WO2024069750A1

WO2024069750A1 - 電力変換システム

Info

Publication number: WO2024069750A1
Application number: PCT/JP2022/035929
Authority: WO
Inventors: フレデリックペイジ; 和順田畠; 涼介宇田
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2022-09-27
Filing date: 2022-09-27
Publication date: 2024-04-04
Also published as: JP7387062B1

Abstract

自励式電力変換器（２）は、　三相の交流系統（１２）と直流系統（１４）との間で電力変換を行なう。変圧器（１３）は、一次側が交流系統（１２）と接続される一方で二次側が自励式電力変換器（２）と接続されて、二次側がＹ結線される。インピーダンス切換回路（５０）は、変圧器（１３）の二次側の中性点（６２）とグランドとの間に電気的に接続される。インピーダンス切換回路（５０）は、変圧器（１３）及び自励式電力変換器（２）の間を接続する三相交流線路（６４）に一線地絡事故が発生すると、当該一線地絡事故の非発生時と比較して、インピーダンスが低下する様に構成される。

Description

電力変換システム

　本開示は、電力変換システムに関する。

　複数の単位変換器がカスケード接続されるモジュラーマルチレベル変換器（以下、ＭＭＣ変換器とも称する。）は、単位変換器の数を増加させることによって、高電圧化に容易に対応することができる。「単位変換器」は、「サブモジュール（sub　module）」あるいは「変換器セル」とも称される。ＭＭＣ変換器は、大容量の静止型無効電力補償装置、又は高圧直流送電用の電力変換装置として、送配電系統へ広く適用されている。

　国際公開第２０２１／０２４４５５号（特許文献１）では、直流系統と交流系統との間で電力変換を行う自励式電力変換器と、自励式電力変換器及び交流系統の間に接続された変圧器とを含む電力変換システムにおいて、変圧器の中性点が、直流的に低インピーダンスであり、交流的には高インピーダンスとなるインピーダンス回路を介して接地される構成が記載されている。

国際公開第２０２１／０２４４５５号

　特許文献１では、変圧器の中性点について、直流に対しては低インピーダンスで効果的な接地を行うとともに、交流的には高インピーダンスとなることで、直流系統又は交流系統での地絡事故発生時の事故電流を低減することができる。更に、出力電圧利用率を向上するために出力電圧に重畳される三次高調波が変圧器の中性点に印加されても、交流的に高インピーダンスのインピーダンス回路が配置されることで、グランドへ流れる電流を低減できる。

　しかしながら、三相の交流系統では、変圧器の変換器側において１相のみが地絡する一線地絡（１ＬＧ）の発生時に、残りの２相（健全相）で電圧上昇が生じる。この際に、特許文献１の電力変換システムでは、健全相での電圧上昇に応じた充電により、変換器セル内の直流コンデンサの電圧が過度に上昇して破損に至ることが懸念される。

　或いは、代替案としては、直流系統又は交流系統の各送電線に避雷器を配置することで、１ＬＧ発生の際の健全相の電圧上昇、及び、これに伴う、変換器セル内の直流コンデンサの過電圧を避けることが可能である。しかしながら、この場合には、１ＬＧの発生後から事故除去までの間、例えば、遮断器による事故除去を想定すると、数十ｍｓ程度の間、避雷器が動作し続ける必要がある。このため、避雷器の処理エネルギーが非常に大きくなり、この様な特性を有する避雷器の配置は大型化及び高コスト化を招くことが懸念される。

　本開示は、このような問題点を解決するためになされたものであって、本開示の目的は、交流系統と自励式電力変換器との間に接続された変圧器の電力変換器側で一線地絡（１ＬＧ）事故が発生したときの健全相の電圧上昇を抑制することである。

　本開示のある局面では、電力変換システムが提供される。電力変換システムは、自励式電力変換器と、第１変圧器と、インピーダンス切換回路とを備える。自励式電力変換器は、三相の交流系統と直流系統との間で電力変換を行なう。第１変圧器は、一次側が前記交流系統と接続される一方で二次側が前記自励式電力変換器と接続されて、前記二次側がＹ結線される。インピーダンス切換回路は、第１変圧器の前記Ｙ結線の中性点とグランドとの間に電気的に接続される。インピーダンス切換回路は、前記第１変圧器及び前記自励式電力変換器の間を接続する三相交流線路に一線地絡事故が発生すると、当該一線地絡事故の非発生時と比較して、インピーダンスが低下する様に構成される。

　本開示によれば、交流系統と自励式電力変換器との間に接続された変圧器の電力変換器側で一線地絡事故が発生したときに、低インピーダンス化されるインダクタンス切換回路を介して事故電流を中性点からグランドに流すことにより、健全相の電圧上昇を抑制することである。

本実施の形態に従う電力変換システムの概略構成図である。電力変換装置をＭＭＣ変換方式により構成した場合の概略構成図である。図２に示された各サブモジュールの構成例を示す回路図である。１ＬＧ発生時における交流線路の電圧挙動を説明する概念的な波形図である。１ＬＧ発生時における直流線路の電圧挙動を説明する概念的な波形図である。１ＬＧ発生時におけるサブモジュール内の直流キャパシタの電圧挙動を説明する概念的な波形図である。実施の形態１に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。図７に示されたインピーダンス切換回路の特性を説明する概念図である。実施の形態２に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。直流コンデンサへの印加電圧を説明するための概念的な回路図である。１ＬＧ発生時における電力変換器の各アームの簡易的な等価回路図である。実施の形態３に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。実施の形態４に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。図１３に示された避雷器の特性を説明する概念図である。実施の形態５に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。実施の形態６に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。実施の形態７に係る電力変換システムの概略構成図である。図１７に示されたフィルタ回路の周波数特性を説明する概念図である。

