WO2024203648A1 - モータのコントローラ回路 - Google Patents

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Definitions

  • This disclosure relates to a motor controller circuit.
  • Multiple loop systems are sometimes used in motor control methods.
  • Multiple loop systems include a major loop (also called an outer loop) and a minor loop (also called an inner loop).
  • the major loop performs feedback control (frequency control) to generate a current command value so that the motor's rotation speed matches a target value
  • the minor loop performs feedback control (current control) to the voltage command value applied to the coil so that the motor's coil current approaches the current command value.
  • FIG. 1 is a block diagram of a typical PI compensator used in controlling a motor.
  • FIG. 2 is a block diagram of a motor drive system including a controller circuit according to an embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining automatic tuning of the first coefficient K1 of the first PI compensator of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the tuning of the third coefficient K3 of the first PI compensator of FIG.
  • FIG. 5 is a block diagram of a conventional PI compensator.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of the configuration of the first PI compensator.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example of the configuration of the second PI compensator.
  • the controller circuit includes a major controller whose control variable is the rotation speed of the motor, and a minor controller whose control variable is the current flowing through the motor.
  • the major controller includes a first PI (proportional-integral) compensator that generates an operation variable corresponding to a detection value of the control variable of the motor and an error in a command value of the control variable, and a first auto-tuning circuit that optimizes parameters of the first PI compensator.
  • PI proportional-integral
  • the first PI compensator includes a first integrator that integrates the error, a first coefficient circuit that multiplies the output of the first integrator by a first coefficient, a first adder that adds the output of the first coefficient circuit and the error, a second coefficient circuit that multiplies the output of the first adder by a second coefficient that is the reciprocal of the first coefficient, and a third coefficient circuit that multiplies the output of the second coefficient circuit by a third coefficient.
  • the first automatic tuning circuit changes the first coefficient to adjust the error and the control amount to a value where the phase difference is 90 degrees
  • the minor controller includes a second PI (proportional-integral) compensator that generates an operation amount according to the error between the detected value of the motor current and the current command value that is the output of the first PI compensator, and a second automatic tuning circuit that optimizes the parameters of the second PI compensator.
  • PI proportional-integral
  • the second PI compensator includes a second integrator that integrates the error, a fourth coefficient circuit that multiplies the output of the second integrator by a fourth coefficient, a second adder that adds the output of the fourth coefficient circuit and the error, a fifth coefficient circuit that multiplies the output of the second adder by a fifth coefficient that is the reciprocal of the fourth coefficient, and a sixth coefficient circuit that multiplies the output of the fifth coefficient circuit by a sixth coefficient.
  • the second automatic tuning circuit changes the fourth coefficient to adjust the error and the control amount to a value where the phase difference is 90 degrees.
  • the sixth coefficient is determined relatively to the third coefficient.
  • the third coefficient does not affect the phase characteristics. Therefore, in the major loop, the phase difference can be optimized by changing the first coefficient, making automatic adjustment easy. Similarly, the sixth coefficient does not affect the phase characteristics. Therefore, in the minor loop, the phase difference can be optimized by changing the fourth coefficient, making automatic adjustment easy.
  • the first and second coefficients are one parameter
  • the fourth and fifth coefficients are one parameter, so it is sufficient to adjust four parameters. Therefore, compared to a configuration that requires six parameters, adjustment is simpler and memory capacity can be reduced.
  • the first and fourth coefficients can be automatically adjusted using the zero-pole cancellation method, so in practice it can be simplified down to just two parameters, the third and sixth coefficients.
  • the bandwidth characteristic ratio of the minor loop can be made faster than the overall response characteristics, and the number of adjustment parameters can be reduced to one while ensuring the stability of the system.
  • a constant N (N is a real number greater than 1) may be configurable.
  • the sixth coefficient is determined to be N times the third coefficient.
  • a transfer function of a controlled object in which a current is input and a rotation speed is output, is expressed as 1/( ⁇ M ⁇ s+1) and a reference value of ⁇ M is ⁇ M0
  • the first coefficient is 1/ ⁇ M0 ⁇
  • the first automatic tuning circuit may change ⁇ with 1 as a reference.
  • a transfer function of a controlled object whose input is a voltage applied to a motor and whose output is a current
  • a transfer function of a controlled object is expressed as 1/( ⁇ C ⁇ s+1) and a reference value of ⁇ C is ⁇ C0
  • the fourth coefficient is 1/ ⁇ C0 ⁇
  • the second automatic tuning circuit may change ⁇ with 1 as a reference.
  • a state in which component A is connected to component B includes not only cases in which component A and component B are directly physically connected, but also cases in which component A and component B are indirectly connected via other components that do not substantially affect their electrical connection state or impair the function or effect achieved by their connection.
  • a state in which component C is provided between components A and B includes not only cases in which components A and C, or components B and C, are directly connected, but also cases in which they are indirectly connected via other components that do not substantially affect their electrical connection state or impair the function or effect achieved by their combination.
  • the controlled object is a first-order lag element, and a PI compensator is used as the controller.
  • the coefficients of the PI compensator are set so that the input/output characteristics of the system have the characteristics of a simple first-order low-pass filter.
  • One method for setting the coefficients is the zero-pole cancellation method.
  • Figure 1 is a block diagram of a typical PI compensator used in motor control. This compensator has three parameters. Specifically, there are the proportional gain Kp, the integral gain Ki, and the low-pass filter gain G.
  • FIG. 2 is a block diagram of a motor drive system 100 including a controller circuit 400 according to an embodiment.
  • the motor drive system 100 includes a motor 102, a controller circuit 400, and a drive circuit 300.
