WO2024101080A1 - モータ制御装置、および、電気車 - Google Patents

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frequency
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carrier frequency
motor
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峻 谷口
健太郎 松尾
崇文 原
俊幸 安島
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日立Astemo株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that suppresses electromagnetic noise and harmonics generated by a motor drive inverter, and an electric vehicle equipped with the motor control device.
  • the PWM waveform generating device of Patent Document 1 is known as a conventional technique for suppressing electromagnetic noise and harmonics generated by inverters for driving motors by dispersing the carrier frequency.
  • the abstract of Patent Document 1 states that the objective is to "provide a PWM waveform generating device that can suppress particularly harsh carrier sounds (applicant's note: according to paragraph 0009 of the same document, synonymous with "electromagnetic noise") in a PWM-controlled inverter device mounted on an air conditioner without excessively increasing the carrier frequency, thereby equivalently reducing the noise level of the air conditioner.”
  • claim 5 of the same document states, "The PWM waveform generating device according to claim 2, characterized in that the second carrier frequency switching means comprises a random order setting means for randomly setting the selection order of the multiple carrier frequencies of the carrier frequency setting means, and a fifth carrier frequency switching means for selecting and switching a carrier frequency at an appropriate timing from among the multiple carrier frequencies of the carrier frequency setting means in accordance with the random selection order set by the random order setting means.”
  • Patent Document 1 proposes a PWM waveform generation method that disperses harmonic components and reduces electromagnetic noise by sequentially selecting one of multiple carrier frequency candidates according to a selection frequency that is weighted in a random order at random timing.
  • Patent Document 1 makes no mention whatsoever of the technical idea of suppressing the amount of heat generated by the switching elements by controlling the magnitude of the average value f ave . Therefore, as a result of the carrier frequency dispersion in Patent Document 1, it is conceivable that inappropriate motor control will result from the viewpoint of suppressing the amount of heat generated by the switching elements, and in such a case, it is not possible to eliminate the possibility that excessive heat generated by the switching elements will cause a breakdown of the inverter.
  • a method of uniformly reducing the frequency of each carrier frequency candidate can be considered as a method of suppressing the heat generation amount of the switching element.
  • the present invention aims to provide a motor control device that randomly selects multiple carrier frequency candidates to distribute harmonic components, and that can suppress electromagnetic noise by widening the distribution of harmonic components while suppressing the amount of heat generated by the inverter switching elements.
  • a motor control device that controls an inverter that supplies AC power to an AC motor, comprising: a carrier frequency generation unit that selects each of a plurality of carrier frequency candidates at a predetermined ratio based on a random number and outputs the selected carrier frequency as the carrier frequency; a carrier wave generation unit that generates a carrier wave based on the selected carrier frequency; and a PWM controller that outputs a PWM signal based on the carrier wave to the inverter, the predetermined ratio being determined based on the frequencies of the plurality of carrier frequency candidates and a predetermined maximum average switching frequency.
  • the motor control device of the present invention can suppress the amount of heat generated by the inverter's switching elements while widening the distribution of harmonic components to suppress electromagnetic noise.
  • FIG. 1 is a graph illustrating restrictions on carrier frequencies.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing an overall configuration of a motor drive system according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a functional block diagram illustrating a configuration of a carrier frequency generating unit according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a drive system of an electric vehicle according to a second embodiment.
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the overall configuration of the motor drive system 100 of this embodiment.
  • the motor drive system 100 includes a motor control device 1, a motor 2, an inverter 3, a DC power supply 4, a DC voltage detector 5, a phase current detector 6, and a magnetic pole position detector 7.
  • the components of the motor drive system 100 other than the motor control device 1 will be outlined one by one, and then the motor control device 1 will be described in detail.
  • Motor 2 is a permanent magnet synchronous motor (PMSM) driven by AC power.
  • PMSM permanent magnet synchronous motor
  • the effects of the present invention described below can also be obtained when using an AC machine such as a synchronous reluctance motor, a permanent magnet synchronous generator, a wound-type synchronous machine, an induction motor, or an induction generator instead of a permanent magnet synchronous motor.
  • the inverter 3 is a power conversion device that converts DC power into AC power in accordance with a gate signal (PWM signal) from the motor control device 1 and supplies the AC power to the motor 2.
  • the inverter 3 uses a plurality of semiconductor switching elements (IGBTs, MOSFETs, etc.) to convert DC power into AC power, and during this process, the temperature of each semiconductor switching element rises.
  • each semiconductor switching element is provided with a temperature sensor, and the element temperature detected by each temperature sensor is also input to the motor control device 1.
  • the DC power supply 4 is a power supply that supplies DC power to the inverter 3.
  • This DC power supply 4 may be a battery, or a power supply that outputs DC power that has been rectified and smoothed from commercial AC power.
  • the DC voltage detector 5 is a sensor that detects the output voltage of the DC power supply 4 and outputs it to the motor control device 1 as DC voltage information Vdc.
