwingungen bei der Ermittlung des zeitlichen Verlaufs j edoch vernachlässigt , sodass die Schwingung nur eine erste harmonische Schwingung mit nur einer einzigen Frequenz aufweist . Oberschwingungen können beispielsweise durch Nichtlinearitäten entstehen, beispielsweise durch ein nichtlineares Induktivitätsbauelement und nichtlineare parasitäre Kapazitäten . Durch die Vernachlässigung der Nichtlinearitäten wird der Berechnungsaufwand für den zeitlichen Verlauf der Schwingung reduziert . Die Schwingung kann auch nur zeitweise nach bestimmten Schalthandlungen oder Ereignissen innerhalb einer Periode des Schaltmusters auftreten . Typischerweise tritt die Schwingung in j eder Periode des Schaltmusters zumindest zeitweise auf . Der zeitliche Verlauf der Schwingung kann in j eder Periode des Schalters neu bestimmt werden . Die Amplitude , Frequenz und/oder die Nullphasenlage der Schwingung kann unter anderem von den Werten der Eingangsspannung, der Ausgangsspannung und einer Schalthandlung des Schalters abhängen . Die Eingangsspannung und/oder die Ausgangsspannung können daher gemessen und bei der Ermittlung des zeitlichen Verlaufs , insbesondere mithil fe des mathematischen Modells , vorzugsweise als Startwerte , berücksichtigt werden . Wie eingangs bereits erwähnt , tritt die Schwingung in Folge einer Anregung durch einen Schaltvorgang des Schalters auf . Dabei bilden die parasitäre Kapazität , welche beispielsweise in dem Schalter, einer Wicklung und/oder einem all fälligen Diodenbauelement enthalten sein kann, einen Schwingkreis mit dem Induktivitätsbauelement , der durch bestimmte Frequenzen oder sprunghafte Spannungsänderungen, ausgelöst durch Schalthandlungen des Schalters , angeregt wird . Der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler kann beispielsweise ein Hochset zsteller, ein Tief set zsteller oder ein Auf-/Abwärtswandler sein . Ein Gleichspannungswandler kann beispielsweise in einem kontinuierlichen Betrieb oder einem diskontinuierlichen Betrieb betrieben werden . Der diskontinuierliche Betrieb wird auch als lückender Betrieb bezeichnet . Im diskontinuierlichen bzw . lückenden Betrieb wird das Induktivi- tätsbauelement geladen und anschließend im Wesentlichen vollständig entladen, bevor eine neue Periode des Schaltmusters beginnt . Besonders häufig treten Schwingungen im lückenden Betrieb des Gleichspannungswandlers auf . Die Eingangsseite kann einen o- der mehrere Kontakte zum Anlegen der Eingangsspannung aufweisen . Die Ausgangsseite kann ebenfalls einen oder mehrere Kontakte aufweisen, um die Ausgangsspannung abzugrei fen . An der Ausgangsseite kann der Gleichspannungswandler mit einer weiteren elektrischen Einrichtung, beispielsweise einer Wechselrichterausgangsstufe eines Wechselrichters , verbunden sein . Bei dem Schalter handelt es sich vorzugsweise um einen Transistor, insbesondere um einen IGBT , MOSFET , SiC-Transistor, GaN-Transistor , usw . Das Schaltmuster kann beispielsweise ein PWM-Schaltmuster ( PWM = Pulsweitenmodulation) mit einem vorzugsweise vorgegebenen Tastgrad ( Duty Cycle ) sein . Das Schaltmuster weist zumindest einen Schalt Zeitpunkt zum Öf fnen und zumindest einen Schaltzeitpunkt zum Schließen des Schalters j e Periode auf . Durch Anpassen des zumindest einen Schalt Zeitpunktes , insbesondere des Schaltzeitpunktes zum Öf fnen des Schalters , wird der Tastgrad zumindest in einer Periode verändert . Der Schalter kann beispielsweise von einer Steuer- und/oder Regelungseinrichtung angesteuert werden . Das Induktivitätsbauelement kann beispielsweise eine Spule oder eine Drossel sein .
Bei einer Aus führungs form der Erfindung ist vorgesehen, dass der zumindest eine Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters unter Beibehaltung der Periodendauer des Schaltmusters angepasst wird . Mit anderen Worten bleibt die Frequenz des Schaltmusters im Wesentlichen konstant und wird nicht durch die Anpassung des zumindest einen Schalt Zeitpunktes beeinflusst . Es wird lediglich der Tastgrad verändert , um den Schalt Zeitpunkt anzupassen . Die Frequenz des Schaltmusters kann beispielsweise zwischen 20 kHz und 150 kHz , insbesondere zwischen 30 kHz und 50 kHz , betragen . Um die Periodendauer bzw . Frequenz gleich zu halten, kann vorgesehen sein, dass ausschließlich einen Schalt Zeitpunkt zum Öf fnen des Schalters oder ausschließlich einen Schalt Zeitpunkt zum Schließen des Schalters des Schaltmusters angepasst wird . Der zumindest eine Schalt Zeitpunkt kann in j eder Periode des Schaltmusters angepasst werden . Bei einer Aus führungs form der Erfindung ist vorgesehen, dass der Gleichspannungswandler in einem lückenden Betrieb betrieben wird . Der lückende Betrieb, der auch als diskontinuierlicher Betrieb bezeichnet wird, kann sich insbesondere bei kleinen Lasten an der Ausgangsseite einstellen oder gewählt werden . Der lückende Betrieb kann auch bei geringer Leistung auf der Eingangsseite gewählt werden oder sich einstellen, beispielsweise am Morgen oder am Abend bei einer Photovoltaikanlage bei geringerer Sonneneinstrahlung . Der lückende Betrieb kann sich insbesondere bei kleinen Strömen einstellen . Der lückende Betrieb zeichnet sich dadurch aus , dass das Induktivitätsbauelement geladen und anschließend im Wesentlichen vollständig entladen wird, bevor eine neue Periode des Schaltmusters beginnt . Schwingungen von elektrischen Größen treten besonders häufig im lückenden Betrieb auf . Die Schwingung der elektrischen Größe kann insbesondere aufgrund des lückenden Betriebs des Gleichspannungswandlers entstehen . Die Schwingung beginnt vorzugsweise mit einem Nulldurchgang des Stromes durch das Induktivitätsbauelement . Die Schwingung wird vorzugsweise mit dem nächsten Schalt Zeitpunkt des Schalters , insbesondere durch Schließen des Schalters , beendet .
Insbesondere wenn der Gleichspannungswandler ein Hochset zsteller ist , ist es vorteilhaft , wenn das Schaltmusters durch zeitliches Verschieben eines Schalt Zeitpunktes zum Öf fnen des Schalters derart angepasst wird, dass der Schalter in der vorgegebenen Phase der Schwingung geschlossen wird . Durch das zeitliche Verschieben des Schalt Zeitpunktes zum Öf fnen des Schalters wird auch die Schwingung zeitlich verschoben und kann dadurch in der vorgegebenen Phase mit dem Zeitpunkt zum Schließen des Schalters zusammenfallen . Bevorzugt ist dabei vorgesehen, dass der zumindest eine Schalt Zeitpunkt zum Schließen des Schalters im Schaltmuster zeitlich unverändert bleibt . Somit kann die Periodendauer bzw . die Frequenz des Schaltmusters erhalten bleiben . Wenn der Schalter geschlossen wird, folgt bei einem Hochset zsteller ein Anstieg des Stromes durch das Induktivitätsbauelement . Durch das Schließen des Schalters in der vorgegeben Phase der Schwingung, insbesondere der Schwingung des Stromes durch das Induktivitätsbauelement , erhält der Stromanstieg bei einer Aus führungs form der Erfindung einen vorgegebenen Startwert für den nachfolgenden Stromanstieg . Bei einer anderen Aus führungs form weist die an dem Schalter abfallende elektrische Spannung zum Schalt Zeitpunkt für das Schließen des Schalters einen vorgegebenen Wert , vorzugsweise einen minimalen Wert , insbesondere 0 V, auf , sodass die elektrischen Schaltverluste gering gehalten werden können .