  • Motor 102 is, for example, a three-phase or single-phase DC brushless motor.
  • the controller circuit 400 feedback controls the electric signal (power, voltage, or current) supplied to the motor 102 so that the motor 102 rotates at a target rotation speed ⁇ ref .
  • the controller circuit 400 may be implemented as a combination of a microcontroller (processor) and a software program, or as hardware logic such as a Field Programmable Gate Array (FPGA), or as an Application Specific Integrated Circuit (ASIC).
  • processor microcontroller
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the drive circuit 300 supplies an electric signal corresponding to a manipulated variable u generated by the controller circuit 400 to the motor 102.
  • the manipulated variable u is a voltage command
  • the drive circuit 300 supplies a drive voltage V DRV based on the manipulated variable u to the motor 102.
  • the controller circuit 400 and the drive circuit 300 may be separate ICs (Integrated Circuits) or may be a single IC integrated on the same semiconductor substrate.
  • the configuration of the controller circuit 400 will be described.
  • the controller circuit 400 has a multiple loop system including a major controller 410 and a minor controller 430.
  • the major controller 410 controls a major loop (outer loop) with the rotation speed ⁇ of the motor 102 as a controlled variable.
  • the major controller 410 generates a manipulated variable (current command value) iref so that an error (speed error) eSPD between a detected value ⁇ fb of the rotation speed ⁇ of the motor 102, which is a controlled variable, and a command value ⁇ ref of the rotation speed approaches zero.
  • the current command value iref is supplied to the minor controller 430.
  • the minor controller 430 controls a minor loop (inner loop) in which the current i flowing through the motor 102 is used as a control variable.
  • the minor controller 430 generates a voltage command value Vref so that the error between the detection value iFB of the current i of the motor 102 and the current command value iref approaches zero.
  • the voltage command value Vref corresponds to the operation variable u supplied to the drive circuit 300.
  • the major controller 410 includes a first error detector 412, a first PI compensator 420, and a first automatic tuning circuit 414.
  • the first error detector 412 is a subtractor, and generates an error (speed error) e SPD between a detected value ⁇ fb of the rotation speed ⁇ of the motor 102 and a command value ⁇ ref of the rotation speed.
  • the first PI compensator 420 generates a current command value i ref so that the speed error e SPD approaches zero.
  • the first PI compensator 420 includes a first integrator 422, a first adder 424, a first coefficient circuit 426, a second coefficient circuit 428, and a third coefficient circuit 429.
  • the first integrator 422 integrates the speed error e SPD .
  • the first coefficient circuit 426 multiplies the output of the first integrator 422 by a first coefficient K1.
  • a first adder 424 adds the speed error e SPD to the output of a first coefficient circuit 426.
  • a second coefficient circuit 428 multiplies the output of the first adder 424 by a second coefficient K2.
  • the second coefficient K2 is the reciprocal of the first coefficient K1.
  • the third coefficient circuit 429 multiplies the output of the second coefficient circuit 428 by a third coefficient K3.
  • the output of the third coefficient circuit 429 becomes the current command value i ref .
  • the first automatic tuning circuit 414 changes the first coefficient K1 to adjust it to a value that makes the phase difference between the speed error e SPD and the rotation speed ⁇ , which is the controlled variable, 90 degrees.
  • the value of the second coefficient circuit 428 which is the inverse of the first coefficient K1, is also determined.
  • the minor controller 430 includes a second error detector 432, a second PI compensator 440, and a second automatic tuning circuit 434.
  • the second error detector 432 is a subtractor, and generates an error (current error) eC between the detection value i fb of the current i of the motor 102 and the current command value i ref .
  • the second PI compensator 440 generates a voltage command value V ref so that the current error eC approaches zero.
  • the second PI compensator 440 includes a second integrator 442, a third adder 444, a fourth coefficient circuit 446, a fifth coefficient circuit 448, and a sixth coefficient circuit 450.
  • the second integrator 442 integrates the current error e C.
  • the fourth coefficient circuit 446 multiplies the output of the second integrator 442 by a fourth coefficient K4.
  • a third adder 444 adds the output of the fourth coefficient circuit 446 and the current error eC .
  • a fifth coefficient circuit 448 multiplies the output of the third adder 444 by a fifth coefficient K5.
  • the fifth coefficient K5 is the reciprocal of the fourth coefficient K4.
  • the sixth coefficient circuit 450 multiplies the output of the fifth coefficient circuit 448 by a sixth coefficient K6.
  • the output of the sixth coefficient circuit 450 becomes the voltage command value Vref .
  • the sixth coefficient K6 is defined relatively to the third coefficient K3 used in the first PI compensator 420. Specifically, the value of the sixth coefficient K6 is set to N times the third coefficient K3. N is a real number greater than 1.
  • the sixth coefficient circuit 450 includes a coefficient circuit 452, a multiplier 454, and a constant circuit 456.
  • the coefficient circuit 462 multiplies the output of the fifth coefficient circuit 448 by the third coefficient K3.
  • the constant circuit 456 is a memory that stores a predetermined value N.
  • the multiplier 454 multiplies the output of the coefficient circuit 452 by the predetermined value N.
  • the second automatic tuning circuit 434 changes the fourth coefficient K4 to adjust it to a value that makes the phase difference between the current error eC and the controlled variable, the current i, 90 degrees.
  • the value of the fifth coefficient circuit 448 which is its inverse, is also determined.
  • the transfer function with the coil current i as input and the rotation speed ⁇ as output is given by: K T / ⁇ D ⁇ ( ⁇ M ⁇ s+1) ⁇ where KT is the torque constant and D is the viscous damping coefficient (viscous friction coefficient).