  • the phase current detector 6 is a sensor that consists of a Hall CT (Current Transformer) and detects the three-phase currents Iu, Iv, and Iw (U, V, and W) supplied from the inverter 3 to the motor 2, and outputs the current waveforms Iuc, Ivc, and Iwc to the motor control device 1.
  • Hall CT Current Transformer
  • the magnetic pole position detector 7 is a sensor that consists of a resolver or the like, detects the magnetic pole position of the motor 2, and outputs magnetic pole position information ⁇ to the motor control device 1.
  • the motor control device 1 of this embodiment includes a frequency calculation unit 11, a coordinate conversion unit 12, a current control unit 13, a coordinate conversion unit 14, a carrier frequency generation unit 15, a carrier wave generation unit 16, and a PWM controller 17.
  • the motor control device 1 is a computer including a calculation unit such as a CPU, a storage device such as a semiconductor memory, and hardware such as a communication device.
  • the calculation unit executes a desired program to realize each of the above-mentioned functional units, but the following description will omit such well-known techniques as appropriate.
  • the frequency calculation unit 11 calculates and outputs the speed information ⁇ 1 from the magnetic pole position information ⁇ detected by the magnetic pole position detector 7. Note that, for example, a differential calculation can be used for this calculation.
  • the coordinate conversion unit 12 converts the current waveforms Iuc, Ivc, and Iwc detected by the phase current detector 6 into coordinates using the magnetic pole position information ⁇ detected by the magnetic pole position detector 7, and outputs the d- and q-axis current detection values Idc and Iqc.
  • the current control unit 13 calculates and outputs appropriate dq-axis voltage command values Vd*, Vq* so that the dq-axis current command values Id * , Iq * input from a higher-level device or the like match the dq-axis current detection values Idc , Iqc input from the coordinate conversion unit 12.
  • the coordinate conversion unit 14 performs coordinate conversion on the dq-axis voltage command values Vd * , Vq * input from the current control unit 13 using the magnetic pole position information ⁇ detected by the magnetic pole position detector 7, and outputs three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * .
  • the carrier frequency generator 15 outputs a carrier frequency fc that is effective in suppressing heat and electromagnetic noise generated by the inverter 3. Details of the carrier frequency fc generated here will be described later.
  • the carrier wave generating unit 16 generates a carrier wave such as a triangular wave or a sawtooth wave based on the carrier frequency fc output by the carrier frequency generating unit 15.
  • the PWM controller 17 calculates a duty signal from the three-phase voltage command values Vu * , Vv * , Vw * and the DC voltage information Vdc, compares it with a carrier wave, and outputs a gate signal (PWM signal) for each phase.
  • the switching elements of the inverter 3 are PWM-controlled in response to this gate signal (PWM signal), so that the motor 2 is controlled to rotate at a desired rotation speed in response to a command from a higher-level device or the like.
  • FIG. 3 shows an example of a functional block of the carrier frequency generation unit 15 in this embodiment.
  • the carrier frequency generation unit 15 includes a first random number generation unit 15a, a call period determination unit 15b, a maximum average switching frequency determination unit 15c, a selection ratio determination unit 15d, and a carrier frequency determination unit 15e. Each unit will be explained in turn below.
  • the first random number generation unit 15a generates a random number RN1 , which is a natural number.
  • This random number RN1 is, for example, any natural number from 1 to 8, and may be a pseudo-random number generated by using a map reference or a linear congruential algorithm.
  • the calling period determination unit 15b randomly determines the timing (hereinafter referred to as the "calling period") for calling the carrier frequency determination unit 15e described later based on the random number RN1 generated by the first random number generation unit 15a.
  • This calling period is, for example, a period obtained by multiplying a half period (fc/2) of the current carrier frequency fc by n (n is a natural number). If the random number RN1 generated by the first random number generation unit 15a is 3, 3fc/2 is determined as the calling period, and if the random number RN1 is 8, 4fc is determined as the calling period.
  • the carrier frequency determination unit 15e described later is also allowed to continuously select the same carrier frequency fc as the previous time, so the carrier frequency fc is not always updated in synchronization with the calling period determined by the calling period determination unit 15b.
  • the maximum average switching frequency f ave_max is determined as follows. For example, in a region where the motor speed ⁇ is low and the motor current I is high, the temperature rise of the switching elements tends to be large, so the maximum average switching frequency f ave_max is set lower than that in normal operation. Alternatively, when the temperature of the switching elements exceeds a predetermined value, the maximum average switching frequency f ave_max is set lower than that in normal operation.
  • the selection ratio determination unit 15d determines the selection ratio of each of the multiple prepared carrier frequencies fc based on the maximum average switching frequency f ave_max . For example, if two types of frequencies, a first frequency f 1 and a second frequency f 2 (where f 1 > f 2 ), are prepared as candidates for the carrier frequency fc, the selection ratio determination unit 15d limits the selection ratio r 1 of the first frequency f 1 , which generates a larger amount of heat in the switching element, according to formula 1. The effect of limiting the selection ratio r 1 of the first frequency f 1 according to formula 1 will be described later.