Bei einer Aus führungs form der Erfindung ist vorgesehen, dass die vorgegebene Phase der Schwingung in j eder n-ten Periode des Schaltmusters im Wesentlichen ident ist , wobei n eine natürliche Zahl ist . Dabei kann n beispielsweise 1 , 2 , 3 , 4 , 5 , 6 oder 7 sein . Wenn beispielsweise n=l ist , kann eine die Schwingung aufweisende elektrische Größe , wie beispielsweise der Strom durch das Induktivitätsbauelement oder die an dem Schalter abfallende elektrische Spannung, in j eder Periode des Schaltmusters einen im Wesentlichen gleichen Wert zum Schalt Zeitpunkt zum Öf fnen und/oder Schließen des Schalters aufweisen . Es kann aber auch zum Beispiel vorgesehen sein, dass die vorgegebene Phase nur in j eder zweiten (n=2 ) oder j eder dritten (n=3 ) - allgemein in j eder n-ten - Periode des Schaltmusters ident ist . Die dazwischenliegenden Perioden können andere vorgegebene Phasen aufweisen, um im Mittel über mehrere Perioden des Schaltmusters gesehen einen Mittelwert der die Schwingung aufweisende elektrischen Größe zu erhalten . Auch die vorgegebenen Phasen in den dazwischenliegenden Perioden können sich j ede n-te Periode des Schaltmusters wiederholen . Die beschrieben Aus führungs form der Erfindung kann insbesondere vorteilhaft sein, wenn die vorgegebene Phase die Schwingung der an dem Schalter abfallenden elektrischen Spannung betri f ft . In diesem Fall kann durch die Phasenverschiebung zwischen der Schwingung der an dem Schalter abfallenden elektrischen Spannung und dem Strom durch das Induktivitätsbauelement der Strom durch das Induktivitätsbauelement einen unerwünschten Wert annehmen . Um dies aus zugleichen, kann vorgesehen sein, für aufeinanderfolgende Perioden unterschiedliche vorgegebene Phasen zu verwenden, sodass im zeitlichen Mittel ein gewünschter Strom durch das Induktivitätsbauelement angenähert oder erzielt werden kann . Dabei können die vorgegebenen Phasen in den Perioden des Schaltmusters um ein ganz zahliges Viel faches der Schwingungsperiode versetzt sein, um die Schaltverluste weiterhin zu minimieren . Bei einer Aus führungs form der Erfindung kann die vorgegebene Phase beispielsweise ein Nulldurchgang, ein Minimum oder ein Maximum der Schwingung sein . Selbstverständlich können auch andere Phasen der Schwingung als vorgegebene Phase herangezogen werden . Die genannten Phasen stellen j edoch charakteristische Phasen der Schwingung dar, die besonders leicht identi fi zierbar sind . Zur Vermeidung von elektrischen Schaltverlusten ist es besonders vorteilhaft , wenn die Schwingung der an dem Schalter abfallenden Spannung ein Minimum oder ein Nulldurchgang der Schwingung ist . Bevorzugt ist , wenn in der vorgegebenen Phase der Betrag der an dem Schalter abfallenden Spannung ein Minimum aufweist , sodass Schaltverluste vermieden werden .
Um all fällige Reaktions zeiten von Schaltern zu kompensieren, ist es vorteilhaft , wenn der zeitliche Verlauf der Schwingung ein zumindest teilweise zukünftiger zeitlicher Verlauf der Schwingung ist . Bei einer Aus führungs form der Erfindung ist der zeitliche Verlauf ein vollständig zukünftiger zeitlicher Verlauf der Schwingung . Zukünftig bedeutet , dass Werte der Schwingung ermittelt werden, die erst eintreten werden - insbesondere in der aktuellen Periode . Ein zumindest teilweise zukünftiger zeitlicher Verlauf kann auch bereits vergangene , d . h . eingetretene Werte der Schwingung, aufweisen . Zu einem teilweise oder vollständig zukünftigen zeitlichen Verlauf können auch laufend neue zukünftige Werte hinzugefügt werden .
Bei einer Aus führungs form der Erfindung kann in j eder Periode des Schaltmusters erneut ein zeitlicher Verlauf der Schwingung ermittelt werden . Um den zeitlichen Verlauf der Schwingung in j eder Periode von Neuem ermitteln zu können, können beispielsweise die aktuellen Werte der Eingangsspannung und/oder der Ausgangsspannung herangezogen werden .
Günstig ist , wenn eine Dauer des zeitlichen Verlaufs der Schwingung zumindest der Periodendauer des Schaltmusters entspricht .
Um den zumindest einen Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters anzupassen, insbesondere zeitlich zu verschieben, kann bei einer Aus führungs form der Erfindung auf Basis des zeitlichen Verlaufs ein Korrekturwert ermittelt werden . Mit dem Korrekturwert kann das Schaltmuster, insbesondere dessen Tastgrad, verändert werden . Der Korrekturwert kann das Schaltmuster in zumindest einer Periode verändern . Der Korrekturwert kann beispielsweise die Einheit Sekunden besitzen und den Zeitpunkt zum Öf fnen oder Schließen des Schalters zeitlich um den Wert des Korrekturwerts verschieben .
Bei einer Aus führungs form der Erfindung wird der zeitliche Verlauf der Schwingung ermittelt , indem ein zeitlicher Verlauf der elektrischen Größe berechnet wird, der die Schwingung aufweist . Die Schwingung kann in mehreren elektrischen Größen des Gleichspannungswandlers , insbesondere in elektrischen Strömen und/oder in elektrischen Spannungen, enthalten sein . Zu beachten ist j edoch, dass die Amplitude und/oder die Phasenlage der Schwingung in unterschiedlichen elektrischen Größen verschieden sein können . Beispielsweise kann eine Schwingung, die in einer Spannung enthalten ist , zu derselben Schwingung, die in einem Strom enthalten ist , um einen Phasenverschiebungswinkel verschoben sein und eine andere Amplitude aufweisen . Die Frequenz der Schwingung ist aber in allen elektrischen Größen gleich . Vorzugsweise ist die elektrische Größe ein durch das Induktivitätsbauelement fließender Strom oder eine an dem Schalter abfallende elektrische Spannung .
Bei einer Aus führungs form der Erfindung kann vorgesehen sein, dass in der vorgegebenen Phase ein die Schwingung aufweisender Strom, insbesondere ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , und/oder eine die Schwingung aufweisende Spannung, insbesondere eine an dem Schalter abfallende elektrische Spannung, einen vorgegebenen Sollwert aufweist . Beispielsweise kann vorgesehen sein, dass der vorgegebene Sollwert ein Minimalwert der Spannung ist , sodass all fällige Schaltverluste durch den Schalter gering gehalten werden .
Bei einem anderen Beispiel kann vorgesehen sein, dass in der vorgegebenen Phase ein Strom, insbesondere ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , einen vorgegebenen Sollwert derart aufweist , dass der Strom zu Beginn eines anschließenden Stromanstiegs mit einer bekannten Steigung zu einem vorgegebenen Zeitpunkt , insbesondere einem Schalt Zeitpunkt zum Schließen des Schalters , einen vorgegebenen Wert annimmt . Die Steigung des Stromanstiegs kann mithil fe des Messwertes der Eingangsspannung und eines oder mehrerer Parameterwerte des Gleichspannungswandlers , wie beispielsweise eines Induktivitätsparameterwertes und optional eines Widerstandswerts , ermittelt werden . Bei dieser Aus führungs form der Erfindung kann der Strom durch das Induktivitätsbauelement und damit auch der Ausgangsstrom und die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers gezielt eingestellt und damit eine all fällige Regelung des Gleichspannungswandlers hinsichtlich des Ausgangsstromes verbessert werden .
