WO2024062681A1 - 電源装置及び電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電源装置及び電動パワーステアリング装置 Download PDF

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WO2024062681A1
WO2024062681A1 PCT/JP2023/018755 JP2023018755W WO2024062681A1 WO 2024062681 A1 WO2024062681 A1 WO 2024062681A1 JP 2023018755 W JP2023018755 W JP 2023018755W WO 2024062681 A1 WO2024062681 A1 WO 2024062681A1
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WO
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power supply
voltage
capacitor
protection circuit
power
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/018755
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
雅彦 藤田
Original Assignee
日本精工株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication of WO2024062681A1 publication Critical patent/WO2024062681A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply

Definitions

  • the present invention relates to a power supply device and an electric power steering device.
  • Patent Document 1 describes a smoothing capacitor that smoothes the voltage rectified by a rectifier circuit, a detection circuit that detects the voltage, and, when the voltage detected by the detection circuit is less than a voltage determination value, the rectifier circuit and the smoothing capacitor.
  • a power supply device is described that includes a cutoff circuit that connects the rectifier circuit and the smoothing capacitor and disconnects the rectifier circuit and the smoothing capacitor when the voltage detected by the detection circuit is equal to or higher than a voltage determination value.
  • Patent Document 2 discloses that when the power supply voltage rises above a target value, a transistor is switched according to the terminal voltage of the capacitor to repeatedly charge and discharge the capacitor, and the terminal voltage is set to the upper limit value of the protection setting voltage.
  • An overvoltage protection circuit is described that limits the voltage value between the lower limit value.
  • JP2021-061682A Japanese Patent Application Publication No. 2009-106055
  • a A reverse connection protection circuit may be provided to prevent current from flowing to the terminal.
  • a pulse signal is repeatedly applied to the power line of such a power supply device, the voltage across a capacitor connected in parallel with the inverter between the DC power supply and the inverter increases, causing a failure of the capacitor.
  • Application of such a pulse signal is performed, for example, in a transient emission test or a withstand voltage pulse test (ISO7632-2 test).
  • the present invention provides a method for connecting the power line from the DC power source when a reverse connection protection circuit is provided between the inverter to which power is supplied from the DC power source and the DC power source to prevent current from flowing from the inverter side to the DC power source side.
  • the purpose of this invention is to prevent the voltage across a capacitor connected between a DC power supply and an inverter in parallel with the inverter from becoming excessive even if a pulse signal is repeatedly applied to the inverter.
  • a power supply device includes a DC power supply, an inverter to which power is supplied from the DC power supply, and a capacitor connected in parallel with the inverter between the DC power supply and the inverter. , a reverse connection protection circuit that is connected between the DC power supply and the capacitor to prevent current from flowing from the capacitor to the DC power supply in the positive power line of the DC power supply, and a reverse connection protection circuit that is connected between the DC power supply and the capacitor and prevents current from flowing from the capacitor to the DC power supply when the voltage across the capacitor exceeds a specified voltage.
  • An overvoltage protection circuit that controls the voltage at both ends to a predetermined voltage or less.
  • An electric power steering device includes the above-mentioned power supply device and an electric motor driven by an inverter of the power supply device, and the electric motor provides a steering assist force to a steering system of a vehicle.
  • the voltage across the capacitor connected in parallel with the inverter between the DC power source and the inverter can be prevented from becoming excessive.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an overview of an example of an electric power steering device according to an embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an overview of an example of an electronic control unit (ECU) according to an embodiment.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of a functional configuration of a control arithmetic device.
  • (a) and (b) are block diagrams showing outlines of a first example and a second example of an overvoltage protection circuit, respectively.
  • FIG. 11 is a configuration diagram showing an overview of a first modified example of an electronic control unit. It is a block diagram which shows the outline of the 2nd modification of an electronic control unit. It is a block diagram which shows the outline of the 3rd modification of an electronic control unit.
  • FIG. 11 is a schematic diagram illustrating a second modified example of an electric power steering device. It is a block diagram which shows the outline of the 3rd modification of an electric power steering apparatus.
  • FIG. 1 is a configuration diagram showing an overview of an example of an electric power steering (EPS) device according to an embodiment.
  • a steering shaft (steering shaft, handle shaft) 2 of a steering wheel (steering handle) 1 passes through a reduction gear (worm gear) 3 that constitutes a reduction mechanism, universal joints 4a and 4b, a pinion rack mechanism 5, and tie rods 6a and 6b. , further connected to steering wheels 8L, 8R via hub units 7a, 7b.
  • EPS electric power steering
  • the pinion rack mechanism 5 includes a pinion 5a connected to a pinion shaft to which a steering force is transmitted from a universal joint 4b, and a rack 5b that meshes with the pinion 5a. to convert it into a straight motion in the vehicle width direction.