  • the carrier frequency determination unit 15e is called when the call cycle determined by the call cycle determination unit 15b is reached, and selects one of the multiple prepared carrier frequency candidates within the allowable range of the selection ratio determined by the selection ratio determination unit 15d, and outputs it as the carrier frequency fc.
  • the carrier frequency determination unit 15e includes a second random number generation unit 15e1 and a frequency selection unit 15e2.
  • the second random number generation unit 15e1 generates a random number RN2 , which is a natural number.
  • This random number RN2 is, for example, any natural number from 1 to 100, and may be a pseudo-random number generated by using a map reference or a linear congruential algorithm.
  • the frequency selection unit 15e2 selects one of the first frequency f1 or the second frequency f2 as the carrier frequency fc based on the random number RN2 generated by the second random number generation unit 15e1 and the selection ratio r1 determined by the selection ratio determination unit 15d. For example, the random number RN2 is divided by 100 and compared with the selection ratio r1 . If the calculated value is equal to or less than the selection ratio r1 , the first frequency f1 is selected as the carrier frequency fc, and if the calculated value is greater than the selection ratio r1 , the second frequency f2 is selected as the carrier frequency fc. Since the random number RN2 is a random number, the selection ratio of the first frequency f1 approaches the desired selection ratio r1 by continuing the carrier frequency selection by this method.
  • Equation 2 The time it takes for a carrier frequency to be selected is proportional to the inverse of the carrier frequency, so Equation 2 holds true.
  • Equation 3 Solving Equation 2 for the selection ratio r1 gives Equation 3.
  • Equation 1 if the average switching frequency f ave is set to be equal to or lower than the maximum average switching frequency f ave_max , then Equation 1 is obtained. Therefore, if the selection ratio r 1 of the first frequency f 1 is determined according to Equation 1, it is possible to achieve an average switching frequency equal to or lower than the maximum average switching frequency f ave_max . This makes it possible to prevent the amount of heat generated by the switching element from becoming greater than an expected value.
  • the selected carrier frequency does not change, so the selected carrier frequency itself is not changed to suppress the amount of heat generation, and only the selection ratio is changed. This eliminates the need to narrow the frequency selection range, so the degree of reduction in the harmonic dispersion effect is small. Therefore, when reducing the average switching frequency, it is possible to increase the harmonic dispersion effect compared to a measure of uniformly lowering the first frequency f1 and the second frequency f2 .
  • Equation 4 does not take into account that the time at which the carrier frequency is output varies depending on the frequency, and is based on the premise that the duration of the selected carrier frequency does not change regardless of the frequency. Since this simplifies the calculation, when the difference between the first frequency f1 and the second frequency f2 is small, calculation using Equation 4 will produce results that are almost equivalent to those of Equation 1.
  • the maximum average switching frequency varies depending on the speed, current, and temperature of the semiconductor switching elements of the inverter 3 (see the input signal in FIG. 3), but the maximum average switching frequency may be set to a fixed value assuming a worst case.
  • the selection ratio itself may be calculated from the first frequency f1 , the second frequency f2 , and the maximum average switching frequency which are fixed, and set to a fixed value.
  • this embodiment shows an example in which the ringing cycle is random, the same effect can be obtained even if the ringing cycle changes according to a predetermined rule, although there is a possibility of harmonic components being generated due to regular switching of the carrier frequency.
  • the motor control device of this embodiment can suppress the amount of heat generated by the inverter switching elements while widening the distribution of harmonic components to suppress electromagnetic noise.
  • the selection ratio of the first frequency f1 which is a candidate for the carrier frequency fc
  • the selection ratio of the second frequency f2 is r2
  • the time during which the carrier frequency fc is selected is proportional to the inverse of the carrier frequency, and therefore Equation 5 holds.
  • Equation 6 Solving Equation 5 for the frequency ratio r1 results in Equation 6.
  • the selection ratio determination unit 15d limits the selection ratio r1 of the first frequency f1 according to Equation 7. Note that the relationship between Equation 6 and Equation 7 corresponds to the relationship between Equation 3 and Equation 1 in the case where the candidates for the carrier frequency fc are two values.
  • the selection ratio r2 of the second frequency f2 which is the center of the three frequency candidates, is preferably a small value in consideration of the effect of dispersion, and is therefore fixed at, for example, 0.1 and used in the calculation of Equation 7.
  • the selection ratio r2 may be changed according to conditions with reference to the results of electromagnetic noise measurements. In any case, if the selection ratio r1 is limited by Equation 7, the amount of heat generated can be suppressed even when there are three frequency candidates. Note that, even when there are three frequency candidates, Equation 8 may be used instead of Equation 7.