　以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

　実施の形態１．
　図１は、本実施の形態に従う電力変換システム１００の概略構成図である。

　図１を参照して、電力変換システム１００は、単極構成の直流送電系統の電力を制御するためのシステムである。直流系統１４を構成する正極側の直流送電線１４Ｐ及び負極側の直流送電線１４Ｎを介して、２つの交流系統１２，１２Ａ間で電力が送受される。交流系統１２，１２Ａは、３相交流系統である。例えば、直流系統１４は、静電容量を有する直流送電線であり、例えば、ケーブルによって構成されてもよい。

　図１において、電力変換システム１００がＨＶＤＣ（High　Voltage　Direct　Current）システムに対応する場合、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎの長さは、例えば、数十ｋｍ～数百ｋｍである。電力変換システム１００がＢＴＢ（Back　To　Back）システムに対応する場合、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎの長さは、例えば、数ｍ～数十ｍである。なお、図１では直流系統が２端子の場合を示している。

　電力変換装置１は、直流系統１４と交流系統１２との間で電力変換を行なう自励式の電力変換器２と、制御装置３とを含む。典型的には、電力変換器２はＭＭＣ変換方式の電力変換器によって構成される。但し、電力変換器２は、ＭＭＣ変換方式以外の変換方式であってもよい。電力変換器２は、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎに接続される。又、電力変換器２は、変圧器１３を介して交流系統１２に接続される。電力変換器２及び変圧器１３は、交流線路６４を介して接続される。

　電力変換装置１Ａは、自励式の電力変換器２Ａと、制御装置３Ａとを含む。電力変換器２Ａは直流送電線１４Ｐ，１４Ｎを介して電力変換器２と接続される。電力変換器２Ａは、変圧器１３Ａを介して交流系統１２Ａに接続される。電力変換器２Ａ及び変圧器１３Ａは、交流線路６４Ａを介して接続される。電力変換装置１Ａは、電力変換装置１と同様の構成を有する。

　制御装置３は、電力変換器２の動作を制御する。又、制御装置３Ａは電力変換器２Ａの動作を制御する。更に、制御装置３及び制御装置３Ａは、相互に通信可能に構成されている。制御装置３，３Ａの各々は、電力変換器２，２Ａから入力された電流値及び電圧値に基づいて、電力変換器２，２Ａの動作を制御する。制御装置３，３Ａは、典型的には、ハードウェア構成として、補助変成器、ＡＤ（Analog　to　Digital）変換部、演算部等を含む。演算部は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）及びＲＯＭ（Read　Only　Memory）を含む。ＡＤ変換部は、アナログフィルタ、サンプルホールド回路、マルチプレクサ等を含む。制御装置３は、例えば、ディジタル保護制御装置で構成される。

　交流系統１２Ａから交流系統１２に電力が送電される場合、電力変換器２Ａは順変換器（ＲＥＣ：Rectifier）として動作し、電力変換器２は逆変換器（ＩＮＶ：Inverter）として動作する。具体的には、電力変換器２Ａにより交流電力が直流電力に変換され、この変換された直流電力が直流送電線１４Ｐ，１４Ｎを介して直流送電される。受電端において電力変換器２により直流電力が交流電力に変換され、変圧器１３を介して交流系統１２に供給される。電力変換器２Ａが逆変換器として動作し、電力変換器２が順変換器として動作する場合には、上記と逆の変換動作が行われる。

　変圧器１３は、交流系統１２と電力変換器２との間に接続されている。具体的には、変圧器１３の一次側に交流系統１２が接続され、二次側に電力変換器２が接続されている。例えば、変圧器１３は、Ｙ－Ｙ結線の三相変圧器である。変圧器１３は、Ｙ結線された一次巻線及び二次巻線を有しており、二次巻線の中性点６２は、インピーダンス切換回路５０を介して接地されている。即ち、インピーダンス切換回路５０は、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドとの間に電気的に接続されている。変圧器１３は「第１変圧器」の一実施例に対応する。尚、インピーダンス切換回路５０の構成については、後程詳細に説明する。

　変圧器１３Ａは、交流系統１２Ａと電力変換器２Ａとの間に接続されている。具体的には、変圧器１３Ａの一次側に交流系統１２Ａが接続され、二次側に電力変換器２Ａが接続されている。例えば、変圧器１３Ａは、Ｙ－Ｙ結線の三相変圧器である。変圧器１３及び１３Ａには、制御電源を取り出すための巻線１３Ｘが更に配置されてもよい。

　インピーダンス切換回路５０は、変圧器１３の二次側の中性点６２に代えて、変圧器１３Ａの二次側の中性点６２Ａに対して配置することも可能である。或いは、変圧器１３の二次側の中性点６２、及び、変圧器１３Ａの二次側の中性点６２Ａの両方に対して、インピーダンス切換回路５０を配置してもよい。

　＜電力変換装置の構成＞
　次に、図２を用いて、電力変換装置１をＭＭＣ変換方式により構成した場合の構成例を説明する。図２を参照して、電力変換器２は、互いに直列接続された複数のサブモジュール（図２中の「ＳＭ」に対応）７を含むＭＭＣ変換器によって構成されている。

　電力変換器２は、正極直流端子（すなわち、高電位側直流端子）Ｎｐと、負極直流端子（すなわち、低電位側直流端子）Ｎｎとの間に互いに並列に接続された複数のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗ（以下、総称する場合又は任意のものを示す場合、「レグ回路４」と記載する）を含む。

　レグ回路４は、交流を構成する複数相の各々に設けられる。レグ回路４は、交流系統１２と直流系統１４との間に接続され、両系統間で電力変換を行なう。電力変換器２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗが設けられる。

　レグ回路４ｕ，４ｖ，４ｗにそれぞれ設けられた交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、変圧器１３を介して交流系統１２に接続される。図２では、図解を容易にするために、交流入力端子Ｎｖ，Ｎｗと変圧器１３との接続は図示されていない。各レグ回路４に共通に接続された高電位側直流端子Ｎｐ及び低電位側直流端子Ｎｎは、直流系統１４（即ち、図１の直流送電線１４Ｐ及び１４Ｎ）に接続される。