  • the first automatic tuning circuit 414 performs automatic tuning based on the zero-pole cancellation method. When the phase difference between the speed error e SPD and the rotation speed ⁇ , which is the controlled variable, becomes 90 degrees, the value of the first coefficient K1 becomes equal to ⁇ M.
  • the transfer function with the drive voltage VDRV as an input and the coil current i as an output is given by 1/ ⁇ R ⁇ ( ⁇ C ⁇ s+1) ⁇
  • the value of the fourth coefficient K4 becomes equal to ⁇ C .
  • K E is the back electromotive force constant.
  • FIG. 3 is a diagram explaining the automatic tuning of the first coefficient K1 of the first PI compensator 420 in FIG. 2.
  • (i) shows the gain characteristic of the part including the integrator 422, the first coefficient circuit 426, and the first adder 424.
  • the transfer function of this part is (K1/s+1), where K1/s is the integral term and 1 is the proportional term.
  • K1/s is the integral term
  • 1 is the proportional term.
  • the controlled object is a first-order lag element having a transfer characteristic of 1/( ⁇ M s + 1), and has the gain characteristic of a low-pass filter having a cutoff frequency fc according to the time constant ⁇ M.
  • the first coefficient K1 is optimized so that the frequency f at the intersection of the integral term K1/s and the proportional term 1 matches the cutoff frequency fc of the low-pass filter to be controlled.
  • the gain characteristic of the entire system including the controlled object and the first PI compensator 420 becomes integral characteristic (iii).
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the tuning of the third coefficient K3 of the first PI compensator 420 in FIG. 2.
  • the first coefficient circuit 426 and the second coefficient circuit 428 cancel each other out.
  • the fourth coefficient K4 and the fifth coefficient K5 are optimized by the zero-pole cancellation method in the same manner as the first coefficient K1 and the second coefficient K2 of the first PI compensator 420.
  • the third coefficient K3 of the first PI compensator 420 has already been determined.
  • the sixth coefficient K6 is N times the third coefficient K3.
  • the sixth coefficient K6 defines the cutoff frequency of the integral element of the minor loop.
  • the parameter N defines how much wider the band of the minor loop is to be than the band of the major loop.
  • the bandwidth characteristic ratio of the minor loop can be made greater than the characteristics of the overall response, and the number of adjustment parameters can be reduced to one while maintaining the stability of the system.
  • First Advantage Fig. 5 is a block diagram of a conventional PI compensator.
  • the integral gain Kp that gives a phase difference of 90 degrees changes. Therefore, if the integral gain Kp is once optimized so that the phase difference between input and output is 90 degrees, and then the proportional gain Ki is changed, the frequency characteristics of the entire system will deviate from those of the integrator, and it will be necessary to readjust the integral gain Kp. In other words, it is difficult to optimize two parameters simultaneously.
  • the second coefficient K2 and the third coefficient K3 do not affect the phase characteristics. Therefore, even if the second coefficient K2 and the third coefficient K3 are changed after optimizing the first coefficient K1 so that the phase difference between the input and output is 90 degrees, the integral characteristics of the entire system are maintained, so there is no need to readjust the first coefficient K1.
  • the first coefficient K1 and the second coefficient K2 are one parameter
  • the fourth coefficient K4 and the fifth coefficient K5 are one parameter. Therefore, the parameters that need to be adjusted are only four: K1, K3, K4, and K6. Therefore, compared to the conventional configuration that requires six parameters, adjustment is simpler and memory capacity can be reduced.
  • the first coefficient K1 and the fourth coefficient K4 can be automatically adjusted using the zero-pole cancellation method, so in practice, they can be simplified down to just two parameters, the third coefficient K3 and the sixth coefficient K6.
  • the control target of the first PI compensator 420 is a first-order lag element, and its transfer function is expressed as follows: 1/( ⁇ M +1) where ⁇ M is a time constant.
  • ⁇ M0 is determined for the time constant ⁇ M of the controlled object. This reference value ⁇ M0 may be determined as the average value of the time constants of several types of motors assumed to be controlled objects.
  • the first automatic tuning circuit 414 changes the correction coefficient ⁇ based on 1, and adjusts it to a value that makes the phase difference between input and output 90 degrees.
  • the control target of the second PI compensator 440 is a first-order lag element, and its transfer function is expressed as follows: 1/( ⁇ C +1) where ⁇ C is a time constant.
  • a reference value ⁇ C0 is determined for the time constant ⁇ C of the controlled object. This reference value ⁇ C0 may be determined as the average value of the time constants of several types of motors assumed to be controlled objects.
  • the second automatic tuning circuit 434 changes the correction coefficient ⁇ based on 1, and adjusts it to a value that makes the phase difference between input and output 90 degrees.
  • a motor controller circuit comprising: a major controller that controls the rotation speed of the motor; a minor controller that controls the current flowing through the motor; Equipped with The major controller, a first PI (proportional-integral) compensator that generates an operation amount corresponding to an error between a detection value of a control amount of the motor and a command value of the control amount; a first auto-tuning circuit for optimizing parameters of the first PI compensator; Equipped with The first PI compensator is a first integrator for integrating the error; a first coefficient circuit that multiplies an output of the first integrator by a first coefficient; a first adder for adding an output of the first coefficient circuit and the error; a second coefficient circuit that multiplies the output of the first adder by a second coefficient that is the reciprocal of the first coefficient; a third coefficient circuit that multiplies an output of the second coefficient circuit by a third coefficient; Including, the first automatic tuning circuit changes the first coefficient to adjust it to a value such that a phase difference between
  • (Item 2) 2. The controller circuit according to item 1, wherein a transfer function of a controlled object having the current as an input and the rotational speed as an output is expressed as 1/( ⁇ M ⁇ s+1), and when a reference value of ⁇ M is ⁇ M0 , the first coefficient is 1/ ⁇ M0 ⁇ , and the first automatic tuning circuit changes ⁇ with 1 as a reference.