  • Equation 8 does not take into account that the time at which the carrier frequency is output varies depending on the frequency, but is premised on the fact that the duration of the selected carrier frequency does not change regardless of the frequency. This simplifies the calculation, so when the difference between f1 , f2 , and f3 is small, calculation using equation 8 will produce results that are almost equivalent to those of equation 7.
  • Fig. 4 shows the configuration of the drive system of an electric vehicle according to the second embodiment of the present invention.
  • the electric vehicle of this embodiment is equipped with a transmission 21, a differential gear 22, a drive shaft 23, and wheels 24 in addition to the motor control device 1, motor 2, inverter 3, and DC power source 4 shown in the first embodiment.
  • the motor 2 is connected to a transmission 21.
  • the transmission 21 is connected to a drive shaft 23 via a differential gear 22 and supplies power to wheels 24. It is also possible to adopt a configuration in which the transmission 21 is not used and the vehicle is directly connected to the differential gear 22, or a configuration in which the motor 2 and the inverter 3 are applied to each of the front and rear wheels.
  • Automobiles have strict requirements for motor noise, and because of response requirements, the carrier frequency cannot be set low, so it can be said that this is an application in which the effects of this invention are more pronounced than in other applications.
  • railways have strict requirements for motor noise, just like automobiles, so this is an application in which the effects of this invention are more likely to be seen.
  • Motor drive system 1 Motor control device 11: Frequency calculation unit 12: Coordinate conversion unit 13: Current control unit 14: Coordinate conversion unit 15: Carrier frequency generation unit 15a: First random number generation unit 15b: Call period determination unit 15c: Maximum average switching frequency determination unit 15d: Selection ratio determination unit 15e: Carrier frequency determination unit 15e1: Second random number generation unit 15e2: Frequency selection unit 16: Carrier wave generation unit 17: PWM controller 2: Motor 3: Inverter 4: DC power supply 5: DC voltage detector 6: Phase current detector 7: Magnetic pole position detector 21: Transmission 22: Differential gear 23: Drive shaft 24: Wheels

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Abstract