  • the steering shaft 2 is provided with a torque sensor 10 that detects the steering torque Th. Further, the steering shaft 2 is provided with a steering angle sensor 14 that detects the steering angle ⁇ h of the steering wheel 1.
  • Motor 20 that assists the steering force of the steering wheel 1 is connected to the steering shaft 2 via a reduction gear 3.
  • Motor 20 may be, for example, a polyphase motor.
  • a three-phase motor having a double winding in which a first system coil and a second system coil are wound in the same motor housing and the two systems' coils rotate a common rotor will be explained.
  • the motor 20 may be a motor other than a double winding motor, and the number of phases of the motor 20 may not be three.
  • a plurality of motors 20 that assist the steering force of the steering wheel 1 may be connected to the same steering shaft 2.
  • Electric power is supplied from the battery 13 to an electronic control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering device, and an ignition key signal is input via the ignition switch 11.
  • the battery 13 and the ECU 30 are an example of a "power supply device” described in the claims.
  • the ECU 30 calculates the current command value of the assist control command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10, the vehicle speed Vh detected by the vehicle speed sensor 12, and the steering angle ⁇ h detected by the steering angle sensor 14.
  • the current supplied to the motor 20 based on the voltage control command value obtained by compensating the current command value (A phase current I1a, B phase current I1b, C phase current I1c of the first system coil, and A phase current I1c of the second system coil) A phase current I2a, a B-phase current I2b, and a C-phase current I2c) are controlled.
  • the ECU 30 is an example of a "motor control device" described in the claims.
  • the steering angle sensor 14 is not essential, and the torque sensor 10 is a product of the motor rotation angle ⁇ m obtained from the rotation angle sensor 23a that detects the rotation angle of the rotation shaft of the motor 20 and the gear ratio of the reduction gear 3.
  • the steering angle ⁇ h may be calculated by adding the torsion angle of the torsion bar.
  • a resolver that detects the rotational position of the motor or a magnetic sensor that detects the magnetic field of a magnet attached to the rotation shaft of the motor 20 can be used as the rotation angle sensor 23a.
  • the turning angles of the steering wheels 8L and 8R may be used.
  • the steering angle may be detected by detecting the amount of displacement of the rack 5b.
  • ECU 30 includes, for example, a computer including a processor and peripheral components such as a storage device.
  • the processor may be, for example, a CPU (Central Processing Unit) or an MPU (Micro-Processing Unit).
  • the storage device may include any one of a semiconductor storage device, a magnetic storage device, and an optical storage device.
  • the storage device may include memory such as a register, a cache memory, a ROM (Read Only Memory) used as a main storage device, and a RAM (Random Access Memory).
  • the functions of the ECU 30 described below are realized, for example, by a processor of the ECU 30 executing a computer program stored in a storage device.
  • the ECU 30 may be formed of dedicated hardware for executing each information process described below.
  • the ECU 30 may include a functional logic circuit set in a general-purpose semiconductor integrated circuit.
  • the ECU 30 may include a programmable logic device (PLD) such as a field-programmable gate array (FPGA).
  • PLD programmable logic device
  • FPGA field-programmable gate array
  • FIG. 2 is a configuration diagram showing an overview of an example of the ECU 30 of the embodiment.
  • the ECU 30 includes a motor rotation angle detection circuit 23, a control calculation device 31a, a first motor current cutoff circuit 33A, a second motor current cutoff circuit 33B, a first gate drive circuit 41A, a second gate drive circuit 41B, and a first motor current cutoff circuit 33A and a second motor current cutoff circuit 33B.
  • a power wiring PWa that transmits power from the battery 13 is connected to the ECU 30 via a connector CNT.
  • the positive power line Lpa of the power wiring PWa is connected to the control calculation device 31a via a noise filter circuit such as an EMC (Electromagnetic Compatibility) filter formed by a choke coil La and ceramic capacitors Ca1 and Ca2, and It branches at a branch point Pb and is connected to a first reverse connection protection circuit 44A and a second reverse connection protection circuit 44B, respectively.
  • a noise filter circuit such as an EMC (Electromagnetic Compatibility) filter formed by a choke coil La and ceramic capacitors Ca1 and Ca2
  • EMC Electromagnetic Compatibility
  • One end of the choke coil La is connected to the positive power supply line Lpa and one end of the ceramic capacitor Ca1, the other end of the choke coil La is connected to one end of the ceramic capacitor Ca2, the control and calculation device 31a, and the branch point Pb, and the other ends of the ceramic capacitors Ca1 and Ca2 are grounded.
  • the negative line of the power wiring PWa is connected to the ground line of the ECU 30.