Die oben beschriebene Aufgabe wird auch durch einen Gleichspannungswandler der eingangs erwähnten Art gelöst , bei dem die Steuer- und/oder Regelungseinrichtung dazu eingerichtet ist , einen zeitlichen Verlauf der Schwingung zu berechnen und das Schaltmusters auf Basis des berechneten zeitlichen Verlaufs der Schwingung anzupassen, sodass zumindest ein Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters mit einer vorgegeben Phase der Schwingung zusammenfällt .
Der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler kann somit dazu eingerichtet sein, das oben beschriebene Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers aus zuführen . Die oben in Zusammenhang mit dem Verfahren beschriebenen Merkmale und Vorteile sind auf den erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler übertragbar . Die Steuer- und/oder Regelungseinrichtung kann durch einen Mikroprozessor gebildet sein . Bei einer Aus führungs form der Erfindung kann eine Spannungssensoreinrichtung zur Messung der Eingangs- und/oder Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers vorgesehen sein . Zusätzlich oder alternativ kann eine Stromsensoreinrichtung zur Messung des Eingangs- und/oder des Ausgangsstroms des Gleichspannungswandlers vorgesehen sein . Die Ausgangsspannung und/oder der Ausgangsstrom des Gleichspannungswandlers können bei einer Aus führungs form der Erfindung mithil fe der Steuer- und/oder Regelungseinrichtung geregelt werden . Der erfindungsgemäße Gleichspannungswandler kann bei einem Wechselrichter, insbesondere bei einem Gleichspannungswandler für eine Photovoltaikeinrichtung, eingesetzt werden . Dabei kann vorgesehen sein, dass der Gleichspannungswandler eine Eingangsspannung zu einer Ausgangsspannung wandelt , die anschließend durch eine Wechselrichterausgangsstufe des Wechselrichters in eine Wechselspannung umgewandelt wird . Die Wechselrichterausgangsstufe erzeugt mithil fe von elektronischen Schaltern eine Wechselspannung . Die Ausgangsspannung des Gleichspannungswandlers kann somit als Eingangsspannung für die Wechselrichterausgangs stufe dienen .
Nachfolgend wird die Erfindung anhand von Figuren näher erläutert , auf die sie allerdings nicht beschränkt sein soll .
Die Erfindung kann auch anhand folgender Aus führungs formen beschrieben werden :
Aus führungs form 1 : Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers , insbesondere eines Hochset zstellers , wobei der Gleichspannungswandle folgendes aufweist :
- eine Eingangsseite , an der eine Eingangsspannung anliegt und ein Eingangsstrom fließt ,
- eine Ausgangsseite , an der eine Ausgangsspannung anliegt und ein Ausgangsstrom fließt ,
- zumindest einen ansteuerbaren Schalter, der gemäß einem periodischen Schaltmuster mit einer Periodendauer derart geschaltet wird, dass die Eingangsspannung in die Ausgangsspannung gewandelt wird und die Ausgangsspannung einem Ausgangsspannungssollwert entspricht , und
- zumindest ein Induktivitätsbauelement , wobei zumindest eine elektrische Größe des Gleichspannungswandlers , insbesondere eine an dem Schalter abfallende elektrische Spannung und/oder ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , zumindest zeitweise eine Schwingung aufweist , die durch eine Anregung eines aus dem Induktivitätsbauelement und einer parasitären Kapazität gebildeten Schwingkreises entsteht , wobei ein zeitlicher Verlauf der Schwingung ermittelt , insbesondere berechnet , wird und das Schaltmuster auf Basis des ermittelten zeitlichen Verlaufs der Schwingung angepasst wird, sodass zumindest ein Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters mit einer vorgegebenen Phase der Schwingung zusammenfällt .
Aus führungs form 2 : Verfahren nach Aus führungs form 1 , wobei der zumindest eine Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters unter Beibehaltung der Periodendauer des Schaltmusters angepasst wird .
Aus führungs form 3 : Verfahren nach Aus führungs form 1 oder 2 , wobei der Gleichspannungswandler in einem lückenden Betrieb betrieben wird .
Aus führungs form 4 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 3 , wobei das Schaltmuster durch zeitliches Verschieben eines Schalt Zeitpunktes zum Öf fnen des Schalters derart angepasst wird, dass der Schalter in der vorgegebenen Phase der Schwingung geschlossen wird .
Aus führungs form 5 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 4 , wobei die vorgegebene Phase der Schwingung in j eder n-ten Periode des Schaltmusters im Wesentlichen ident ist , wobei n eine natürliche Zahl ist .
Aus führungs form 6 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 5 , wobei die vorgegebene Phase ein Nulldurchgang, ein Minimum oder ein Maximum der Schwingung ist .
Aus führungs form 7 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 6 , wobei der zeitliche Verlauf der Schwingung ein zumindest teilweise zukünftiger zeitlicher Verlauf der Schwingung ist .
Aus führungs form 8 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 7 , wobei in j eder Periode des Schaltmusters erneut ein zeitlicher Verlauf der Schwingung ermittelt wird .
Aus führungs form 9 : Verfahren nach Aus führungs form 8 , wobei eine Dauer des zeitlichen Verlaufs der Schwingung zumindest der Periodendauer des Schaltmusters entspricht .
Aus führungs form 10 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 9 , wobei auf Basis des zeitlichen Verlaufs der Schwingung ein Korrekturwert ermittelt wird, mit dem der Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters angepasst , insbesondere zeitlich verschoben, wird .
Aus führungs form 11 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 10 , wobei der zeitliche Verlauf der Schwingung ermittelt wird, indem ein zeitlicher Verlauf der elektrischen Größe berechnet wird, der die Schwingung aufweist , vorzugsweise wobei die elektrische Größe ein durch das Induktivitätsbauelement fließender Strom und/oder eine an dem Schalter abfallende elektrische Spannung ist .
Aus führungs form 12 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 11 , wobei in der vorgegebenen Phase ein die Schwingung aufweisender Strom, insbesondere ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , und/oder eine die Schwingung aufweisende Spannung, insbesondere eine an dem Schalter abfallende elektrische Spannung, einen vorgegebenen Sollwert aufweist .
Aus führungs form 13 : Verfahren nach einer der Aus führungs formen 1 bis 12 , wobei in der vorgegebenen Phase ein Strom, insbesondere ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , einen vorgegebenen Sollwert derart aufweist , dass der Strom zu Beginn eines anschließenden Stromanstiegs mit einer bekannten Steigung zu einem vorgegebenen Zeitpunkt , insbesondere einem Schalt Zeitpunkt zum Schließen des Schalters , einen vorgegebenen Wert annimmt .
Aus führungs form 14 : Gleichspannungswandler, insbesondere einen Hochset zsteller, aufweisend :
- eine Eingangsseite für eine Eingangsspannung und einen Eingangs ström,
- eine Ausgangsseite für eine Ausgangsspannung und einen Aus gangs ström,
- zumindest einen ansteuerbaren Schalter,
- zumindest ein Induktivitätsbauelement , und
- eine Steuer- und/oder Regelungseinrichtung, die dazu eingerichtet ist , den Schalter gemäß einem periodischen Schaltmuster mit einer Periodendauer derart zu schalten, dass die Eingangsspannung in die Ausgangsspannung gewandelt wird und die Ausgangsspannung einem Ausgangsspannungssollwert entspricht , wobei zumindest eine elektrische Größe des Gleichspannungswandlers , insbesondere eine an dem Schalter abfallende elektrische Spannung und/oder ein Strom durch das Induktivitätsbauelement , im Betrieb des Gleichspannungswandlers zumindest zeitweise eine Schwingung aufweist , die durch eine Anregung eines aus dem In- duktivitätsbauelement und einer parasitären Kapazität gebildeten Schwingkreises entsteht , wobei die Steuer- und/oder Regelungseinrichtung dazu eingerichtet ist , einen zeitlichen Verlauf der Schwingung zu ermitteln, insbesondere zu berechnen, und das Schaltmuster auf Basis des ermittelten zeitlichen Verlaufs der Schwingung anzupassen, sodass zumindest ein Schalt Zeitpunkt des Schaltmusters mit einer vorgegebenen Phase der Schwingung zusammenfällt .