複数のキャリア周波数候補をランダムに選択して高調波成分を分散するモータ制御装置であって、インバータのスイッチング素子の発熱量を抑制しつつ、高調波成分の分散を広くして電磁騒音を抑制することができるモータ制御装置を提供する。交流モータに交流電力を供給するインバータを制御するモータ制御装置であって、複数のキャリア周波数候補の夫々を乱数に基づいて所定の比率で選択しキャリア周波数として出力するキャリア周波数生成部と、選択したキャリア周波数に基づいてキャリア波を生成するキャリア波生成部と、前記キャリア波に基づくＰＷＭ信号をインバータに出力するＰＷＭ制御器と、を備え、前記所定の比率は、前記複数のキャリア周波数候補の周波数と所定の最大平均スイッチング周波数に基づいて決定されることを特徴とするモータ制御装置。

Description

モータ制御装置、および、電気車
　本発明は、モータ駆動用インバータで発生する電磁騒音や高調波を抑制するモータ制御装置、および、そのモータ制御装置を搭載した電気車に関する。
　モータ駆動用インバータで発生する電磁騒音や高調波を、キャリア周波数を分散させることで抑制する従来技術として、特許文献１のＰＷＭ波形生成装置が知られている。例えば、特許文献１の要約書には、課題として「空気調和機に搭載されるＰＷＭ制御インバータ装置において、キャリア周波数を極端に高めることなく、特に耳障りなキャリア音（出願人註：同文献の段落０００９等によれば「電磁騒音」と同義）を抑制でき、等価的に空気調和機を低騒音化できるＰＷＭ波形生成装置を提供する」と記載されている。
　また、同文献の請求項５には、「第２のキャリア周波数切り換え手段は、キャリア周波数設定手段の複数のキャリア周波数に係る選択順序をランダムに設定するランダム順序設定手段と、前記キャリア周波数設定手段の複数のキャリア周波数の内から、前記ランダム順序設定手段により設定されたランダムな選択順序に従って、キャリア周波数を適宜のタイミングで選択し切り換える第５のキャリア周波数切り換え手段とからなることを特徴とする請求項第２項記載のＰＷＭ波形生成装置。」と記載されている。
　このように、特許文献１では、ランダムなタイミングでランダムな順序で重みづけされた選択頻度にしたがって、複数のキャリア周波数候補のなかから一つを順次選択することで高調波成分を分散させ、電磁騒音を低減するＰＷＭ波形生成方式が提案されている。
特開平９－４７０２６号公報
　インバータのスイッチング素子は、キャリア周波数の時間的な平均値ｆaveに応じて大凡の発熱量が定まるが、特許文献１では、平均値ｆaveの大きさを制御することでスイッチング素子の発熱量を抑制する技術思想について一切言及がない。そのため、特許文献１のキャリア周波数分散の結果、スイッチング素子の発熱量抑制の観点では不適切なモータ制御になることも考えられ、そのような場合には、スイッチング素子の過剰発熱によってインバータの故障を招く可能性を排除できなかった。
　また、複数のキャリア周波数候補が存在するという条件下で、スイッチング素子の発熱量を抑制する方法としては、各キャリア周波数候補の周波数を一律に低減する方法も考えられる。しかしながら、図１に示す制約下で各キャリア周波数候補を設定する必要があるため、各キャリア周波数候補の周波数を一律に低減することは困難であった。すなわち、キャリア周波数の最大値ｆmaxはモータ制御装置（特に内蔵マイコン）の処理性能に応じて上限が定まり、キャリア周波数の最小値ｆminはモータ制御装置に求められる仕様上の応答速度に応じて下限が定まるため、各キャリア周波数候補は、最小値ｆminから最大値ｆmaxの範囲内で設定する必要がある。従って、スイッチング素子の発熱量に影響するキャリア周波数の平均値ｆaveを低減するには、キャリア周波数の最小値ｆminの近傍に各キャリア周波数候補を集中して配置するのが有効であるが、その場合は、高調波成分の分散が不十分となり、電磁騒音が増大する可能性があった。
　そこで、本発明は、複数のキャリア周波数候補をランダムに選択して高調波成分を分散するモータ制御装置であって、インバータのスイッチング素子の発熱量を抑制しつつ、高調波成分の分散を広くして電磁騒音を抑制することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。
　交流モータに交流電力を供給するインバータを制御するモータ制御装置であって、複数のキャリア周波数候補の夫々を乱数に基づいて所定の比率で選択しキャリア周波数として出力するキャリア周波数生成部と、選択したキャリア周波数に基づいてキャリア波を生成するキャリア波生成部と、前記キャリア波に基づくＰＷＭ信号をインバータに出力するＰＷＭ制御器と、を備え、前記所定の比率は、前記複数のキャリア周波数候補の周波数と所定の最大平均スイッチング周波数に基づいて決定されるモータ制御装置。
　本発明のモータ制御装置によれば、インバータのスイッチング素子の発熱量を抑制しつつ、高調波成分の分散を広くして電磁騒音を抑制することができる。
キャリア周波数の制約を説明するグラフ。 実施例１のモータ駆動システムの全体構成を表す機能ブロック図。 実施例１のキャリア周波数生成部の構成を表す機能ブロック図。 実施例２の電気車の駆動系の構成図。
　以下、図面を用いて、本発明のモータ駆動装置の実施例を説明する。
　まず、図２と図３を用いて、本発明の実施例１に係るモータ制御装置１について説明する。
　図２は、本実施例のモータ駆動システム１００の全体構成を表す機能ブロック図である。ここに示すように、モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、直流電源４、直流電圧検出器５、相電流検出器６、磁極位置検出器７を備えている。以下では、モータ駆動システム１００の構成のうちモータ制御装置１以外の構成を順次概説した後、モータ制御装置１について詳細に説明する。
　モータ２は、交流電力によって駆動される、永久磁石同期モータ（Permanent Magnet Synchronous Motor；ＰＭＳＭ）である。なお、永久磁石同期モータに代え、シンクロリラクタンスモータ、永久磁石同期発電機、巻線型同期機、誘導モータ、誘導発電機などの交流機を用いる場合も、後述する本発明の効果を得ることができる。