  • This disclosure relates to a motor controller circuit.
  • Motor drive system 102 Motor 300 Drive circuit 400 Controller circuit 410 Major controller 412 First error detector 414 First automatic tuning circuit 420 First PI compensator 422 First integrator 424 First adder 426 First coefficient circuit 428 Second coefficient circuit 429 Third coefficient circuit 430 Minor controller 432 Second error detector 434 Second automatic tuning circuit 440 Second PI compensator 442 First integrator 444 Second adder 446 Fourth coefficient circuit 448 Fifth coefficient circuit 450 Sixth coefficient circuit

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Abstract

メジャーコントローラ４１０は、モータ１０２の回転数ωを制御量とするメジャーループを制御する。マイナーコントローラ４３０は、モータ１０２に流れる電流ｉを制御量とするマイナーループを制御する。マイナーコントローラ４３０の帯域を規定する第６係数Ｋ６は、メジャーコントローラ４１０のの帯域を規定する第３係数Ｋ３を基準として相対的に決定される。

Description

モータのコントローラ回路
　本開示は、モータのコントローラ回路に関する。
　モータの制御に、ＰＩ（比例・積分）補償器を利用したフィードバック制御が広く採用される。補償器の係数の設定方法はさまざまなものが考案されているが、その中に零極相殺法と呼ばれるものがある。零極相殺法で設計された制御システムは、入出力間の伝達特性Ｈ（ｓ）は、一次ステップ応答と等価となり、次式で表される。
　Ｈ（ｓ）＝１／（１＋ｓτ）
　モータの制御方式に、多重ループ系が利用される場合がある。多重ループ系は、メジャーループ（アウターループともいう）とマイナーループ（インナーループともいう）を含む。たとえばメジャーループでは、モータの回転数が目標値に一致するように、電流指令値を発生するフィードバック制御（周波数制御）を行い、マイナーループでは、モータのコイル電流が電流指令値に近づくように、コイルに印加する電圧指令値をフィードバック制御（電流制御）する。
特開平２－１３１３８２号公報
図１は、モータの制御で使用される一般的なＰＩ補償器のブロック図である。 図２は、実施形態に係るコントローラ回路を備えるモータ駆動システムのブロック図である。 図３は、図２の第１ＰＩ補償器の第１係数Ｋ１の自動チューニングを説明する図である。 図４は、図２の第１ＰＩ補償器の第３係数Ｋ３のチューニングを説明する図である。 図５は、従来のＰＩ補償器のブロック図である。 図６は、第１ＰＩ補償器の構成例を示すブロック図である。 図７は、第２ＰＩ補償器の構成例を示すブロック図である。
（実施形態の概要）
　本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。
　本開示のある態様は、モータのコントローラ回路に関する。コントローラ回路は、モータの回転数を制御量とするメジャーコントローラと、モータに流れる電流を制御量とするマイナーコントローラと、を備える。メジャーコントローラは、モータの制御量の検出値と、制御量の指令値の誤差に応じた操作量を生成する第１ＰＩ（比例・積分）補償器と、第１ＰＩ補償器のパラメータを最適化する第１自動チューニング回路と、を備える。第１ＰＩ補償器は、誤差を積分する第１積分器と、第１積分器の出力を第１係数倍する第１係数回路と、第１係数回路の出力と誤差を加算する第１加算器と、第１加算器の出力を第１係数の逆数である第２係数倍する第２係数回路と、第２係数回路の出力を第３係数倍する第３係数回路と、を含む。第１自動チューニング回路は、第１係数を変化させて、誤差と制御量の位相差が９０度となる値に調節し、マイナーコントローラは、モータの電流の検出値と、第１ＰＩ補償器の出力である電流指令値の誤差に応じた操作量を生成する第２ＰＩ（比例・積分）補償器と、第２ＰＩ補償器のパラメータを最適化する第２自動チューニング回路と、を備える。第２ＰＩ補償器は、誤差を積分する第２積分器と、第２積分器の出力を第４係数倍する第４係数回路と、第４係数回路の出力と誤差を加算する第２加算器と、第２加算器の出力を第４係数の逆数である第５係数倍する第５係数回路と、第５係数回路の出力を第６係数倍する第６係数回路と、を含む。第２自動チューニング回路は、第４係数を変化させて、誤差と制御量の位相差が９０度となる値に調節する。第６係数は、第３係数を基準として相対的に決定される。
　この構成では、第３係数は、位相特性に影響を与えない。そのため、メジャーループにおいて、第１係数を変化させて、位相差を最適化することができ、自動調整が容易となる。同様に、第６係数は、位相特性に影響を与えない。そのため、マイナーループにおいて、第４係数を変化させて、位相差を最適化することができ、自動調整が容易となる。