　レグ回路４ｕは、高電位側直流端子Ｎｐから交流入力端子Ｎｕまでの上アーム５と、低電位側直流端子Ｎｎから交流入力端子Ｎｕまでの下アーム６とを含む。上アーム５と下アーム６との接続点である交流入力端子Ｎｕが変圧器１３と接続される。レグ回路４ｖ，４ｗについても同様の構成を有するので、以下、レグ回路４ｕを代表として説明する。

　上アーム５は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ａとを含む。当該複数のサブモジュール７及びリアクトル８Ａは互いに直列接続されている。下アーム６は、カスケード接続された複数のサブモジュール７と、リアクトル８Ｂとを含む。当該複数のサブモジュール７及びリアクトル８Ｂは互いに直列接続されている。

　電力変換装置１は、制御に使用される電気量（例えば、電流、電圧など）を計測する各検出器として、交流電圧検出器１０と、交流電流検出器１６と、直流電圧検出器１１Ａ，１１Ｂと、各レグ回路４に設けられたアーム電流検出器９Ａ，９Ｂとを含む。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置３に入力される。

　図１では図解を容易にするために、各検出器から制御装置３に入力される信号の信号線と、制御装置３及び各サブモジュール７間で入出力される信号の信号線とは、一部まとめて記載されているが、実際には検出器ごと及びサブモジュール７ごとに設けられている。各サブモジュール７と制御装置３との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられていてもよい。信号線は、たとえば光ファイバによって構成される。

　交流電圧検出器１０は、交流系統１２のＵ相の交流電圧Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧Ｖａｃｖ、及びＷ相の交流電圧Ｖａｃｗを検出する。交流電流検出器１６は、交流系統１２のＵ相の交流電流Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流Ｉａｃｖ、及びＷ相の交流電流Ｉａｃｗを検出する。直流電圧検出器１１Ａは、直流系統１４に接続された高電位側直流端子Ｎｐの直流電圧Ｖｄｃｐを検出する。直流電圧検出器１１Ｂは、直流系統１４に接続された低電位側直流端子Ｎｎの直流電圧Ｖｄｃｎを検出する。直流電圧Ｖｄｃｐと直流電圧Ｖｄｃｎとの差を直流電圧Ｖｄｃとする。

　Ｕ相用のレグ回路４ｕに設けられたアーム電流検出器９Ａ及び９Ｂは、上アーム５に流れる上アーム電流Ｉｐｕ及び下アーム６に流れる下アーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。同様に、Ｖ相用のレグ回路４ｖに設けられたアーム電流検出器９Ａ及び９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｖ及び下アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。Ｗ相用のレグ回路４ｗに設けられたアーム電流検出器９Ａ及び９Ｂは、上アーム電流Ｉｐｗ及び下アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。

　図３は、図２の各レグ回路を構成するサブモジュールの一例を示す回路図である。具体的には、図３に示すサブモジュール７は、ハーフブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。このサブモジュール７は、２つのスイッチング素子３１ｐ、３１ｎを直列接続して形成した直列体と、蓄電要素３２と、電圧検出器３３とを含む。直列体と蓄電要素３２とは並列接続される。電圧検出器３３は、蓄電要素３２の両端の電圧を検出する。

　スイッチング素子３１ｎの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２とする。スイッチング素子３１ｐ、３１ｎのスイッチング動作により蓄電要素３２の両端電圧、及び零電圧を出力する。例えば、スイッチング素子３１ｐがオン、かつスイッチング素子３１ｎがオフとなったときに、蓄電要素３２の両端電圧が出力される。スイッチング素子３１ｐがオフ、かつスイッチング素子３１ｎがオンとなったときに、零電圧が出力される。図３では、スイッチング素子３１ｎの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２としたが、スイッチング素子３１ｐの両端子を入出力端子Ｐ１，Ｐ２としてもよく、その場合には、動作が反転する。

　スイッチング素子３１ｐ，３１ｎは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、ＧＣＴ（Gate　Commutated　Turn-off）サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field-Effect　Transistor）等の自己消弧型の半導体スイッチング素子に還流ダイオード（ＦＷＤ：Freewheeling　Diode）が逆並列に接続されて構成される。蓄電要素３２には、フィルムコンデンサなどが主に用いられるので、以下では、蓄電要素３２を直流コンデンサ３２とも称する。

　上記で説明したサブモジュール７の構成は一例であって、他の構成のサブモジュール７を本実施の形態に適用してもよい。例えば、サブモジュール７は、フルブリッジ型の変換回路を用いて構成されていてもよい。

　＜１ＬＧ発生時の現象＞
　次に、図１に示された電力変換システム１００にてインピーダンス切換回路５０を非配置とした構成における、三相の交流線路６４に一線地絡事故（１ＬＧ）が発生したときの挙動について説明する。

　図４には、１ＬＧの発生時における交流線路６４の電圧挙動を説明する概念的な波形図である。

　図４に示される様に、１ＬＧが発生する時刻ｔｘ以前（通常時）では、三相の交流線路６４の各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、振幅Ｖａｃ１で位相が１２０°ずつ異なる、系統周波数（商用周波数。例えば、５０［Ｈｚ］又は６０［Ｈｚ］）の正弦波電圧である。

　時刻ｔｘにおいて、例えばＵ相において地絡事故が発生すると、事故相であるＵ相の電圧Ｖｕは０となる。一方で、事故が発生していない残りの健全相（１及び２）であるＶ相及びＷ相の電圧Ｖｖ，Ｖｗは、振幅がＶａｃ１よりも上昇した正弦波電圧となる。

　中性点６２に印加される中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗであるので、時刻ｔｘ以前では、Ｖｎ＝０である。一方で、１ＬＧが発生すると（時刻ｔ１以降）、中性点電圧Ｖｎには、交流電圧が発生することが理解される。