　インバータ３は、モータ制御装置１からのゲート信号（ＰＷＭ信号）に従って直流電力を交流電力に変換し、モータ２に供給する電力変換装置である。このインバータ３は、直流電力を交流電力に変換するために、複数の半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等）を用いるものであり、その際、各半導体スイッチング素子の温度が上昇する。
なお、図示を省略しているが、各半導体スイッチング素子には温度センサが設けられており、各温度センサで検出した素子温度もモータ制御装置１に入力される。
　直流電源４は、インバータ３に直流電力を供給する電源である。この直流電源４は、バッテリであっても良いし、商用交流電力を整流・平滑した直流電力を出力する電源であっても良い。
　直流電圧検出器５は、直流電源４の出力電圧を検出し、直流電圧情報Ｖｄｃとしてモータ制御装置１に出力するセンサである。
　相電流検出器６は、ホールＣＴ（Current Transformer）等から成り、インバータ３からモータ２に供給されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出し、電流波形Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃとしてモータ制御装置１に出力するセンサである。
　磁極位置検出器７は、レゾルバ等から成り、モータ２の磁極位置を検出し、磁極位置情報θとしてモータ制御装置１に出力するセンサである。
　＜モータ制御装置１の詳細＞
　本実施例のモータ制御装置１は、図２に示すように、周波数演算部１１、座標変換部１２、電流制御部１３、座標変換部１４、キャリア周波数生成部１５、キャリア波生成部１６、ＰＷＭ制御器１７を備えている。以下、各部を順次説明する。なお、モータ制御装置１は、具体的には、ＣＰＵ等の演算装置、半導体メモリ等の記憶装置、および、通信装置などのハードウェアを備えたコンピュータである。そして、演算装置が所望のプログラムを実行することで、上記した各機能部を実現するが、以下では、このような周知技術を適宜省略しながら説明する。
　周波数演算部１１は、磁極位置検出器７で検出した磁極位置情報θから速度情報ω１を演算して出力する。なお、ここでの演算には、例えば微分演算を用いることができる。
　座標変換部１２は、相電流検出器６で検出した電流波形Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、磁極位置検出器７で検出した磁極位置情報θで座標変換して、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃを出力する。
　電流制御部１３は、上位装置などから入力されたｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊と、座標変換部１２から入力されるｄｑ軸電流検出値Ｉｄｃ、Ｉｑｃが一致するように、適切なｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を演算して出力する。
　座標変換部１４は、電流制御部１３から入力されるｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を、磁極位置検出器７で検出した磁極位置情報θで座標変換して、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を出力する。
　キャリア周波数生成部１５は、インバータ３で発生する熱と電磁騒音を抑制するうえで有効なキャリア周波数ｆｃを出力する。ここで生成されるキャリア周波数ｆｃの詳細は後述する。
　キャリア波生成部１６は、キャリア周波数生成部１５が出力したキャリア周波数ｆｃに基づいて、三角波やのこぎり波などのキャリア波を生成する。
　ＰＷＭ制御器１７は、三相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と直流電圧情報ＶｄｃからＤｕｔｙ信号を演算し、キャリア波と比較して各相のゲート信号（ＰＷＭ信号）を出力する。そして、このゲート信号（ＰＷＭ信号）に応じてインバータ３のスイッチング素子がＰＷＭ制御されることで、モータ２は上位装置などからの指令に応じた所望の回転速度で回転制御されることになる。
　＜＜キャリア周波数生成部１５の詳細＞＞
　以下、本発明の要諦となる、キャリア周波数生成部１５の詳細、および、本発明の原理と効果を説明する。
　図３は、本実施例のキャリア周波数生成部１５の機能ブロックの一例である。ここに示すように、キャリア周波数生成部１５は、第一乱数発生部１５ａ、呼出周期決定部１５ｂ、最大平均スイッチング周波数決定部１５ｃ、選択比率決定部１５ｄ、キャリア周波数決定部１５ｅを備えている。以下、各部を順次説明する。
　第一乱数発生部１５ａは、自然数である乱数ＲＮ１を発生させる。この乱数ＲＮ１は、例えば１から８の何れかの自然数であり、マップ参照や線形合同法を用いて発生させた疑似乱数であっても良い。
　呼出周期決定部１５ｂは、後述するキャリア周波数決定部１５ｅを呼び出すタイミング（以下、「呼出周期」と称する）を、第一乱数発生部１５ａで発生した乱数ＲＮ１に基づいてランダムに決定する。この呼出周期は、例えば、現状のキャリア周波数ｆｃの半周期（ｆｃ／２）をｎ倍化した周期であり（ｎは自然数）、第一乱数発生部１５ａで発生した乱数ＲＮ１が３であれば３ｆｃ／２が呼出周期として決定され、乱数ＲＮ１が８であれば４ｆｃが呼出周期として決定される。なお、後述するキャリア周波数決定部１５ｅでは、前回と同じキャリア周波数ｆｃを連続して選択することも許容されるので、呼出周期決定部１５ｂで決定した呼出周期と同期して、常にキャリア周波数ｆｃが更新されるわけではない。
　最大平均スイッチング周波数決定部１５ｃは、モータ速度ω、モータ電流Ｉ＝√（Ｉｄ２＋Ｉｑ２）、素子温度等に基づいて、インバータ３の故障を惹起しない程度にスイッチング素子の発熱量を抑制できるよう、平均スイッチング周波数の最大値を決定する。