Aus führungs form 15 : Wechselrichter, insbesondere Wechselrichter für eine Photovoltaikanlage , mit einem Gleichspannungswandler, wobei der Gleichspannungswandler nach Aus führungs formen 14 ausgebildet ist .
Es zeigen :
Fig . 1A einen Gleichspannungswandler ;
Fig . 1B ein Schaltmuster ;
Fig . 2 ein Schaltmuster ( Teilbild A) , eine an einem Schalter abfallende elektrische Spannung ( Teilbild B ) und einen Strom durch ein Induktivitätsbauelement ( Teilbild C ) ;
Fig . 3 unterschiedliche Stromanstiege nach dem Schließen eines Schalters des Gleichspannungswandlers ( Teilbild A) und unterschiedliche Spannungsverläufe von an dem Schalter des Gleichspannungswandlers abfallenden elektrische Spannungen ( Teilbild B ) ;
Fig . 4 eine Veranschaulichung der Verschiebung eines Schalt Zeitpunkts zum Öf fnen des Schalters in Zusammenhang mit einem Strom durch ein Induktivitätsbauelement ; Teilbild A zeigt einen Strom durch das Induktivitätsbauelement ; Teilbild B zeigt ein Schaltmuster ; Teilbild C zeigt einen angepassten Strom durch das Induktivitätsbauelement ; Teilbild D zeigt ein angepasstes Schaltmuster
Fig . 5 ein Verhältnis zwischen einem Ausgangsstrom und einem Tastgrad;
Fig . 6 eine Verschiebung eines Schalt Zeitpunkts zum Öf fnen des Schalters in Zusammenhang mit einer an einem Schalter abfallenden elektrischen Spannung;
Fig . 7 veranschaulicht eine Aus führungs form, bei der nur die Anzahl der Schwingungsperioden in j eder n-ten Schaltperiode ident ist ; und
Fig . 8 einen Wechselrichter .
Fig . 1A zeigt einen Gleichspannungswandler 1 in Form eines Hochset zstellers 2 mit einer Eingangsseite 3 und einer Ausgangsseite 4 . Die Eingangsseite 3 weist Kontakte 5 zum Anlegen einer Eingangsspannung UE auf . Die Ausgangsseite 4 weist Kontakte 5 zum Abgrei fen einer Ausgangsspannung UA auf . An die Ausgangsseite kann eine Last (nicht gezeigt ) angeschlossen werden . Ein Eingangsstrom IE fließt an der Eingangsseite 3 in den Gleichspannungswandler 1 . Ein Ausgangsstrom IA fließt an der Ausgangsseite 4 aus dem Gleichspannungswandler 1 heraus . Der Hochset zsteller 2 ist dazu ausgebildet , die Eingangsspannung UE auf die im Vergleich zur Eingangsspannung UE höhere Ausgangsspannung UA zu wandeln . Zu diesem Zweck weist der Hochset zsteller 2 ein Speicherelement 6 in Form eines Induktivitätsbauelements 7 auf , das als Spule 8 ausgebildet ist . Durch Schalten eines Schalters 9 , der ein Transistor sein kann, gemäß einem Schaltmuster 10 , vorzugsweise einem PWM-Schaltmuster 11 , wird das Induktivitätsbauelement 7 mit elektromagnetischer Energie periodisch geladen und entladen, wobei sich die über das Induktivitätsbauelement 7 abfallende Spannung UL und der durch das Induktivitätsbauelement 7 fließende Strom IL ändert und dadurch die Eingangsspannung UE in die höhere Ausgangsspannung UA gewandelt wird . Ein Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 entspricht im vereinfachten Fall des in Fig . 1A dargestellten Ersatzschaltbildes dem Eingangsstrom IE .
Um ein Rückfließen des Ausgangsstromes IA zu verhindern und das Laden des Induktivitätsbauelements 7 durch die Eingangsspannung UE bei geschlossenem Schalter 9 zu ermöglichen, ist ein Diodenbauelement 12 vorgesehen . Wie allgemein bekannt , wird dadurch der Ausgangsstrom IA des Hochset zstellers gemittelt . Das Schaltmuster 10 wird von einer Steuer- und/oder Regelungseinrichtung 13 vorgegeben und weist Schalt Zeitpunkte 14 zum Öf fnen und Schalt Zeitpunkte 15 zum Schließen des Schalters 9 auf ( siehe Fig . 1B ) . Das Schaltmuster 10 ist ein periodisches Schaltmuster 10 mit einer Frequenz f zwischen 20 kHz und 150 kHz und einer entsprechenden Periodendauer bzw . Periode T . Das Schaltmuster besitzt einen Tastgrad D, der das Verhältnis zwischen einer Schaltereinschaltzeit ( Zeitspanne zwischen den Schalt Zeitpunkten 15 und 14 ) und der Periodendauer T beschreibt . Das Schaltmuster 10 ist in Fig . 1B näher gezeigt .
Obwohl in dem Gleichspannungswandler 1 nur ein Speicherelement 6 verwendet wird, bildet sich aufgrund parasitärer Kapazitäten CP, die in dem Schalter 9 , in einer Wicklung und/oder dem Diodenbauelement 12 enthalten sein können, ein Schwingkreis 16 aus , der durch Schalthandlungen des Schalters 9 angeregt werden kann, wie im Folgenden gezeigt wird . Die parasitären Kapazitäten CP sind in Fig . 1A schematisch als Kondensatoren eingezeichnet .
Der Gleichspannungswandler 1 kann in einem lückenden oder einem nicht lückenden Betrieb betrieben werden . In einem lückenden Betrieb wird das Induktivitätsbauelement 7 geladen und anschließend im Wesentlichen vollständig entladen, bevor eine neue Periode des Schaltmusters 10 beginnt .
Im nicht lückenden Betrieb ( kontinuierlicher Betrieb ) beträgt die mittlere Ausgangsspannung UA eines Hochset zstellers 2 gemäß Fig . 1A näherungsweise
Figure imgf000021_0001
Die Ausgangsspannung UA ist im kontinuierlichen Betrieb nur vom
Tastgrad D und der Eingangsspannung UE abhängig .
Im lückenden Betrieb ( diskontinuierlicher Betrieb ) beträgt die mittlere Ausgangsspannung UA eines Hochset zstellers 2 gemäß Fig .
1A näherungsweise
Figure imgf000022_0001
wobei R ein all fälliger Widerstand als Belastung durch die folgende Stufe ( z . B . DC/AC Stufe ) , L der Induktivitätswert des Induktivitätsbauteils 7 , D der Tastgrad bzw . Duty Cycle und T die Periodendauer bedeutet . Der Ausgangsstrom IA berechnet sich entsprechend näherungsweise aus
UED2T
IA ~ 2L(UA - uE
Dabei ist das Verhältnis von UE/UE proportional zum Verhältnis IA/ IE ( in Mittelwerten über einige Perioden - also im Zeitbereich von ms ) . Unter der Annahme , dass der Gleichspannungswandler 1 keine Verluste aufweist , gilt auch, dass die Eingangsleistung ( also IE x UE ) gleich der Ausgangsleistung ( IA x UA) ist .
Fig . 2 zeigt zusammengehörende Zeitverläufe von elektrischen Größen des Gleichspannungswandlers im lückenden Betrieb in Teilbildern A, B und C .