　尚、特許文献１にも記載される様に、三相交流系統に用いられる電力変換器２では、線間電圧の三次高調波成分をキャンセルすることで出力電圧利用率を高めるために、出力電圧に三次高調波を重畳する制御が採用される場合がある。この場合には、通常時においても、三次高調波が変圧器１３の中性点に印加されて、中性点電圧Ｖｎに交流電圧が現れる。しかしながら、１ＬＧ発生時における中性点電圧Ｖｎは、通常時に三次高調波によって生じる中性点電圧Ｖｎと比較すると、振幅が顕著に大きくなる。

　図５には、図４に示された健全相（１ＬＧ発生時）での電圧上昇に応じた直流送電線１４Ｐの電圧挙動が示される。

　図５に示される様に、通常時（時刻ｔｘ以前）では、直流送電線１４Ｐの直流電圧Ｖｄｃｐは、電力変換器２によって、三相交流電圧の振幅よりも高い直流電圧Ｖｌ１に制御される。

　時刻ｔｘで１ＬＧが発生すると、図４で説明した様に、健全相（例えば、Ｖ相）での電圧上昇によって、交流電圧（例えば、Ｖｖ）の振幅が、直流送電線１４Ｐの通常時の電圧Ｖｌ１よりも高くなると、直流送電線１４Ｐが健全相の交流電圧によって充電される。これにより、直流電圧Ｖｄｃｐが通常時の電圧Ｖｌ１よりも上昇する。

　図６には、１ＬＧ発生時におけるサブモジュール内の直流キャパシタの電圧挙動を説明する概念的な波形図が示される。

　図５で説明した直流電圧Ｖｄｃｐの上昇により、時刻ｔｘ以降では、図２中のサブモジュール７の１つ１つに印加される電圧が、時刻ｔｘ以前（通常時）よりも上昇する。この結果、図３に示したサブモジュール７の構成において、入出力端子Ｐ１及びＰ２の間に印加される電圧が、直流コンデンサ３２の電圧よりも高くなる。これに応じて、図３中において、入出力端子Ｐ１、スイッチング素子３１ｐの逆並列ダイオード、直流コンデンサ３２、及び、入出力端子Ｐ２を経由する、直流コンデンサ３２の充電経路が形成される。

　この結果、図６に示される様に、時刻ｔｘ以降では、健全相の電圧上昇を起点に、直流コンデンサ３２が充電されて、直流コンデンサ３２の電圧（コンデンサ電圧Ｖｃ）が上昇することが懸念される。これにより、コンデンサ電圧Ｖｃが過上昇すると、直流コンデンサ３２が破損する虞がある。

　特に、直流送電線１４Ｐがケーブルで構成されている場合には、静電容量が大きいことにより、図５での電圧波形での直流電圧Ｖｄｃｐの減衰時定数が大きくなることで、当該ケーブルの線路長によっては、直流電圧Ｖｄｃｐが健全相の電圧振幅から殆ど減衰しない挙動となる場合がある。この様な場合に、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎに対する避雷器の配置で１ＬＧ発生時の過電圧の問題を解消すると、当該避雷器での処理エネルギー耐量は莫大なものとなり、装置の大型化、高コスト化を招くことが懸念される。

　＜インピーダンス切換回路の構成＞
　図７は、インピーダンス切換回路５０の構成例を説明する回路図である。

　図７を参照して、インピーダンス切換回路５０は、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドとの間に接続される鉄心リアクトル５１を含む。

　図８には、図７に示された鉄心リアクトル５１の特性を説明する概念図が示される。図８の横軸には、鉄心リアクトル５１を流れる電流ＩＬが示され、図８の縦軸には、鉄心リアクトル５１に印加される電圧ＶＬが示される。電圧ＶＬは、変圧器１３の二次側の中性点６２での中性点電圧Ｖｎに相当する。鉄心リアクトル５１は、図示は省略するが、鉄心（磁性体コア）に対して導体（コイル）を巻回することで構成されて、磁気リアクトルとして機能する。

　鉄心リアクトル５１では、電圧ＶＬの増加に応じて電流ＩＬが増加する非飽和領域と、鉄心（磁性体コア）での磁束が飽和することでインダクタンスが低下する飽和領域とが存在する。飽和領域では、電流ＩＬに対する電圧ＶＬの比（ＶＬ／ＩＬ）、即ち、インダクタンスが低下するので、各周波数においてインピーダンス（ωＬ）が、非飽和領域よりも低下する。

　鉄心リアクトル５１は、１ＬＧ発生時の中性点電圧Ｖｎ（Ｖｎ＝Ｖｆ１）が印加されたときに飽和領域で動作する一方で、１ＬＧが発生していない通常時の中性点電圧Ｖｎ（Ｖｎ＝Ｖｎｍ）が印加されているときには、非飽和領域で動作する様に設計される。通常時の中性点電圧Ｖｎｍは、０、又は、上述した三次高調波印加時の電圧であり、１ＬＧ発生時のＶｆ１よりも低い。

　例えば、鉄心リアクトル５１の磁性体コア（図示せず）の断面積及び材質、コイル（図示せず）のターン数等によって、磁気飽和が生じる動作点を調整することが可能である。即ち、中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｆ１が印加されたときに磁気飽和が発生する一方で、中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｎｍが印加されるときには磁気飽和が発生しない様に、鉄心リアクトル５１は設計される。

　これにより、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドとの間に接続されるインピーダンス切換回路５０は、１ＬＧの発生時には、１ＬＧが発生していない通常時と比較して、インピーダンスが低下する様に構成される。従って、１ＬＧに応じて発生する電圧、即ち、１ＬＧに起因して上昇する電圧（例えば、系統周波数の電圧）に対するインピーダンス切換回路５０のインピーダンスは、通常時（１ＬＧ非発生時）における中性点電圧に対するインピーダンスよりも低下する。これに対して、通常時には、インピーダンス切換回路５０が高インピーダンスで動作することで、三次高調波が中性点６２に印加されても、中性点６２及びグランドの間に流れる電流（図７の電流ＩＬ）を抑制することができる。