　ここでは、次のように最大平均スイッチング周波数ｆave_maxを決定する。例えば、モータ速度ωが小さく、モータ電流Ｉが大きい領域では、スイッチング素子の温度上昇が大きくなる傾向があるため、最大平均スイッチング周波数ｆave_maxを平常時のものより低く設定する。あるいは、スイッチング素子の温度が所定値を超えた場合には、最大平均スイッチング周波数ｆave_maxを平常時のものより低く設定する。
　選択比率決定部１５ｄは、複数用意されたキャリア周波数ｆｃの夫々の選択比率を、最大平均スイッチング周波数ｆave_maxに基づいて決定する。例えば、キャリア周波数ｆｃの候補として第１周波数ｆ１と第２周波数ｆ２（ただし、ｆ１＞ｆ２）の２種類が用意されている場合であれば、選択比率決定部１５ｄは、スイッチング素子の発熱量がより大きくなる第１周波数ｆ１の選択比率ｒ１を、式１に従って制限する。なお、式１に従って第１周波数ｆ１の選択比率ｒ１を制限することの効果は後述する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　キャリア周波数決定部１５ｅは、呼出周期決定部１５ｂで決定した呼出周期になったときに呼び出され、選択比率決定部１５ｄが決定した選択比率の許容範囲内で、複数用意されたキャリア周波数候補の何れかを選択し、キャリア周波数ｆｃとして出力する。この機能を実現するため、キャリア周波数決定部１５ｅは、第二乱数発生部１５ｅ１と、周波数選択部１５ｅ２を備えている。
　第二乱数発生部１５ｅ１は、自然数である乱数ＲＮ２を発生させる。この乱数ＲＮ２は、例えば１から１００の何れかの自然数であり、マップ参照や線形合同法を用いて発生させた疑似乱数であっても良い。
　周波数選択部１５ｅ２は、第二乱数発生部１５ｅ１で発生した乱数ＲＮ２と、選択比率決定部１５ｄで決定した選択比率ｒ１を基に、第１周波数ｆ１または第２周波数ｆ２の一方をキャリア周波数ｆｃとして選択する。例えば、乱数ＲＮ２を１００で割り算した演算値を選択比率ｒ１と比較し、その演算値が選択比率ｒ１以下であれば、第１周波数ｆ１をキャリア周波数ｆｃとして選択し、その演算値が選択比率ｒ１より大きければ、第２周波数ｆ２をキャリア周波数ｆｃとして選択する。乱数ＲＮ２はランダムな数であるため、この手法によるキャリア周波数選択を継続することで、第１周波数ｆ１の選択比率が所望の選択比率ｒ１に漸近することになる。
　＜式１の効果＞
　以下、式１によって平均スイッチング周波数ｆaveが、所望の最大平均スイッチング周波数ｆave_max以下となる理由を説明する。
　キャリア周波数が選択される時間はキャリア周波数の逆数に比例するので、式２が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式２を選択比率ｒ１について解くと式３となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、平均スイッチング周波数ｆaveが最大平均スイッチング周波数ｆave_max以下になるようにすると式１が得られる。したがって、式１のように第１周波数ｆ１の選択比率ｒ１を決定すれば最大平均スイッチング周波数ｆave_max以下を実現することができる。
これにより、スイッチング素子の発熱量が想定の値よりも大きくなるのを防ぐことができる。
　また、選択比率を変える場合、選択するキャリア周波数は変わらないので、発熱量を抑制するために選択するキャリア周波数自体を変更せずにその選択比率のみを変更する。これにより周波数の選択範囲を狭める必要がないので、高調波の分散効果の低減度合いが小さい。したがって、平均スイッチング周波数を小さくする際に、第１周波数ｆ１と第２周波数ｆ２を一律に下げる方策に比べて、高調波の分散効果を高くすることが可能になる。
　本実施例では式１によって選択比率ｒ１を制限する方法を述べたが、式１の代わりに式４としても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　式４はキャリア周波数が出力される時間が周波数によって変わることは考慮されておらず、選択されたキャリア周波数が周波数に依らずに継続時間が変わらないことを前提にしている。こちらの方が演算は簡単になるので、第１周波数ｆ１と第２周波数ｆ２の差が小さい場合には式４で演算しても式１とほぼ同等の結果が得られる。
　本実施例では最大平均スイッチング周波数が速度、電流、インバータ３の半導体スイッチング素子の温度によって変化数する例を示したが（図３における入力信号を参照）、ワーストケースを想定して最大平均スイッチング周波数を固定値で設定しても良い。あるいは選択比率自体も第１周波数ｆ１、第２周波数ｆ２と固定した最大平均スイッチング周波数から演算して固定値で設定しても良い。
　また、本実施例では呼出周期がランダムの例を示したが、呼出周期が所定の規則下で変化する場合でも、規則的なキャリア周波数の切り替えによる高調波成分が発生する可能性があるものの同様の効果を得ることができる。
　以上で説明したように、本実施例のモータ制御装置によれば、インバータのスイッチング素子の発熱量を抑制しつつ、高調波成分の分散を広くして電磁騒音を抑制することができる。
　＜変形例＞
　以上では、キャリア周波数ｆｃの候補が２値の場合を示したが、候補が３値や４値であっても同様に選択比率を考慮することでインバータ３での発熱量を抑えることが可能である。以下では、キャリア周波数候補が３値の場合を例に、周波数比率の選択方法を説明する。