Teilbild A zeigt einen Zeitverlauf eines Schaltmusters 10 für einen lückenden Betrieb des Gleichspannungswandlers 1 mit Schalt Zeitpunkten 14 zum Öf fnen und Schalt Zeitpunkte 15 zum Schließen des Schalters 9 . Die Abs zisse beschreibt die Zeit t in ps . Die Ordinate beschreibt einen logischen Spannungspegel . Teilbild C zeigt einen Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 im lückenden Betrieb des Gleichspannungswandlers 1 . Der Strom IL ist in der gezeigten Aus führungs form des Gleichspannungswandlers 1 mit dem Eingangsstrom IE ident . Die Abs zisse beschreibt die Zeit t in ps . Die Ordinate beschreibt einen Strom IL in Ampere . Erkennbar ist , dass nach dem Öf fnen des Schalters 9 zum Schalt Zeitpunkt 14 der Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 im Wesentlichen linear abnimmt und bei to einen Nulldurchgang aufweist . Nach dem Nulldurchgang weist der Strom IL eine Schwingung 17 auf , die erst beendet wird, wenn der Schalter 9 zum Schalt Zeitpunkt 15 geschlossen wird . Nach dem Schließen des Schalters 9 beginnt der Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 im Wesentlichen linear zu steigen, bis der Schalter 9 wieder geöf fnet wird . Je nach Phase cp der Schwingung 17 in dem Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 beginnt der Strom IL zum Zeitpunkt des Schließens des Schalters 9 von einem anderen Startwert 52 bis zu einem anderen Endwert 18 zu steigen .
Teilbild B zeigt eine an dem Schalter 9 abfallende elektrische Spannung Us im lückenden Betrieb des Gleichspannungswandlers 1 . Die Abs zisse beschreibt die Zeit t in ps . Die Ordinate beschreibt eine Spannung Us in Volt . Erkennbar ist , dass die Spannung Us nach dem Öf fnen des Schalters 9 ( Schalt Zeitpunkt 14 ) auf den Wert der Ausgangsspannung UA springt , so lange konstant bleibt , bis IL auf Null gesunken ist , und anschließend auf im Wesentlichen OV fällt . Anschließend weist die Spannung Us ebenfalls eine Schwingung 17 auf . Die Schwingung 17 in der Spannung Us ist zu der Schwingung 17 im Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 um einen Phasenwinkel von 90 ° verschoben . Die Schwingung 17 wird beendet , wenn der Schalter 9 geschlossen wird . Je nach Phasenwinkel bzw . Phase cp der Schwingung 17 in der Spannung Us wird der Schalter 9 mit der zum Zeitpunkt 15 anliegenden Spannung Us geschlossen, wodurch elektrische Schaltverluste entstehen .
Fig . 2 zeigt demnach, dass bestimmte elektrische Größen, insbesondere der Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 und die an dem Schalter 9 abfallende elektrische Spannung Us, im lückenden Betrieb des Gleichspannungswandlers 1 zumindest zweitweise eine Schwingung 17 aufweisen . Die Schwingung 17 in der Spannung Us ist dabei zu der Schwingung 17 in dem Strom IL um einen Phasenwinkel von im Wesentlichen 90 ° versetzt . Auch die Amplituden der Schwingungen 17 sind unterschiedlich . In beiden elektrischen Größen besitzt die Schwingung 17 j edoch die gleiche Frequenz .
Fig . 3 zeigt in Teilbild A die Auswirkung unterschiedlicher Phasen cp der Schwingung 17 beim Schließen des Schalters 9 . Die Abs zisse beschreibt die Zeit t in s . Die Ordinate beschreibt einen Strom IL in Ampere . Teilbild A zeigt zwei phasenversetzte Ströme ILi und IL2 durch das Induktivitätsbauelement 7 , die eine Schwingung 17 aufweisen . Zum Schalt Zeitpunkt 15 des Schließens des Schalters 9 weist die Schwingung 17 der Ströme IL1 , I L2 unterschiedliche Phasen cp und damit die Ströme IL1 , I L2 unterschiedliche Startwerte 52 auf , sodass die anschließenden im Wesentlichen linearen Stromanstiege 50 zueinander versetzt sind und auf unterschiedliche Endwerte 18 zum Schalt Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 ansteigen . Je nach Phase cp führt die Schwingung 17 somit zu unterschiedlichen Endwerten 18 des Stromes IL durch das Induktivitätsbauelement 7 und damit zu unterschiedlichen Ausgangsströmen IA und einer daraus resultierenden unterschiedlichen Ausgangsleistung bzw . Eingangs lei stung .
Teilbild B in Fig . 3 zeigt die entsprechenden Verläufe zweier an dem Schalter 9 abfallenden elektrischen Spannung USi , US2 analog zur Situation in Teilbild A in Fig . 3 . Die Abs zisse beschreibt die Zeit t in ps . Die Ordinate beschreibt eine Spannung Us in Volt . Erkennbar ist , dass zum Schalt Zeitpunkt 15 zum Schließen des Schalters 9 j e nach Phase cp der Schwingung 17 unterschiedliche Spannungen vorliegen . Wenn die Spannung USi bzw . US2 ungleich 0V bzw . höher ist , kann dies zu höheren Schaltverlusten führen . Erkennbar ist , dass USi zum Schalt Zeitpunkt 15 eine höhere Spannung (halber Spitzenwert ) aufweist als US2 ( im Wesentlichen Null Volt ) . Aufgrund der höheren Spannung USi im Vergleich zu US2 ist entsprechend auch der Startwert 52 und der Endwert 18 von IL1 höher als bei IL2 -
Um den Einfluss der Schwingung 17 auf den Ausgangsstrom IA zu kompensieren und/oder Schaltverluste zu minimieren, ist erfindungsgemäß vorgesehen, einen zeitlichen Verlauf 19 der Schwingung 17 zu ermitteln, insbesondere zu berechnen, und das Schaltmusters 10 auf Basis des ermittelten zeitlichen Verlaufs 19 der Schwingung 17 anzupassen, indem zumindest ein Schalt Zeitpunkt 14 , 15 des Schaltmusters 10 verschoben wird .
Dadurch wird erreicht , dass zumindest ein Schalt Zeitpunkt 14 , 15 mit einer vorgegebenen Phase <psoii der Schwingung 17 zusammenfällt , wie im Folgenden beschrieben wird . Dadurch kann der Schalter 9 geschaltet werden, wenn der Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 17 und/oder die an dem Schalter 9 abfallende elektrische Spannung Us einen vorgegeben Wert aufweist .
Das Schaltmuster 10 kann in j eder Periode T gemäß Fig . 4 angepasst werden . In Fig . 4 bis Fig . 7 sind die einzelnen Perioden T mit einem Index n versehen . Insbesondere können der Schalt Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 und/oder der Schalt Zeitpunkt 15 zum Schließen des Schalters 9 zeitlich nach vorne oder hinten verschoben werden .
Der zeitliche Verlauf 19 der Schwingung 17 , vorzugsweise der Schwingung 17 in der Spannung Us oder in dem Strom IL, kann insbesondere berechnet werden . Zu diesem Zweck kann ein mathematisches Modell des Gleichspannungswandlers 1 verwendet werden . Ein solches mathematisches Modell kann beispielsweise Di f ferentialgleichungen bzw . Lösungen für Di f ferentialgleichungen, die den Schwingkreis 16 beschreiben, beinhalten . Das mathematische Modell kann Induktivitäts- , Kapazitäts- und/oder Widerstandsparameter des Gleichspannungswandlers 1 enthalten . Die genannten Parameter können beispielsweise berechnet , geschätzt oder empirisch bestimmt werden, soweit sie nicht bekannt sind . Bei einer
Aus führungs form können zur Berechnung des zeitlichen Verlaufs 19 der Schwingung 17 die Eingangsspannung UE, die Ausgangsspannung UA, der Eingangsstrom IE und/oder der Ausgangsstrom IA gemessen und herangezogen werden . Bevorzugt werden zur Berechnung die Eingangsspannung UE und die Ausgangsspannung UA herangezogen .