　一方で、１ＬＧ発生時には、インピーダンス切換回路５０が、通常時よりも低インピーダンスで動作することで、中性点６２からグランドに流れる電流を増加させて事故電流をグランドに逃がすことができる。これにより、中性点６２の電圧上昇が抑制されることにより、図４で説明した健全相の電圧上昇についても抑制することができる。

　この様に、本実施の形態に係る電力変換システムによれば、インピーダンス切換回路５０の配置により、交流系統１２と自励式の電力変換器２との間に接続された変圧器１３の電力変換器２側の交流線路６４で１ＬＧが発生したときの健全相の電圧上昇を抑制できる。この結果、図５で説明した直流送電線１４Ｐの直流電圧Ｖｄｃｐの上昇も抑制されることで、各サブモジュール７の直流コンデンサ３２の電圧上昇を抑制することができる。

　更に、実施の形態１では、図８に例示された、中性点電圧Ｖｎに対する飽和領域／非飽和領域の切換特性を実現する様に構成された鉄心リアクトル５１を用いて、能動的な制御機構を要することなく、インピーダンス切換回路５０を簡易に構成することが可能である。

　実施の形態２．
　図９は、実施の形態２に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。実施の形態２では、図１に示された電力変換システム１００において、インピーダンス切換回路５０が、図９の構成によって実現される。

　図９を参照して、実施の形態２に係るインピーダンス切換回路５０は、実施の形態１の構成（図７）に加えて、鉄心リアクトル５１と直列に接続された限流抵抗５２を更に含む。

　これにより、鉄心リアクトル５１が飽和状態となってインピーダンス切換回路５０が低インピーダンスで動作する１ＬＧ発生時において、変圧器１３の二次側の中性点６２からグランドに流れる事故電流を、限流抵抗５２によって低減することができる。

　この結果、実施の形態２では、鉄心リアクトル５１に要求される電流耐量を緩和することができるので、鉄心リアクトル５１のサイズ及びコストを低減させて、実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　実施の形態２の変形例．
　実施の形態２の変形例では、実施の形態２（図９）のインピーダンス切換回路における限流抵抗５２の電気抵抗値Ｒの設計について説明する。具体的には、１ＬＧ発生時に、図５で説明したコンデンサ電圧Ｖｃが過電圧に至らない様にするための電気抵抗値Ｒの導出を説明する。

　図１０には、直流コンデンサへの印加電圧を説明するための概念的な回路図が示される。図１０を参照して、各レグ回路４では、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと、直流送電線１４Ｐと接続される高電位側直流端子Ｎｐとの間、及び、交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと、直流送電線１４Ｎと接続される低電位側直流端子Ｎｎとの間のそれぞれに、Ｎ個（Ｎ：２以上の整数）ずつのサブモジュール７が直列接続される。

　交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗには、図４に示された三相の電圧Ｖｕ～Ｖｗがそれぞれ伝達される。図４に示された電圧Ｖｕ～Ｖｗを包括的に交流電圧Ｖａｃとし、高電位側直流端子Ｎｐ（直流送電線１４Ｐ）又は低電位側直流端子Ｎｎ（直流送電線１４Ｎ）の電圧をＶｄｃと表記すると、直列接続されたＮ個のサブモジュール全体に印加される電圧差Ｖｄｆは、Ｖｄｆ＝Ｖｄｃ－Ｖａｃで示される。

　図１１は、１ＬＧ発生時における電力変換器の各アームの簡易的な等価回路図である。図１１には、各レグ回路４の交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと、直流送電線１４Ｐとの間の等価回路が示される。

　図１１に示される様に、１ＬＧ発生時には、電力変換器２自身の保護機能により、図３に例示した各サブモジュール７において、スイッチング素子３１ｐ，３１ｎは動作を停止してオフに固定される。このため、直流送電線１４Ｐと交流入力端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗとの間には、スイッチング素子３１ｐの逆並列ダイオードによって構成されるダイオードＤ１と、スイッチング素子３１ｐの逆並列ダイオードによって構成されるダイオードＤ２及び直流コンデンサ３２ｎとの直列体とが並列接続されることになる。直流コンデンサ３２ｎは、各サブモジュール７の直流コンデンサ３２がＮ個直列接続されたものに相当する。

　１ＬＧ発生時には、図１１の等価回路において、図１０に示した電圧差Ｖｄｆが、直列接続されたＮ個の直流コンデンサ３２に印加される。このため、各直流コンデンサ３２の定格電圧Ｖｃａｐに対して、Ｖｄｆ＜Ｎ×Ｖｃａｐとすれば、１ＬＧ発生時の直流コンデンサ３２の過電圧を避けることができる。

　図１０に示される様に、Ｖｄｆ＝Ｖｄｃ－Ｖａｃであり、１ＬＧ発生時には、健全相でＶａｃが上昇する。この際に、限流抵抗５２の電気抵抗値Ｒを低くすると、中性点６２からグランドに流れる事故電流が多くなることで、Ｖａｃの電圧上昇量は小さくなり、電圧差Ｖｄｆも小さくなる。

　反対に、限流抵抗５２の電気抵抗値Ｒを高くすると、中性点６２からグランドに流れる事故電流が小さくなることで、Ｖａｃの電圧上昇量は大きくなり、電圧差Ｖｄｆも大きくなる。

　この様に、限流抵抗５２の電気抵抗値Ｒに依存して、１ＬＧ発生時に、各レグ回路４の正極側又は負極側で、直列接続されたＮ個の直流コンデンサ３２に印加される電圧差Ｖｄｆが変化する。この電圧差Ｖｄｆは、電力変換システム１００の定格が決まれば、シミュレーション等によって求めることが可能である。

　従って、上述のＮ×Ｖｃａｐを限界電圧Ｖｌｉｍとすると（Ｖｌｉｍ＝Ｎ×Ｖｃａｐ）、電気抵抗値Ｒを変数として変化する電圧差Ｖｄｆが、Ｖｉｆ＜Ｖｌｉｍとなる範囲内での最大値に電気抵抗値Ｒを設定することが好ましい。これにより、直流コンデンサ３２の過電圧を発生させることなく、１ＬＧ発生時に鉄心リアクトル５１を流れる事故電流を最大限に抑制することができる。