　キャリア周波数ｆｃの候補である第１周波数ｆ１の選択比率をｒ１、第２周波数ｆ２（ただし、ｆ１＞ｆ２）の選択比率をｒ２、第３周波数ｆ３（ただし、ｆ２＞ｆ３）の選択比率をｒ３（ただし、ｒ３＝１－ｒ１－ｒ２）とすると、キャリア周波数ｆｃが選択される時間はキャリア周波数の逆数に比例するので、式５が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式５を周波数比率ｒ１について解くと式６となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　以上から、選択比率決定部１５ｄでは式７にしたがって第１周波数ｆ１の選択比率ｒ１を制限する。なお、式６と式７の関係は、キャリア周波数ｆｃの候補が２値の場合における、式３と式１の関係に相当するものである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　ここで、３つの周波数候補のうち中央の第２周波数ｆ２の選択比率ｒ２は分散の効果を考えると小さい値の方が良いので、例えば０．１で固定して、式７の演算に用いる。あるいは、電磁騒音の測定結果を参考にして選択比率ｒ２を条件に応じて変更しても良い。いずれにしても、式７によって選択比率ｒ１を制限すれば、周波数候補が３値の場合でも発熱量を抑えることができる。なお、周波数候補が３値の場合も、式７の代わりに式８としても良い。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式８はキャリア周波数が出力される時間が周波数によって変わることは考慮されておらず、選択されたキャリア周波数が周波数に依らずに継続時間が変わらないことを前提にしている。こちらの方が演算は簡単になるので、ｆ１、ｆ２、ｆ３の差が小さい場合には式８で演算しても式７とほぼ同等の結果が得られる。
　次に、図４を用いて、本発明の実施例２について説明する。なお、実施例１との共通点は重複説明を省略する。
　図４は、本発明の実施例２に係る電気車の駆動系の構成を示している。ここに示すように、本実施例の電気車は、実施例１に示した、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、直流電源４に加え、トランスミッション２１、デファレンシャルギア２２、ドライブシャフト２３、車輪２４を備えている。
　モータ２はトランスミッション２１に接続される。トランスミッション２１はデファレンシャルギア２２を介してドライブシャフト２３に接続され車輪２４に動力を供給する。
なお、トランスミッション２１が無くデファレンシャルギア２２に直接接続される構成や、前輪、後輪それぞれにモータ２およびインバータ３が適用される構成でもよい。
　自動車ではモータ騒音に対する要求が厳しく、また応答に対する要求からキャリア周波数を低く設定できないアプリケーションであるので、他のアプリケーションよりも本発明の効果が顕著に現れるアプリケーションであると言える。同様に、鉄道においても自動車と同じくモータ騒音に対する要求が厳しく本発明の効果が表れやすいアプリケーションである。
　本発明を適用することで、自動車、鉄道ではインバータ３の半導体スイッチング素子の発熱の制限が所定以下になるように制約しつつランダムＰＷＭによって高調波の分散効果を得ることができる。これにより、運転者あるいは乗客の乗り心地向上につながる。
１００：モータ駆動システム
１：モータ制御装置
　１１：周波数演算部
　１２：座標変換部
　１３：電流制御部
　１４：座標変換部
　１５：キャリア周波数生成部
　　１５ａ：第一乱数発生部
　　１５ｂ：呼出周期決定部
　　１５ｃ：最大平均スイッチング周波数決定部
　　１５ｄ：選択比率決定部
　　１５ｅ：キャリア周波数決定部
　　　１５ｅ１：第二乱数発生部
　　　１５ｅ２：周波数選択部
　１６：キャリア波生成部
　１７：ＰＷＭ制御器
２：モータ
３：インバータ
４：直流電源
５：直流電圧検出器
６：相電流検出器
７：磁極位置検出器
２１：トランスミッション
２２：デファレンシャルギア
２３：ドライブシャフト
２４：車輪

Claims (6)

  1. 　交流モータに交流電力を供給するインバータを制御するモータ制御装置であって、
    　複数のキャリア周波数候補の夫々を乱数に基づいて所定の比率で選択しキャリア周波数として出力するキャリア周波数生成部と、
    　選択したキャリア周波数に基づいてキャリア波を生成するキャリア波生成部と、
    　前記キャリア波に基づくＰＷＭ信号をインバータに出力するＰＷＭ制御器と、を備え、　前記所定の比率は、前記複数のキャリア周波数候補の周波数と所定の最大平均スイッチング周波数に基づいて決定されることを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　請求項１記載のモータ制御装置において、
    　前記キャリア周波数生成部は、前記選択の更新周期をランダムに決定する更新周期決定部を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
    　前記キャリア周波数候補は２値であることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のモータ制御装置において、
    　前記所定の比率は次式で算出されることを特徴とするモータ制御装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     　ただし、ｆ１は第１周波数、ｆ２はｆ１より小さい第２周波数、ｒ１は第１周波数の選択比率、ｆave_maxは最大平均スイッチング周波数。
  5. 　請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
    　前記キャリア周波数生成部は、前記交流モータの回転速度、電流値、または、前記インバータの素子温度に基づき、前記最大平均スイッチング周波数を決定する最大平均スイッチング周波数決定部を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  6. 　交流モータとインバータとモータ制御装置を搭載した電気車であって、
    　前記交流モータは、トランスミッションとデファレンシャルギアとドライブシャフトとを介して車輪を駆動するモータであり、
    　前記モータ制御装置は、請求項１または２に記載のモータ制御装置であることを特徴とする電気車。
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