Die Ursache der Schwingung 17 ist der Schwingkreis 16 bestehend aus dem Induktivitätsbauelement 7 und der parasitären Kapazität CP . Der zeitliche Verlauf 19 der Schwingung 17 weist entsprechend eine Frequenz fswing auf , welche mithil fe der Gleichung
Figure imgf000026_0001
berechnet wird, wobei L die Induktivität des Induktivitätsbauelements 7 und C die Kapazität der parasitären Kapazität CP bedeutet und Randbedingungen darstellen . Die Schwingung 17 kann mithil fe einer Sinusschwingung angenähert werden, die beginnt , nachdem der Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 einen Nulldurchgang aufweist . Der zeitliche Verlauf 19 der Schwingung 17 kann dadurch kontinuierlich pro Periode T berechnet werden . Dadurch kann das Schaltmuster 10 in der darauf folgenden Periode T angepasst werden . Zu diesem Zweck können Parameter bzw . Randbedingungen sowie Startwerte (wie beispielsweise das Tastverhältnis D, die Eingangsspannung UE, die Ausgangsspannung UA und/oder der Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 ) dem mathematischen Modell vorgegeben werden .
Bei einer Aus führungs form der Erfindung ist vorgesehen, dass nur der Schalt Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 zeitlich nach vorne oder hinten verschoben wird . Der Schalt Zeitpunkt 15 zum Schließen des Schalters 9 bleibt dabei zeitlich unverändert . Dadurch kann auch die Frequenz f bzw . die Periodendauer T des Schaltmusters 10 unverändert beibehalten werden . Durch das zeitliche Verschieben des Schalt Zeitpunkts 14 zum Öf fnen des Schalters 9 wird auch die Schwingung 17 zeitlich entsprechend verschoben, sodass diese eine andere Phase cp, insbesondere die vorgegebene Phase <psoii , zum Zeitpunkt 15 zum nächsten Schließen des Schalters 9 aufweist . Nachfolgend wird anhand eines Beispiels beschrieben, wie ein Schalt Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 zeitlich nach vorne oder hinten verschoben wird, sodass die Schwingung 17 beim Schließen des Schalters eine vorgegebene Phase <psoii und somit der Strom IL durch das Induktivitätsbauelement 7 einen vorgegeben Wert aufweist . Hier wird exemplarisch die vorgegebene Phase <psoii im Bereich nach einem Tiefpunkt der Schwingung 17 festgelegt . Die Festlegung erfolgt beispielsweise zum Zwecke der Erreichung eines besseren Wirkungsgrades ( Schaltverluste reduzieren) , einer verbesserten Regelung oder eine Kombination davon .
In einem ersten Schritt wird während einer Periode Tn unter Zuhil fenahme des mathematischen Modells des Gleichspannungswandlers 1 ermittelt , welche Phase cp, im Folgenden auch als <pist bezeichnet , die Schwingung 17 in dem Strom IL zum Schalt Zeitpunkt 15 des Schließens des Schalters 9 am Ende der Periode Tn hat . Hierzu wird der zeitliche Verlauf 19 der Schwingung 17 des Stromes IL kontinuierlich berechnet . Die Schwingung 17 beginnt nach einem linearen Abfall und einem anschließenden Nulldurchgang des Stromes IL . Dies ist vollständig in der Periode Tn+1 dargestellt . Die Berechnung kann beispielsweise in Abhängigkeit von UE, UA, der Kapazität CP und der Induktivität L des Induktivitätsbauelements 7 vorgenommen werden . Der Schalt Zeitpunkt 15 zum Schließen des Schalters 9 am Ende und am Anfang j eder Periode T ist zeitlich bekannt und fixiert .
Aus dem zeitlichen Verlauf 19 kann entsprechend in einem zweiten Schritt die Periode bzw . Frequenz einer Schwingung fswing basierend auf den Nulldurchgängen und der Stromrichtung bestimmt werden . In weiterer Folge kann in einem dritten Schritt die Phase cp bzw . <pist zum Schalt Zeitpunkt 15 am Ende der Periode ermittelt werden .
Wenn die Phase <pist der Schwingung 17 zum Schalt Zeitpunkt 15 am Ende der Periode zum Schließen des Schalters 15 von einer vorgegebenen Phase <psoii abweicht , kann dies in der nächsten Periode Tn+1 korrigiert werden . Die Korrektur erfolgt derart , dass der Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 durch zeitliches Verschieben mithil fe eines Korrekturwerts K ( in Fig . 4 bis Fig . 7 zum Zwecke der Zuordnung zu den Perioden T auch mit einem Index n versehen) in der Periode Tn+1 angepasst wird, wodurch sich auch die Schwingung 17 in ihrer Phase cp verschiebt , da der lineare Abfall des Stromes IL früher oder später beginnt . Der Korrekturwert K verschiebt den Schalt Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 soweit , dass zum Zeitpunkt 15 am Ende der Periode Tn+1 zum Schließen des Schalters 9 die Schwingung 17 die vorgegebene Phase <psoii aufweist , also die vorgegebene Phase <psoii der Phase cp entspricht .
Fig . 4 veranschaulicht schematisch die Verschiebung des Schalt Zeitpunkts 14 zum Öf fnen des Schalters 9 . Erkennbar ist in Fig . 4 in Teilbild A, dass zum Schalt Zeitpunkt 15 am Ende der Periode Tn zum Schließen des Schalters 9 die Phase cp nicht mit der vorgegebenen Phase <psoii übereinstimmt bzw . zusammenfällt , sodass in weiterer Folge der Strom IL auf einen unerwünschten Wert ansteigt . Das hierzu korrespondierende Schaltmuster 10 ist in Fig . 4 in Teilbild B gezeigt . Ebenso ist dies in der Periode Tn+1 der Fall , da in den Teilbildern A und B der Fig . 4 keine Korrektur erfolgt .
Eine Korrektur ist nun in der Periode Tn+1 des Schaltmusters 10 anhand der Fig . 4 in Teilbild C und Teilbild D gezeigt . Entsprechend wird der Schalt Zeitpunkt 14 des Schaltmusters 10 zum Öf fnen des Schalters 9 zeitlich um einen Korrekturwert K - konkret hier der Korrekturwert Kn ( erhalten aus der Periode Tn) - nach vorne geschoben, sodass die Schwingung 17 derart verschoben wird, dass zum Schalt Zeitpunkt 15 am Ende der Periode Tn+1 zum Schließen des Schalters 9 die Schwingung 17 die vorgegebene Phase cpsoii aufweist . Die Verschiebung entspricht im Wesentlichen der Di f ferenz zwischen der Phase <psoii und der Phase <pist in der Periode Tn, wobei der Korrekturwert K kleiner (beispielsweise halb so groß ) als die Di f ferenz ist . Dies ist darauf zurückzuführen, dass die Steigungen von IL von der Spannung abhängig sind . Deshalb kann auch von einer um die mit den Spannungsverhältnissen gewichteten Di f ferenz gesprochen werden .
Da der Korrekturwert K periodisch (bevorzugt j ede Periode T ) berechnet wird, wird entsprechend während der Periode Tn+1 der Korrekturwert Kn+1 für die folgende Periode Tn+2 berechnet . Wie ersichtlich und beschrieben, ist in der Periode Tn+1 der Schalt Zeitpunkt 15 bei der vorgegebenen Phase <psoii , sodass kein Korrekturwert Kn+1 für die Periode Tn+2 erforderlich ist bzw . Null ist .