  • Signals of the steering torque Th detected by the torque sensor 10, the vehicle speed Vh detected by the vehicle speed sensor 12, and the steering angle ⁇ h detected by the steering angle sensor 14 are transmitted to the control calculation device 31a via the connector CNT. be done.
  • the control calculation device 31a calculates a current command value, which is a control target value of the drive current of the motor 20, based on at least the steering torque Th, and obtains voltage control command values V1a, V1b by performing compensation etc. on the current command value.
  • V1c, V2a, V2b, and V2c are output to the first gate drive circuit 41A and the second gate drive circuit 41B.
  • the voltage control command values V1a, V1b, and V1c are the A-phase voltage control command value, the B-phase voltage command value, and the C-phase voltage command value of the first system coil, respectively, and the voltage control command values V2a, V2b, and V2c are the These are the A-phase voltage control command value, the B-phase voltage command value, and the C-phase voltage command value of the second system coil.
  • the first reverse connection protection circuit 44A includes a field effect transistor (FET) QC that connects or disconnects the positive power supply line Lpa and the first power conversion circuit 42A.
  • the source of the FETQC is connected to the positive power supply line Lpa, and the drain is connected to the drains of the FETs Q1, Q3, and Q5 of the first power conversion circuit 42A.
  • the control calculation device 31a outputs a control signal SpA that controls energization and cutoff of the first reverse connection protection circuit 44A to the first gate drive circuit 41A.
  • the first gate drive circuit 41A outputs a gate signal for the FETQC according to the control signal SpA to control on/off of the FETQC.
  • the anode of the parasitic diode of FETQC is connected to the positive power supply line Lpa and the cathode is connected to the first power conversion circuit 42A, when the FETQC is turned off, the positive power supply is transferred from the first power conversion circuit 42A side to the battery 13 side. Current flowing through the line is blocked. As a result, the first power conversion circuit 42A can be protected from damage even if the polarity of the battery 13 is mistakenly connected in the opposite direction.
  • the second reverse connection protection circuit 44B includes a FETQD that connects or disconnects between the positive power supply line Lpa and the second power conversion circuit 42B.
  • the source of the FET QD is connected to the positive power supply line Lpa, and the drain is connected to the drains of the FETs Q1, Q3, and Q5 of the second power conversion circuit 42B.
  • the control calculation device 31a outputs a control signal SpB that controls energization and cutoff of the second reverse connection protection circuit 44B to the second gate drive circuit 41B.
  • the second gate drive circuit 41B outputs a gate signal for the FETQD according to the control signal SpB to control on/off of the FETQD.
  • the anode of the parasitic diode of FETQD is connected to the positive power supply line Lpa and the cathode is connected to the second power conversion circuit 42B, when the FETQD is turned off, the positive power supply is transferred from the first power conversion circuit 42A side to the battery 13 side. Current flowing through the line is blocked. As a result, even if the polarity of the battery 13 is mistakenly connected in the opposite direction, the second power conversion circuit 42B can be protected from damage.
  • the first gate drive circuit 41A When voltage control command values V1a, V1b, and V1c are input from the control calculation device 31a, the first gate drive circuit 41A performs pulse width modulation based on these voltage control command values V1a, V1b, and V1c and a triangular wave carrier signal. (PWM) six gate signals are formed. Then, these gate signals are output to the first power conversion circuit 42A.
  • the second gate drive circuit 41B performs pulse width modulation based on these voltage control command values V2a, V2b, and V2c and a triangular wave carrier signal.
  • PWM six gate signals are formed. These gate signals are then output to the second power conversion circuit 42B.
  • the first power conversion circuit 42A includes an inverter having three switching arms SWAa, SWAb, and SWAc configured by FETs as switching elements, and electrolytic capacitors CA1 and CA2. Switching arms SWAa, SWAb and SWAc are connected in parallel to each other.
  • the A-phase switching arm SWAa includes series-connected FETs Q1 and Q2
  • the B-phase switching arm SWAb includes series-connected FETs Q3 and Q4
  • the C-phase switching arm SWAc includes series-connected FETs Q5 and Q2. Equipped with Q6.
  • a gate signal output from the first gate drive circuit 41A is input to the gate of each FET Q1 to Q6, and this gate signal causes the A-phase current I1a to flow from the connection point between the FETs of each switching arm SWAa, SWAb, and SWAc.
  • the current I1b and the C-phase current I1c are applied to the A-phase winding, B-phase winding, and C-phase winding of the first system coil of the motor 20 via the first motor current cutoff circuit 33A.
  • the electrolytic capacitors CA1 and CA2 have a noise removal function and a power supply assisting function for the first power conversion circuit 42A.
  • the electrolytic capacitors CA1 and CA2 may be, for example, hybrid capacitors using an electrolyte that is a combination of a conductive polymer and an electrolytic solution.