　また、この構成では、第１係数と第２係数はひとつのパラメータであり、第４係数と第５係数はひとつのパラメータであるから、４個のパラメータを調節すればよい。したがって６個のパラメータを必要とする構成に比べて、調節が簡単であり、またメモリの容量も減らすことができる。
　また、４個のパラメータのうち、第１係数および第４係数は、零極相殺法によって自動調節できるから、実際には、第３係数と第６係数の２つのパラメータにまで簡略化できる。
　そして、第６係数を第３係数を基準として相対的に定めることで、マイナーループの帯域特性比を、全体の応答の特性よりも速くすることができ、系の安定性を確保しつつ、調節パラメータの個数を１個に減らすことができる。
　一実施形態において、定数Ｎ（Ｎは１より大きい実数）が設定可能であってもよい。第６係数は、第３係数のＮ倍に決定される。
　一実施形態において、電流を入力、回転数を出力とする制御対象の伝達関数が、１／（τＭ・ｓ＋１）で表され、τＭの基準値をτＭ０とするとき、第１係数は、１／τＭ０×αであり、第１自動チューニング回路は、αを１を基準として変化させてもよい。
　一実施形態において、モータに印加される電圧を入力、電流を出力とする制御対象の伝達関数が、１／（τＣ・ｓ＋１）で表され、τＣの基準値をτＣ０とするとき、第４係数は、１／τＣ０×βであり、第２自動チューニング回路は、βを１を基準として変化させてもよい。
（実施形態）
　以下、好適な実施形態について図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
　本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　一般には、制御対象は１次遅れ要素とされ、制御器としてＰＩ補償器が用いられる。そして、系の入出力特性が単純な１次ローパスフィルタの特性になるように、ＰＩ補償器の係数が設定される。係数の設定手法としては、零極相殺法などがある。
　図１は、モータの制御で使用される一般的なＰＩ補償器のブロック図である。この補償器には、３個のパラメータが存在する。具体的には、比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉ、ローパスフィルタのゲインＧの３個のである。
　このＰＩ補償器を、１つのメジャーループと１つのマイナーループを有する多重ループ系に適用すると、６個のパラメータが存在することとなる。したがって６個のパラメータを保存するメモリが必要である。また、それらをすべて独立して調整する必要があるため、調節が煩雑となるという問題がある。
　図２は、実施形態に係るコントローラ回路４００を備えるモータ駆動システム１００のブロック図である。モータ駆動システム１００は、モータ１０２、コントローラ回路４００および駆動回路３００を備える。
　モータ１０２は、たとえば、三相あるいは単相のＤＣブラシレスモータである。
　コントローラ回路４００は、モータ１０２が目標とする回転数ωｒｅｆで回転するように、モータ１０２に供給する電気信号（電力、電圧あるいは電流）をフィードバック制御する。
　コントローラ回路４００は、マイクロコントローラ（プロセッサ）と、ソフトウェアプログラムの組み合わせで実装してもよいし、ＦＧＰＡ（Field Programmable Gate Array）などのハードウェアロジックで実装してもよいし、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）として実装してもよい。
　駆動回路３００は、コントローラ回路４００が発生する操作量ｕに応じた電気信号を、モータ１０２に供給する。本実施形態において、操作量ｕは電圧指令であり、駆動回路３００は、操作量ｕにもとづく駆動電圧ＶＤＲＶをモータ１０２に供給する。
　コントローラ回路４００と駆動回路３００は、別々のＩＣ（Integrated Circuit）であってもよいし、同じ半導体基板に集積されたひとつのＩＣであってもよい。
　コントローラ回路４００の構成を説明する。コントローラ回路４００は、メジャーコントローラ４１０およびマイナーコントローラ４３０を含む多重ループ系をもつ。
　メジャーコントローラ４１０は、モータ１０２の回転数ωを制御量とするメジャーループ（アウターループ）を制御する。メジャーコントローラ４１０は、制御量であるモータ１０２の回転数ωの検出値ωｆｂと、回転数の指令値ωｒｅｆの誤差（速度誤差）ｅＳＰＤがゼロに近づくように、操作量（電流指令値）ｉｒｅｆを生成する。電流指令値ｉｒｅｆは、マイナーコントローラ４３０に供給される。
　マイナーコントローラ４３０は、モータ１０２に流れる電流ｉを制御量とするマイナーループ（インナーループ）を制御する。マイナーコントローラ４３０は、モータ１０２の電流ｉの検出値ｉＦＢと電流指令値ｉｒｅｆの誤差がゼロに近づくように、電圧指令値Ｖｒｅｆを生成する。電圧指令値Ｖｒｅｆが、駆動回路３００に供給される操作量ｕに対応する。
　メジャーコントローラ４１０は、第１誤差検出器４１２、第１ＰＩ補償器４２０、第１自動チューニング回路４１４を含む。第１誤差検出器４１２は減算器であり、モータ１０２の回転数ωの検出値ωｆｂと、回転数の指令値ωｒｅｆの誤差（速度誤差）ｅＳＰＤを生成する。第１ＰＩ補償器４２０は、速度誤差ｅＳＰＤがゼロに近づくように電流指令値ｉｒｅｆを生成する。第１ＰＩ補償器４２０は、第１積分器４２２、第１加算器４２４、第１係数回路４２６、第２係数回路４２８、第３係数回路４２９を含む。