Zusammengefasst wird das Schaltmuster 10 mit einem Korrekturwert K derart angepasst , dass in der nächsten Periode T des Schaltmusters 10 der Schalt Zeitpunkt 15 zum Schließen des Schalters 9 möglichst mit der vorgegebenen Phase <psoii der Schwingung 17 zusammenfällt . Dieser Vorgang kann bevorzugt in j eder Periode T des Schaltmusters 10 wiederholt werden . Dadurch wird gewährleistet , dass die Schwingung 17 zum Schalt Zeitpunkt 15 am Ende j eder Periode T möglichst die korrekte Phase , die vorgegebene Phase <psoii, aufweist . Dass das Schließen des Schalters 9 exakt mit der vorgegebenen Phase <psoii zusammenfällt , ist in der Praxis aufgrund von Toleranzen in Bezug auf Bauteile und Abweichungen aus der Berechnung nicht immer gewährleistet , aber ein Ziel der Erfindung . Entsprechend also die Regelvorgabe für die kontinuierliche Berechnung des Korrekturwerts K . Die Definition von „zusammenfällt" ist in diesem Zusammenhang also derart zu verstehen, dass dies als Regelvorgabe gilt .
Demnach ist es zwar möglich, dass der Schalt Zeitpunkt 15 mit der vorgegebenen Phase <psoii der Schwingung 17 zusammenfällt ( oder mit anderen Worten in der vorgegebenen Phase <psoii der Schwingung 17 der Schalter 9 geschlossen wird) , aber definitiv muss dies nicht in j eder Periode T der Fall sein .
Der Korrekturwert K bewirkt außerdem, dass der Tastgrad D der Periode T verändert wird . Entsprechend definiert der Tastgrad D die Dauer, in welcher der Schalter 9 geschlossen ist . Die Dauer der Periode T im Gesamten wird dadurch natürlich nicht verändert .
Die zeitlichen Verläufe gemäß Fig . 4 können im Wesentlichen nur einen einzigen Arbeitspunkt für die Regeleinrichtung 13 darstellen . Um die Problematik aller kontinuierlich resultierender Arbeitspunkte anschaulich zu machen, bedarf es einer anderen Darstellungs form, wie im Folgenden anhand von Fig . 5 beschrieben . Fig . 5 zeigt einen Vergleich von Regelkurven der Regeleinrichtung 13 in Abhängigkeit der mittleren Ausgangsströme IA ( gemittelt über mehrere Perioden) und des Tastgrades D . Die Ausgangsströme IA sind dabei der Ordinate zugeordnet . Der Tastgrad D ist auf der Abs zisse abgebildet . Im konkreten Fall ist für ein Hochsetzverhältnis von 1 : 2 ein Tastgrad D von maximal 50% möglich . Im Ideal fall läge ein im Wesentlichen quadratischer Zusammenhang (nicht dargestellt ) zwischen dem mittleren Ausgangsstrom IA und dem Tastgrad D vor und die Regelkurve hätte einen quadratischen Verlauf . Das heißt aber auch, dass die Regelungseinrichtung 13 mit keinen nichtlinearen Änderungen konfrontiert ist . In der Praxis weist die Regelkurve j edoch Flachstellen 20a und Steilstellen 20b - also nichtlineare Änderungen - auf . Dadurch entstehen Bereiche , in denen die Regeleinrichtung 13 auf starke Abweichungen (nichtlinearen Änderungen) zum Ideal fall reagieren muss , wodurch es zu größeren Änderungen des mittleren Ausgangsstromes IA kommt . Dies kann die Regelung des Gleichspannungswandlers 1 erschweren . Eine beispielhafte Regelkurve eines Gleichspannungswandlers aus dem Stand der Technik ist in Fig . 5 mit der Bezugs zi f fer 21 versehen . Durch das erfindungsgemäße Verfahren können die Flachstellen 20a bzw . Steilstellen 20b in der Regelkurve reduziert ( Stromverlauf 22 ) und dadurch Reaktionen auf nichtlineare Änderungen deutlich reduziert werden . Oder anders ausgedrückt weist die Übertragungs funktion weniger Nichtlinearitäten auf . Somit wird die Regelung des Gleichspannungswandlers 1 verbessert und es resultiert ein schnelleres Einregelverhalten für den geforderten Ausgangsstrom IA .
Bei einer anderen Aus führungs form der Erfindung ist vorgesehen, dass ein Schalt Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 zeitlich nach vorne oder hinten verschoben wird, sodass die Schwingung 17 beim Schließen des Schalters 9 eine vorgegebene Phase <psoii und somit die am Schalter 9 abfallende elektrische Spannung Us einen vorgegeben Wert , vorzugsweise einen Minimalwert , insbesondere einen Wert von 0 V, aufweist . Dadurch können die Schaltverluste des Schalters 9 minimiert werden, weil dieser annähernd spannungs frei schaltet . Der Fokus liegt hier also im Wesentlichen vollständig auf der Verbesserung des Wirkungsgrads . Der Minimalwert liegt dabei im Bereich um 0 V, muss aber entsprechend nicht exakt 0 V betragen .
Der Ablauf zur Berechnung der Korrekturwerts K erfolgt hier wie zu den Fig . 4 beschrieben . Auf eine Wiederholung der Beschreibung wird daher verzichtet .
Allgemein ist anzumerken, wenn die Schwingung 17 zum Schalt Zeitpunkt 15 zum Schließen des Schalters 9 von einer vorgegebenen Phase <psoii abweicht , insbesondere die Spannung Us kein Betragsminimum aufweist , kann der Zeitpunkt 14 zum Öf fnen des Schalters 9 durch zeitliches Verschieben mithil fe eines Korrekturwerts K angepasst werden, wodurch sich auch die Schwingung 17 in ihrer Phase cp verschiebt , sodass beim Schließen des Schalters 9 ein Betrags-Minimum der Spannung Us vorliegt . Dies ist in Fig . 6 am Ende der Periode Tn+2 veranschaulicht .
Wenn die vorgegebene Phase <psoii so gewählt wird, dass die Spannung Us ein Betragsminimum aufweist , kann der Strom IL, der mit einer zur Spannung Us phasenversetzten Schwingung 17 behaftet ist , zu hohe oder zu niedrige Werte annehmen . Um dem entgegenzuwirken, kann vorgesehen sein, dass die vorgegebene Phase cpsoii der Schwingung 17 in der Spannung Us nur in j eder n- ten Periode des Schaltmusters 10 ident ist , wobei n eine natürliche Zahl ist . Um zu hohe oder niedrige Ströme IL durch das Induktivitätsbauelement aus zugleichen, kann vorgesehen sein, für aufeinanderfolgende Perioden T des Schaltmusters 10 unterschiedliche vorgegebene Phasen <psoii zu verwenden, sodass im zeitlichen Mittel ein gewünschter Strom IL angenähert oder erzielt werden kann . Gemäß Fig . 7 ist j ede dritte Periode unterschiedlich . Dies kann auch als Skipping bezeichnet werden . Dabei können die vorgegebenen Phasen <psoii in aufeinanderfolgenden Perioden T des Schaltmusters 10 um ein ganz zahliges Viel faches der Schwingungsperiode versetzt sein, um die Schalterverluste weiterhin zu minimieren . Wie dargestellt , ist entsprechend die vorgegebene Phase <psoii in j eder Periode im Bereich des Spannungsminimums von Us und gleichzeitig wird aufgrund der unterschiedlichen Abklingzeit des Stroms IL der mittlere Strom auf den geforderten Wert geregelt . Damit wird beispielsweise eine Kombination von Verbesserung des Wirkungsgrads und eine Reduzierung der Schaltverluste erreicht bzw . geringerer Fehler des gewünschten mittleren Ausgangsstromes erreicht .