　この様に、実施の形態２の変形例によれば、１ＬＧ発生時に直流コンデンサ３２の過電圧が発生しない範囲内で、鉄心リアクトル５１に要求される電流耐量を最大限緩和することができる。この結果、実施の形態２での鉄心リアクトル５１のサイズ及びコストの効果を最大化することができる。

　実施の形態３．
　図１２は、実施の形態３に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。実施の形態３では、図１に示された電力変換システム１００において、インピーダンス切換回路５０が、図１２の構成によって実現される。

　図１２を参照して、実施の形態３に係るインピーダンス切換回路５０は、変圧器５３を含む。変圧器５３は、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドとの間に接続される。変圧器５３は、公知の様に、磁性体コアに巻回された一次巻線及び二次巻線を有している。具体的には、変圧器５３の一次巻線が中性点６２とグランドとの間に接続される。これにより、変圧器５３は、磁気インダクタとして機能するため、上述した鉄心リアクトル５１と同様の効果が得られる。変圧器５３は「第２変圧器」の一実施例に対応する。

　変圧器５３の磁気特性についても、図８と同様に、１ＬＧ発生時の中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｆ１の印加時には磁気飽和が発生する一方で、通常時（１ＬＧ非発生時）の中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｎｍの印加時には磁気飽和が発生しない様に設計される。

　これにより、１ＬＧ発生時には、飽和領域で動作する変圧器５３のインピーダンスが低下することで、中性点６２からグランドに流れる電流を増加させて事故電流をグランドに逃がすことができる。これにより、中性点６２の電圧上昇が抑制されることにより、図４で説明した健全相の電圧上昇についても抑制することができる。

　これに対して、１ＬＧが発生していない通常時には、非飽和領域で動作する変圧器５３のインピーダンスによって、三次高調波が中性点６２に印加されても、中性点６２及びグランドの間に流れる電流を抑制することができる。

　この結果、実施の形態３では、変圧器５３を用いてインピーダンス切換回路５０を構成して、実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　尚、実施の形態３を実施の形態２と組み合わせて、変圧器５３と直列に限流抵抗５２（図９）を更に接続して、インピーダンス切換回路５０を構成することも可能である。この際の限流抵抗５２の電気抵抗値Ｒは、実施の形態２の変形例に従って決めることができる。限流抵抗５２との組み合わせにより、変圧器５３として、電流定格が比較的小さい、既製品の計器用変圧器を適用することが可能になると、低コスト化を更に図ることができる。

　実施の形態４．
　図１３は、実施の形態４に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。実施の形態４では、図１に示された電力変換システム１００において、インピーダンス切換回路５０が、図１３の構成によって実現される。

　図１３を参照して、実施の形態４に係るインピーダンス切換回路５０は、避雷器５４を含む。避雷器５４は、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドとの間に接続される。

　図１４には、図１３に示された避雷器５４の特性を説明する概念図が示される。
　図１４を参照して、避雷器５４は、両端間の印加電圧Ｖａｒが動作開始電圧Ｖｓｔｒよりも大きくなると、通過する電流Ｉａｒが急激に増加する。一方で、印加電圧Ｖａｒが動作開始電圧Ｖｓｔｒよりも小さい領域では、電流Ｉａｒは低く抑えられる。図１３の構成では、避雷器５４への印加電圧Ｖａｒは、中性点電圧Ｖｎに相当する。

　避雷器５４では、動作開始電圧Ｖｓｔｒは、１ＬＧ発生時の中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｆ１よりも低く、かつ、通常時（１ＬＧ非発生時）の中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｎｍよりも高くなる様に設定される。

　この結果、避雷器５４は、１ＬＧの発生時には、電流Ｉａｒが急激に増加するため低インピーダンスで動作する一方で、通常時（１ＬＧ非発生時）には電流Ｉａｒが非常に小さい値であるため高インピーダンスで動作する。従って、避雷器５４を用いても、実施の形態１等で説明したインピーダンス切換回路５０の機能を実現することができる。

　この結果、実施の形態４では、避雷器５４を用いてインピーダンス切換回路５０を構成して、実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　実施の形態５．
　図１５は、実施の形態５に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。

　図１５を参照して、実施の形態４に係るインピーダンス切換回路５０は、ノーマリオフの投入スイッチ５５を含む。投入スイッチ５５は、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドとの間に接続される。

　投入スイッチ５５は、１ＬＧ検出部３Ｘからの指令に従ってオン又はオフされる。投入スイッチ５５のインピーダンスはオフ状態では等価的には無限大である一方で、オン状態では、オン抵抗相当に低下する。

　１ＬＧ検出部３Ｘは、例えば、交流線路６４の三相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図３）に基づいて、いずれかの相の電圧振幅が判定値よりも上昇したときに１ＬＧの発生を検出することができる。或いは、中性点電圧Ｖｎの上昇に基づいて、１ＬＧの発生を検出することも可能である。

　１ＬＧ検出部３Ｘは、１ＬＧの非検出時には、投入スイッチ５５をオフ状態に維持する一方で、１ＬＧを検出すると、投入スイッチ５５をオン状態に制御する。１ＬＧ検出部３Ｘの機能は、例えば、各種の電圧及び電流の測定値が入力される制御装置３の一部機能として実現することが可能である。

　投入スイッチ５５は、ＩＬＧ検出部３Ｘからの指令に従ってオンオフ制御されることにより、１ＬＧの発生時には低インピーダンスで動作する一方で、通常時（１ＬＧ非発生時）には高インピーダンスで動作する。従って、投入スイッチ５５を用いても、実施の形態１等で説明したインピーダンス切換回路５０の機能を実現することができる。