　第１積分器４２２は、速度誤差ｅＳＰＤを積分する。第１係数回路４２６は、第１積分器４２２の出力を第１係数Ｋ１倍する。
　第１加算器４２４は、第１係数回路４２６の出力と速度誤差ｅＳＰＤを加算する。第２係数回路４２８は、第１加算器４２４の出力を第２係数Ｋ２倍する。第２係数Ｋ２は、第１係数Ｋ１の逆数である。
　第３係数回路４２９は、第２係数回路４２８の出力を第３係数Ｋ３倍する。第３係数回路４２９の出力が、電流指令値ｉｒｅｆとなる。
　第１自動チューニング回路４１４は、第１係数Ｋ１を変化させて、速度誤差ｅＳＰＤと制御量である回転数ωの位相差が９０度となる値に調節する。第１係数Ｋ１が調節されると、その逆数である第２係数回路４２８の値も決まる。
　マイナーコントローラ４３０は、第２誤差検出器４３２、第２ＰＩ補償器４４０、第２自動チューニング回路４３４を含む。第２誤差検出器４３２は減算器であり、モータ１０２の電流ｉの検出値ｉｆｂと、電流指令値ｉｒｅｆの誤差（電流誤差）ｅＣを生成する。第２ＰＩ補償器４４０は、電流誤差ｅＣがゼロに近づくように電圧指令値Ｖｒｅｆを生成する。第２ＰＩ補償器４４０は、第２積分器４４２、第３加算器４４４、第４係数回路４４６、第５係数回路４４８、第６係数回路４５０を含む。
　第２積分器４４２は、電流誤差ｅＣを積分する。第４係数回路４４６は、第２積分器４４２の出力を第４係数Ｋ４倍する。
　第３加算器４４４は、第４係数回路４４６の出力と電流誤差ｅＣを加算する。第５係数回路４４８は、第３加算器４４４の出力を第５係数Ｋ５倍する。第５係数Ｋ５は、第４係数Ｋ４の逆数である。
　第６係数回路４５０は、第５係数回路４４８の出力を第６係数Ｋ６倍する。第６係数回路４５０の出力が、電圧指令値Ｖｒｅｆとなる。第６係数Ｋ６は、第１ＰＩ補償器４２０に用いた第３係数Ｋ３を基準として相対的に規定される。具体的には、第６係数Ｋ６の値は、第３係数Ｋ３のＮ倍とされる。Ｎは１より大きい実数である。
　第６係数回路４５０は、係数回路４５２、乗算器４５４、定数回路４５６を含む。係数回路４６２は、第５係数回路４４８の出力を第３係数Ｋ３倍する。定数回路４５６は、所定値Ｎを記憶するメモリである。乗算器４５４は、係数回路４５２の出力と所定値Ｎを乗算する。
　第２自動チューニング回路４３４は、第４係数Ｋ４を変化させて、電流誤差ｅＣと制御量である電流ｉの位相差が９０度となる値に調節する。第４係数Ｋ４が調節されると、その逆数である第５係数回路４４８の値も決まる。
　第１自動チューニング回路４１４によるチューニングを説明する。
　モータ１０２において、コイル電流ｉを入力とし、回転数ωを出力とする伝達関数は、
　ＫＴ／｛Ｄ・（τＭ・ｓ＋１）｝
で表される。ＫＴはトルク定数、Ｄは粘性制動係数（粘性摩擦係数）である。第１自動チューニング回路４１４は、零極相殺法にもとづいて、自動チューニングを行う。速度誤差ｅＳＰＤと制御量である回転数ωの位相差が９０度となったとき、第１係数Ｋ１の値は、τＭと等しくなる。
　第２自動チューニング回路４３４によるチューニングも同様である。すなわち、モータ１０２において、駆動電圧ＶＤＲＶを入力とし、コイル電流ｉを出力とする伝達関数は、
　１／｛Ｒ・（τＣ・ｓ＋１）｝
で表される。第２自動チューニング回路４３４による自動チューニングによって、電流誤差ｅＣと制御量である電流ｉの位相差が９０度となったとき、第４係数Ｋ４の値は、τＣと等しくなる。図２においてＫＥは逆起電力定数である。
　以上がコントローラ回路４００の構成である。
　続いてメジャーコントローラ４１０の第１ＰＩ補償器４２０のチューニングを説明する。
　図３は、図２の第１ＰＩ補償器４２０の第１係数Ｋ１の自動チューニングを説明する図である。図３において、（i）は、積分器４２２、第１係数回路４２６、第１加算器４２４を含む部分のゲイン特性を示す。この部分の伝達関数は、（Ｋ１／ｓ＋１）であり、Ｋ１／ｓが積分項、１が比例項である。第１係数Ｋ１を変化させると、積分項Ｋ１／ｓが上下に変化する。つまり、比例項であるゲイン０ｄＢとの交点となる周波数ｆが変化する。
　図３において（ii）は、制御対象（Ｐｌａｎｔ）のゲイン特性を示す。制御対象は、１／（τＭ・ｓ＋１）の伝達特性を有する一次遅れ要素であり、時定数τＭに応じたカットオフ周波数ｆｃを有するローパスフィルタのゲイン特性を有している。
　零極相殺法を用いた第１自動チューニング回路４１４によるチューニングによって、積分項Ｋ１／ｓと比例項１の交点となる周波数ｆが、制御対象であるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃと一致するように、第１係数Ｋ１が最適化される。
　第１係数Ｋ１が最適化されると、制御対象および第１ＰＩ補償器４２０を含む系全体のゲイン特性は、積分特性（iii）となる。
　図４は、図２の第１ＰＩ補償器４２０の第３係数Ｋ３のチューニングを説明する図である。第１係数回路４２６と第２係数回路４２８が打ち消しあう。第３係数Ｋ３を変化させると、系全体のゲイン特性は、積分特性を維持したまま、上下に移動する。これにより、系全体のゲイン特性のカットオフ周波数ｆＴＯＴＡＬ（＝１／τＳＰＤ）変化させることができる。
　続いてマイナーコントローラ４３０の第２ＰＩ補償器４４０のチューニングを説明する。第４係数Ｋ４および第５係数Ｋ５については、第１ＰＩ補償器４２０の第１係数Ｋ１および第２係数Ｋ２と同様にして、零極相殺法によって最適化される。