Fig . 8 zeigt einen Wechselrichter 23 mit einem erfindungsgemäßen Gleichspannungswandler 1 , der einen Zwischenkreiskondensator 24 des Wechselrichters 23 speist . Eine Wechselrichterausgangsstufe 25 mit mehreren elektrischen Wechselrichterschaltern (nicht gezeigt ) wandelt die Gleichspannung des Zwischenkreiskondensators 24 in eine Wechselspannung um . Ein solcher Wechselrichter 23 kann beispielsweise an eine Photovoltaikanlage 26 angeschlossen werden und die durch die Photovoltaikanlage 26 gewonnene elektrische Energie in ein Energieversorgungsnetz (nicht gezeigt ) einspeisen . Die Regelungseinrichtung 13 kann mithil fe einer Korrekturwertberechnungseinheit 27 , wie oben beschrieben, einen Korrekturwert K ermitteln, der das Schaltmuster 10 einer Schaltmustererzeugungseinheit 28 anpasst . Das angepasste Schaltmuster 10 wird anschließend auf den Schalter 9 angewandt . Als Eingangsgröße kann die Regelungseinrichtung 13 den Eingangsstrom IE, die Eingangsspannung UE, den Ausgangsstrom IA und/oder die Ausgangsspannung UA des Gleichspannungswandlers 1 heranziehen . Bevorzugt werden die Eingangsspannung UE und die Ausgangsspannung UA herangezogen . Der Strom IL dient , wie beschrieben, als Basis für die Berechnung des erfindungsgemäßen Korrekturwerts K .

Claims

Patentansprüche :
1. Verfahren zum Betreiben eines Gleichspannungswandlers (1) , insbesondere eines Hochset zstellers (2) , wobei der Gleichspannungswandler (1) in einem lückenden Betrieb betrieben wird und folgendes aufweist:
- eine Eingangsseite (3) , an der eine Eingangsspannung (UE) anliegt und ein Eingangsstrom (IE) fließt,
- eine Ausgangsseite (4) , an der eine Ausgangsspannung (UA) anliegt und ein Ausgangsstrom (IA) fließt,
- zumindest einen ansteuerbaren Schalter (9) , der gemäß einem periodischen Schaltmuster (10) mit einer Periodendauer (T) derart geschaltet wird, dass die Eingangsspannung (UE) in die Ausgangsspannung (UA) gewandelt wird und die Ausgangsspannung
(UA) einem Ausgangsspannungssollwert entspricht, und
- zumindest ein Induktivitätsbauelement (7) , wobei zumindest eine elektrische Größe des Gleichspannungswandlers, insbesondere eine an dem Schalter (9) abfallende elektrische Spannung (Us) und/oder ein Strom (IL) durch das Induktivi- tätsbauelement (7) , zumindest zeitweise eine Schwingung (17) aufweist, die durch eine Anregung eines aus dem Induktivitätsbauelement (7) und einer parasitären Kapazität (Cp) gebildeten Schwingkreises (16) entsteht, dadurch gekennzeichnet, dass ein zeitlicher Verlauf (19) der Schwingung (17) berechnet wird und das Schaltmusters (10) auf Basis des berechneten zeitlichen Verlaufs (19) der Schwingung (17) angepasst wird, sodass zumindest ein Schalt Zeitpunkt (14, 15) des Schaltmusters (10) mit einer vorgegebenen Phase (cpsoii) der Schwingung (18) zusammenfällt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zumindest eine Schalt Zeitpunkt (14, 15) des Schaltmusters (10) unter Beibehaltung der Periodendauer (T) des Schaltmusters (10) angepasst wird.
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Schaltmusters (10) durch zeitliches Verschieben eines Schalt Zeitpunktes (14) zum Öffnen des Schalters (9) derart angepasst wird, dass der Schalter (9) in der vorgegebenen Phase (cpsoii) der Schwingung (17) geschlossen wird.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Phase (cpsoii) der Schwingung (17) in jeder n-ten Periode des Schaltmusters (8) im Wesentlichen i- dent ist, wobei n eine natürliche Zahl ist.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Phase (cpsoii) ein Nulldurchgang, ein Minimum oder ein Maximum der Schwingung (17) ist.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der zeitliche Verlauf (19) der Schwingung (17) ein zumindest teilweise zukünftiger zeitlicher Verlauf der Schwingung (17) ist.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass in jeder Periode (T) des Schaltmusters (10) erneut ein zeitlicher Verlauf (19) der Schwingung (17) ermittelt wird .
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Dauer des zeitlichen Verlaufs (19) der Schwingung (17) zumindest der Periodendauer (T) des Schaltmusters (10) entspricht.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass auf Basis des zeitlichen Verlaufs (19) der Schwingung (17) ein Korrekturwert (K) ermittelt wird, mit dem der Schalt Zeitpunkt (14, 15) des Schaltmusters (10) angepasst, insbesondere zeitlich verschoben, wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zeitliche Verlauf (19) der Schwingung (17) ermittelt wird, indem ein zeitlicher Verlauf (19) der elektrischen Größe berechnet wird, der die Schwingung (17) aufweist, vorzugsweise wobei die elektrische Größe ein durch das Indukti- vitätsbauelement fließender Strom (IL) und/oder eine an dem Schalter (9) abfallende elektrische Spannung (Us) ist.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass in der vorgegebenen Phase (cpsoii) ein die Schwingung (17) aufweisender Strom, insbesondere ein Strom (IL) durch das Induktivitätsbauelement (7) , und/oder eine die Schwingung (17) aufweisende Spannung, insbesondere eine an dem Schalter (9) abfallende elektrische Spannung (Us) , einen vorgegebenen Sollwert aufweist.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass in der vorgegebenen Phase (cpsoii) ein Strom, insbesondere ein Strom (IL) durch das Induktivitätsbauelement (7) , einen vorgegebenen Sollwert derart aufweist, dass der Strom zu Beginn eines anschließenden Stromanstiegs mit einer bekannten Steigung zu einem vorgegebenen Zeitpunkt, insbesondere einem Schalt Zeitpunkt (15) zum Schließen des Schalters (9) , einen vorgegebenen Wert annimmt.
13. Gleichspannungswandler (1) , insbesondere einen Hochset zstel- ler (2) , aufweisend:
- eine Eingangsseite (3) für eine Eingangsspannung (UE) und einen Eingangsstrom (IE) ,
- eine Ausgangsseite (4) für eine Ausgangsspannung (UA) und einen Ausgangsstrom (IA) ,
- zumindest einen ansteuerbaren Schalter (9) ,
- zumindest ein Induktivitätsbauelement (7) , und
- eine Steuer- und/oder Regelungseinrichtung (13) , die dazu eingerichtet ist, den Gleichspannungswandler (1) in einem lückenden Betrieb zu betreiben und den Schalter (9) gemäß einem periodischen Schaltmuster (10) mit einer Periodendauer (T) derart zu schalten, dass die Eingangsspannung (UE) in die Ausgangsspannung (UA) gewandelt wird und die Ausgangsspannung (UA) einem Ausgangsspannungssollwert entspricht, wobei zumindest eine elektrische Größe des Gleichspannungswandlers (1) , insbesondere eine an dem Schalter (9) abfallende elektrische Spannung (Us) und/oder ein Strom (IL) durch das In- duktivitätsbauelement (7) , im Betrieb des Gleichspannungswandlers (1) zumindest zeitweise eine Schwingung (17) aufweist, die durch eine Anregung eines aus dem Induktivitätsbauelement (7) und einer parasitären Kapazität (CP) gebildeten Schwingkreises (16) entsteht, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuer- und/oder Regelungseinrichtung (13) dazu eingerichtet ist, einen zeitlichen Verlauf (19) der Schwingung (17) zu berechnen und das Schaltmuster (10) auf Basis des berechneten zeitlichen Verlaufs (19) der Schwingung (17) anzupassen, sodass zumindest ein Schalt Zeitpunkt (14, 15) des Schaltmusters (10) mit einer vorgegebenen Phase (cpsoii) der Schwingung (17) zusammenfällt.
14. Wechselrichter (23) , insbesondere Wechselrichter (23) für eine Photovoltaikanlage, mit einem Gleichspannungswandler (1) , dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichspannungswandler (1) nach Anspruch 13 ausgebildet ist.
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