　この様に、実施の形態５では、１ＬＧ検出部３Ｘによってオンオフ制御される投入スイッチ５５を用いてインピーダンス切換回路５０を構成して、実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　尚、投入スイッチ５５は、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）等の半導体素子を適用した半導体スイッチ、又は、機械的接点を開閉するリレー等の機械スイッチによって構成することができる。半導体素子を用いることにより、１ＬＧ発生時において、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドの間に事故電流の経路を高速に形成することができる。

　又、図４～図６で説明した様に、１ＬＧ発生時における健全相の電圧上昇に伴う直流コンデンサ３２の過電圧の問題は、系統周波数に従うサイクルで発生する。従って、１ＬＧ発生直後の最初の交流ピーク（正ピーク又は負ピーク）については、交流線路６４、又は、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎに避雷器を配置することで対応し、次の交流ピークが到来するまでに、投入スイッチ５５をオンすることによって以降での過電圧の発生を防止することも可能である。この場合には、投入スイッチ５５について、オフ状態からオン状態への遷移に、十数ｍｓ～数十ｍｓ程度が必要な機械スイッチによって構成することも可能である。これにより、避雷器のエネルギー耐量を小さくすることができるとともに、投入スイッチ５５についても高速動作を要求しなくてよいので、両者のスペックを過度に高めることなく、実施の形態５による効果を実現することができる。

　実施の形態６．
　図１６は、実施の形態６に係るインピーダンス切換回路の構成を説明する回路図である。実施の形態６では、図１に示された電力変換システム１００において、インピーダンス切換回路５０が、図１６の構成によって実現される。

　図１６を参照して、実施の形態６に係るインピーダンス切換回路５０は、気中ギャップ５６を含む。気中ギャップ５６は、変圧器１３の二次側の中性点６２とグランドとの間に接続される。

　気中ギャップ５６は、電極間に形成されるキャップの印加電圧が所定の設計電圧を超えると閃絡して通電経路が形成される様に構成される。ギャップの印加電圧は、中性点電圧Ｖｎに相当する。従って、気中ギャップ５６のスペック（例えば、電極形状、材質、又は、ギャップ距離）は、１ＬＧ発生時の中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｆ１が印加されたときに閃絡が発生する一方で、通常時（１ＬＧ非発生時）の中性点電圧Ｖｎ＝Ｖｎｍが印加されたときには、閃絡が発生しない様に選定される。

　この結果、気中ギャップ５６は、１ＬＧの発生時には、閃絡の発生による通電経路の形成によって低インピーダンスで動作する一方で、通常時（１ＬＧ非発生時）には通電経路が形成されない高インピーダンスで動作する。従って、気中ギャップ５６を用いても、実施の形態１等で説明したインピーダンス切換回路５０の機能を実現することができる。

　この結果、実施の形態６では、気中ギャップ５６を用いてインピーダンス切換回路５０を構成して、実施の形態１と同等の効果を得ることができる。

　実施の形態７．
　図１７は、実施の形態７に係る電力変換システム１０１の概略構成図である。

　図１７を参照して、実施の形態７に係る電力変換システム１０１は、図１に示された電力変換システム１００と比較して、インピーダンス切換回路５０に代えて、フィルタ回路６０を備える。フィルタ回路６０は、直流送電線１４Ｐとグランドの間、及び、直流送電線１４Ｎとグランドの間の各々に配置される。

　図１８は、図１７に示されたフィルタ回路の周波数特性を説明する概念図である。
　図１８に示される様に、フィルタ回路６０は、系統周波数ｆｐｓに対しては低インピーダンスで、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎとグランドとの間を電気的に接続する。即ち、フィルタ回路６０は、系統周波数ｆｐｓの周波数成分を通過させる様に構成される。

　一方で、フィルタ回路６０は、系統周波数ｆｐｓ以外の周波数に対しては高インピーダンスで、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎとグランドとの間を電気的に接続する。即ち、フィルタ回路６０は、系統周波数ｆｐｓ以外の周波数成分を遮断する様に構成される。

　図４及び図５で説明した様に、１ＬＧ発生による過電圧は、系統周波数成分の電圧変動である。このため、系統周波数成分を通過させるフィルタ回路６０を、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎとグランドとの間に接続することで、１ＬＧによる事故電流をグランドに逃がすことができる。これにより、健全相の電圧上昇、及び、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎの電圧上昇を抑制することができる。

　一方で、１ＬＧの非発生時（通常時）には、各相の交流電圧に三次高調波電圧が印加されるが、図１８に示される様に、系統周波数ｆｐｓ成分のみを通過させて、それ以外の成分については遮断する周波数特性とすることで、フィルタ回路６０は、電力変換システム１０１の通常時の動作には影響を与えない様に構成することができる。

　この結果、実施の形態７に係る電力変換システムにおいても、実施の形態１等と同様に、交流系統１２と自励式の電力変換器２との間に接続された変圧器１３の電力変換器側の交流線路６４で１ＬＧが発生したときの健全相の電圧上昇、並びに、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎの電圧上昇を抑制することができる。この結果、各サブモジュール７の直流コンデンサ３２の電圧上昇を抑制することができる。

　又、実施の形態７では、実施の形態１～６とは異なり、直流系統１４（直流送電線１４Ｐ，１４Ｎ）に対して回路を配置する構成であるため、変圧器１３の中性点６２への機器配置に対して、何らかの制約（例えば、変圧器の結線制約、又は、ＡＣヤードの敷地制約等）存在する電力変換システムに対しても、適用することが可能である。

　尚、実施の形態１～６と実施の形態７とを組み合わせて、実施の形態１～６に係るインピーダンス切換回路５０と、直流送電線１４Ｐ，１４Ｎに対して配置されるフィルタ回路６０との両方を、電力変換システムに配置する構成とすることも可能である。