　また、第１ＰＩ補償器４２０の第３係数Ｋ３がすでに決まっている。第６係数Ｋ６は、第３係数Ｋ３のＮ倍である。第３係数Ｋ３は、図４に示したように、メジャーループの積分要素のカットオフ周波数ｆ（＝１／τＳＰＤ）を規定している。同様に、第６係数Ｋ６は、マイナーループの積分要素のカットオフ周波数を規定している。つまり、パラメータＮは、マイナーループの帯域を、メジャーループの帯域に対して、どれだけ広くとるかを規定している。
　そして、Ｎを１より大きい値とすることで、マイナーループの帯域特性比を、全体の応答の特性よりも大きくすることができ、系の安定性を確保しつつ、調節パラメータの個数を１個に減らすことができる。
　続いてコントローラ回路４００の利点を説明する。
・第１の利点
　図５は、従来のＰＩ補償器のブロック図である。この構成では、比例ゲインＫｉを変更すると、９０度の位相差を与える積分ゲインＫｐが変化する。したがって、一旦、積分ゲインＫｐを、入出力の位相差が９０度となるように最適化した後に、比例ゲインＫｉを変更すると、系全体の周波数特性は積分器のそれからずれてしまうため、再度、積分ゲインＫｐを調整し直す必要がある。つまり、２つのパラメータを同時に最適化することが難しい。
　これに対して、図２の第１ＰＩ補償器４２０の構成では、第２係数Ｋ２および第３係数Ｋ３は位相特性に影響を与えない。そのため、第１係数Ｋ１を入出力の位相差が９０度となるように最適化した後に、第２係数Ｋ２および第３係数Ｋ３を変化させても、系全体の積分特性は維持されるため、第１係数Ｋ１を再調整する必要は無い。
　第２ＰＩ補償器４４０についても同様であり、第６係数Ｋ６を変化させても系全体の積分特性は維持されるため、第４係数Ｋ４を再調整する必要は無い。
　この構成では、第１係数Ｋ１と第２係数Ｋ２はひとつのパラメータであり、第４係数Ｋ４と第５係数Ｋ５はひとつのパラメータである。したがって、調節が必要なパラメータは、Ｋ１，Ｋ３，Ｋ４，Ｋ６の４個でよい。したがって６個のパラメータを必要とする従来の構成に比べて、調節が簡単であり、またメモリの容量も減らすことができる。
　さらに４個のパラメータＫ１，Ｋ３，Ｋ４，Ｋ６のうち、第１係数Ｋ１および第４係数Ｋ４は、零極相殺法によって自動調節できるから、実際には、第３係数Ｋ３と第６係数Ｋ６の２つのパラメータにまで簡略化できる。
　図６は、一実施例に係る第１ＰＩ補償器４２０のブロック図である。第１ＰＩ補償器４２０の制御対象は一次遅れ要素であり、その伝達関数は、
　１／（τＭ＋１）
と表される。τＭは、時定数である。
　図６の第１ＰＩ補償器４２０では、第１係数Ｋ１が１／τＭと等しい時に、入出力間の位相差が９０度となる。ここで制御対象の時定数τＭに対して基準値τＭ０を定めることとする。この基準値τＭ０は、制御対象として想定されるいくつかの種類のモータの時定数の平均値として定めてもよい。
　第１ＰＩ補償器４２０の第１係数回路４２６の第１係数Ｋ１は、
　Ｋ１＝１／τＭ０×α
で表される。つまり、第１係数Ｋ１は、時定数τＭの基準値τＭ０に、補正用の係数αを乗算した値である。第１自動チューニング回路４１４は、補正用の係数αを、１を基準として変化させ、入出力の位相差が９０度となる値に調節する。
　図７は、第２ＰＩ補償器４４０の構成例を示すブロック図である。第２ＰＩ補償器４４０の制御対象は一次遅れ要素であり、その伝達関数は、
　１／（τＣ＋１）
と表される。τＣは、時定数である。
　図７の第２ＰＩ補償器４４０では、第３係数Ｋ３が１／τＣと等しい時に、入出力間の位相差が９０度となる。ここで制御対象の時定数τＣに対して基準値τＣ０を定めることとする。この基準値τＣ０は、制御対象として想定されるいくつかの種類のモータの時定数の平均値として定めてもよい。
　第２ＰＩ補償器４４０の第４係数回路４４６の第４係数Ｋ４は、
　Ｋ４＝１／τＣ０×β
で表される。つまり、第４係数Ｋ４は、時定数τＣの基準値τＣ０に、補正用の係数βを乗算した値である。第２自動チューニング回路４３４は、補正用の係数βを、１を基準として変化させ、入出力の位相差が９０度となる値に調節する。
　実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにさまざまな変形例が存在すること、またそうした変形例も本開示または本発明の範囲に含まれることは当業者に理解されるところである。
（付記）
　本明細書に開示される技術は、一側面において以下のように把握することができる。
（項目１）
　モータのコントローラ回路であって、
　前記モータの回転数を制御量とするメジャーコントローラと、
　前記モータに流れる電流を制御量とするマイナーコントローラと、
　を備え、
　前記メジャーコントローラは、
　前記モータの制御量の検出値と、前記制御量の指令値の誤差に応じた操作量を生成する第１ＰＩ（比例・積分）補償器と、
　前記第１ＰＩ補償器のパラメータを最適化する第１自動チューニング回路と、
　を備え、
　前記第１ＰＩ補償器は、
　前記誤差を積分する第１積分器と、
　前記第１積分器の出力を第１係数倍する第１係数回路と、
　前記第１係数回路の出力と前記誤差を加算する第１加算器と、
　前記第１加算器の出力を前記第１係数の逆数である第２係数倍する第２係数回路と、
　前記第２係数回路の出力を第３係数倍する第３係数回路と、
　を含み、
　前記第１自動チューニング回路は、前記第１係数を変化させて、前記誤差と前記制御量の位相差が９０度となる値に調節し、
　前記マイナーコントローラは、
　前記モータの電流の検出値と、前記第１ＰＩ補償器の出力である電流指令値の誤差に応じた操作量を生成する第２ＰＩ（比例・積分）補償器と、
　前記第２ＰＩ補償器のパラメータを最適化する第２自動チューニング回路と、
　を備え、
　前記第２ＰＩ補償器は、
　前記誤差を積分する第２積分器と、
　前記第２積分器の出力を第４係数倍する第４係数回路と、
　前記第４係数回路の出力と前記誤差を加算する第２加算器と、
　前記第２加算器の出力を前記第４係数の逆数である第５係数倍する第５係数回路と、
　前記第５係数回路の出力を第６係数倍する第６係数回路と、
　を含み、
　前記第２自動チューニング回路は、前記第４係数を変化させて、前記誤差と前記制御量の位相差が９０度となる値に調節し、
　前記第６係数は、前記第３係数のＮ倍（Ｎは１より大きい実数）である、コントローラ回路。
（項目２）
　前記電流を入力、前記回転数を出力とする制御対象の伝達関数が、１／（τＭ・ｓ＋１）で表され、τＭの基準値をτＭ０とするとき、前記第１係数は、１／τＭ０×αであり、前記第１自動チューニング回路は、αを１を基準として変化させる、項目１に記載のコントローラ回路。
（項目３）
　前記モータに印加される電圧を入力、前記電流を出力とする制御対象の伝達関数が、１／（τＣ・ｓ＋１）で表され、τＣの基準値をτＣ０とするとき、前記第４係数は、１／τＣ０×βであり、前記第２自動チューニング回路は、βを１を基準として変化させる、項目１または２に記載のコントローラ回路。
　本開示は、モータのコントローラ回路に関する。
　１００　モータ駆動システム
　１０２　モータ
　３００　駆動回路
　４００　コントローラ回路
　４１０　メジャーコントローラ
　４１２　第１誤差検出器
　４１４　第１自動チューニング回路
　４２０　第１ＰＩ補償器
　４２２　第１積分器
　４２４　第１加算器
　４２６　第１係数回路
　４２８　第２係数回路
　４２９　第３係数回路
　４３０　マイナーコントローラ
　４３２　第２誤差検出器
　４３４　第２自動チューニング回路
　４４０　第２ＰＩ補償器
　４４２　第１積分器
　４４４　第２加算器
　４４６　第４係数回路
　４４８　第５係数回路
　４５０　第６係数回路

Claims (4)

  1. 　モータのコントローラ回路であって、
    　前記モータの回転数を制御量とするメジャーコントローラと、
    　内側に設けられ、前記モータに流れる電流を制御量とするマイナーコントローラと、
    　を備え、
    　前記メジャーコントローラは、
    　前記モータの制御量の検出値と、前記制御量の指令値の誤差に応じた操作量を生成する第１ＰＩ（比例・積分）補償器と、
    　前記第１ＰＩ補償器のパラメータを最適化する第１自動チューニング回路と、
    　を備え、
    　前記第１ＰＩ補償器は、
    　前記誤差を積分する第１積分器と、
    　前記第１積分器の出力を第１係数倍する第１係数回路と、
    　前記第１係数回路の出力と前記誤差を加算する第１加算器と、
    　前記第１加算器の出力を前記第１係数の逆数である第２係数倍する第２係数回路と、
    　前記第２係数回路の出力を第３係数倍する第３係数回路と、
    　を含み、
    　前記第１自動チューニング回路は、前記第１係数を変化させて、前記誤差と前記制御量の位相差が９０度となる値に調節し、
    　前記マイナーコントローラは、
    　前記モータの電流の検出値と、前記第１ＰＩ補償器の出力である電流指令値の誤差に応じた操作量を生成する第２ＰＩ（比例・積分）補償器と、
    　前記第２ＰＩ補償器のパラメータを最適化する第２自動チューニング回路と、
    　を備え、
    　前記第２ＰＩ補償器は、
    　前記誤差を積分する第２積分器と、
    　前記第２積分器の出力を第４係数倍する第４係数回路と、
    　前記第４係数回路の出力と前記誤差を加算する第２加算器と、
    　前記第２加算器の出力を前記第４係数の逆数である第５係数倍する第５係数回路と、
    　前記第５係数回路の出力を第６係数倍する第６係数回路と、
    　を含み、
    　前記第２自動チューニング回路は、前記第４係数を変化させて、前記誤差と前記制御量の位相差が９０度となる値に調節し、
    　前記第６係数は、前記第３係数を基準として相対的に決定される、コントローラ回路。
  2. 　定数Ｎ（Ｎは１より大きい実数）が設定可能であり、前記第６係数は、前記第３係数のＮ倍である、請求項１に記載のコントローラ回路。
  3. 　前記電流を入力、前記回転数を出力とする制御対象の伝達関数が、１／（τＭ・ｓ＋１）で表され、τＭの基準値をτＭ０とするとき、前記第１係数は、１／τＭ０×αであり、前記第１自動チューニング回路は、αを１を基準として変化させる、請求項１または２に記載のコントローラ回路。
  4. 　前記モータに印加される電圧を入力、前記電流を出力とする制御対象の伝達関数が、１／（τＣ・ｓ＋１）で表され、τＣの基準値をτＣ０とするとき、前記第４係数は、１／τＣ０×βであり、前記第２自動チューニング回路は、βを１を基準として変化させる、請求項１または２に記載のコントローラ回路。
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