　以上で説明した複数の実施の形態について、明細書内で言及されていない組み合わせを含めて、不整合や矛盾が生じない範囲内で、各実施の形態で説明された構成を適宜組合わせることは出願当初から予定されている点についても、確認的に記載する。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１，１Ａ　電力変換装置、２，２Ａ　電力変換器、３，３Ａ　制御装置、３Ｘ　検出部、４ｕ，４ｖ，４ｗ　レグ回路、５，６　アーム、７　サブモジュール、８Ａ，８Ｂ　リアクトル、１２，１２Ａ　交流系統、１３，１３Ａ　変圧器（第１変圧器）、１３Ｘ　巻線（制御電源用）、１４　直流系統、１４Ｎ，１４Ｐ　直流送電線、１６　交流電流検出器、３１ｎ，３１ｐ　スイッチング素子、３２，３２ｎ　蓄電要素（直流コンデンサ）、３３　電圧検出器、５０　インピーダンス切換回路、５１　鉄心リアクトル、５２　限流抵抗、５３　変圧器（第２変圧器）、５４　避雷器、５５　投入スイッチ、５６　気中ギャップ、６０　フィルタ回路、６２，６２Ａ　中性点、６４，６４Ａ　交流線路、１００，１０１　電力変換システム、Ｄ１，Ｄ２　ダイオード、Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ　交流入力端子、Ｐ１，Ｐ２　入出力端子（サブモジュール）、Ｖｃ　コンデンサ電圧、Ｖｎ　中性点電圧、Ｖｓｔｒ　動作開始電圧（避雷器）、ｆｐｓ　系統周波数。

Claims

　三相の交流系統と直流系統との間で電力変換を行なう自励式電力変換器と、
　一次側が前記交流系統と接続される一方で二次側が前記自励式電力変換器と接続されて、前記二次側がＹ結線された第１変圧器と、
　前記第１変圧器の前記Ｙ結線の中性点とグランドとの間に電気的に接続されたインピーダンス切換回路とを備え、
　前記インピーダンス切換回路は、前記第１変圧器及び前記自励式電力変換器の間を接続する三相交流線路に一線地絡事故が発生すると、当該一線地絡事故の非発生時と比較して、インピーダンスが低下する様に構成される、電力変換システム。
　前記インピーダンス切換回路は、
　前記中性点と前記グランドとの間に電気的に接続された鉄心リアクトルで構成された磁気インダクタを含み、
　前記鉄心リアクトルは、前記一線地絡事故の発生時に前記中性点に発生する電圧が印加されると磁気飽和を生じる一方で、前記一線地絡事故の非発生時に前記中性点に発生する電圧が印加されたときには磁気飽和が生じない様に構成される、請求項１記載の電力変換システム。
　前記インピーダンス切換回路は、
　前記中性点と前記グランドとの間に一次巻線又は二次巻線が電気的に接続された第２変圧器で構成された磁気インダクタを含み、
　前記第２変圧器は、前記一線地絡事故の発生時に前記中性点に発生する電圧が印加されると磁気飽和を生じる一方で、前記一線地絡事故の非発生時に前記中性点に発生する電圧が印加されたときには磁気飽和が生じない様に構成される、請求項１記載の電力変換システム。
　前記インピーダンス切換回路は、
　前記中性点と前記グランドとの間に、前記磁気インダクタと直列に接続された限流抵抗を更に含む、請求項２又は３に記載の電力変換システム。
　前記自励式電力変換器は、直流系統の直流配電線と、前記第１変圧器及び前記自励式電力変換器とを接続する三相の交流線路の各相との間に、電気的に直列接続された複数のサブモジュールを含む、モジュラーマルチレベル変換方式の電力変換であり、
　前記複数のサブモジュールの各々は、直流コンデンサを含み、
　前記一線地絡事故の発生時に、前記直流配電線と、前記三相交流線路のうちの地絡事故が発生しなかった健全相の交流線路との間の電圧差は、前記限流抵抗の電気抵抗値の増大に応じて大きくなる様に変化し、
　前記電気抵抗値は、一線地絡時事故の発生時に前記複数のサブモジュールの各々の前記直流コンデンサが過電圧とならない様な前記電圧差が実現される範囲内の最大値に設定される、請求項４記載の電力変換システム。
　前記インピーダンス切換回路は、
　前記中性点と前記グランドとの間に接続された避雷器を含み、
　前記避雷器の動作開始電圧は、前記一線地絡事故の発生時に前記中性点に発生する電圧よりも低く、かつ、前記一線地絡事故の非発生時に前記中性点に発生する電圧よりも低い、請求項１記載の電力変換システム。
　前記一線地絡事故の発生を検出する検出部を更に備え、
　前記インピーダンス切換回路は、
　前記中性点と前記グランドとの間に接続されたスイッチを含み、
　前記スイッチは、前記検出部によって前記一線地絡事故の発生が検出されていない期間はオフに維持される一方で、前記検出部によって前記一線地絡事故の発生が検出されるとオンされる、請求項１記載の電力変換システム。
　前記インピーダンス切換回路は、
　前記中性点と前記グランドとの間に形成された気中ギャップを含み、
　前記気中ギャップは、前記一線地絡事故の発生時に前記中性点に発生する電圧が印加されると閃絡を生じる一方で、前記一線地絡事故の非発生時に前記中性点に発生する電圧が印加されたときには閃絡が発生しない様に構成される、請求項１記載の電力変換システム。
　前記直流系統を構成する第１及び第２の直流送電線の各々と前記グランドとの間に接続されたフィルタ回路を更に備え、
　前記フィルタ回路は、前記交流系統の系統周波数成分を通過する様に構成される、請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換システム。
　三相の交流系統と直流系統との間で電力変換を行なう自励式電力変換器と、
　前記交流系統及び前記自励式電力変換器の間に接続された変圧器と、
　前記変圧器及び前記自励式電力変換器の間を接続する三相交流線路とを備え、
　前記直流系統を構成する第１及び第２の直流送電線の各々とグランドとの間に接続されたフィルタ回路とを備え、
　前記フィルタ回路は、前記交流系統の系統周波数成分を通過する様に構成される、電力変換システム。
　前記フィルタ回路は、前記交流系統の系統周波数以外の周波数の成分を遮断する周波数特性を有する様に構成される、請求項９又は１０に記載の電力変換システム。