  • the second power conversion circuit 42B includes an inverter having three switching arms SWBa, SWBb, and SWBc configured by FETs that are switching elements, and electrolytic capacitors CB1 and CB2.
  • the switching arms SWBa, SWBb, and SWBc are connected in parallel with one another.
  • the A-phase switching arm SWBa includes FETs Q1 and Q2 connected in series
  • the B-phase switching arm SWBb includes FETs Q3 and Q4 connected in series
  • the C-phase switching arm SWBc includes FETs Q5 and Q6 connected in series.
  • a gate signal output from the second gate drive circuit 41B is input to the gate of each FET Q1 to Q6, and this gate signal causes the A-phase current I2a to flow from the connection point between the FETs of each switching arm SWBa, SWBb, and SWBc.
  • the current I2b and the C-phase current I2c are applied to the A-phase winding, B-phase winding, and C-phase winding of the second system coil of the motor 20 via the second motor current cutoff circuit 33B.
  • the electrolytic capacitors CB1 and CB2 have a noise removal function and a power supply assisting function for the second power conversion circuit 42B.
  • Electrolytic capacitors CA1 and CA2 may be, for example, hybrid capacitors.
  • first power conversion circuit 42A and the second power conversion circuit 42B may be power conversion circuits that supply three-phase currents to two different motors that each generate a steering assist force that assists the steering of the steering wheel 1. good.
  • these two different motors may be connected to the same steering shaft 2 via a reduction gear.
  • Current detection circuits 39A1, 39B1, and 39C1 are provided on the source sides of FETs Q2, Q4, and Q6 forming the lower arms of switching arms SWAa, SWAb, and SWAc of the first power conversion circuit 42A.
  • the current detection circuits 39A1, 39B1, and 39C1 detect the downstream currents of the switching arms SWAa, SWAb, and SWAc as A-phase current, B-phase current, and C-phase current of the first system coil, respectively, and detect the detected values I1ad, I1bd. , I1cd.
  • Current detection circuits 39A2, 39B2, and 39C2 are provided on each source side of FETQ2, Q4, and Q6 forming the lower arm of switching arms SWBa, SWBb, and SWBc of second power conversion circuit 42B.
  • Current detection circuits 39A2, 39B2, and 39C2 detect the downstream currents of switching arms SWBa, SWBb, and SWBc as A-phase current, B-phase current, and C-phase current of the second system coil, respectively, and detect the detected values I2ad, I2bd. , I2cd.
  • the first motor current cutoff circuit 33A has three current cutoff FETs QA1, QA2, and QA3.
  • the source of FETQA1 is connected to the connection point of FETQ1 and Q2 of switching arm SWAa of first power conversion circuit 42A, and the drain is connected to the A-phase winding of the first system coil of motor 20.
  • the source of FETQA2 is connected to the connection point of FETQ3 and Q4 of switching arm SWAb, and the drain is connected to the B-phase winding of the first system coil.
  • the source of FET QA3 is connected to the connection point of FETs Q5 and Q6 of switching arm SWAc, and the drain is connected to the C-phase winding of the first system coil.
  • the control calculation device 31a outputs a control signal SmA that controls energization and interruption of the first motor current cutoff circuit 33A to the first gate drive circuit 41A.
  • the first gate drive circuit 41A outputs gate signals for the FETs QA1 to QA3 according to the control signal SmA, and supplies A-phase current I1a, B-phase current I1b, and C-phase current I1c from the first power conversion circuit 42A to the motor 20. Energize or cut off the current.
  • the second motor current cutoff circuit 33B has three current cutoff FETs QB1, QB2, and QB3.
  • the source of FETQB1 is connected to the connection point of FETQ1 and Q2 of switching arm SWBa of second power conversion circuit 42B, and the drain is connected to the A-phase winding of the second system coil of motor 20.
  • the source of FETQB2 is connected to the connection point of FETQ3 and Q4 of switching arm SWBb, and the drain is connected to the B-phase winding of the second system coil.
  • the source of FETQB3 is connected to the connection point of FETQ5 and Q6 of switching arm SWBc, and the drain is connected to the C-phase winding of the second system coil.
  • the control calculation device 31a outputs a control signal SmB that controls energization and interruption of the second motor current cutoff circuit 33B to the second gate drive circuit 41B.
  • the second gate drive circuit 41B outputs gate signals for FETs QB1 to QB3 in accordance with the control signal SmB, and supplies A-phase current I2a, B-phase current I2b, and C-phase current I2c from the second power conversion circuit 42B to the motor 20. Energize or cut off the current.
  • the motor rotation angle detection circuit 23 acquires a detection value from the rotation angle sensor 23a, and detects a motor rotation angle ⁇ m, which is the rotation angle of the rotation shaft of the motor 20.
  • the motor rotation angle detection circuit 23 outputs the motor rotation angle ⁇ m to the control calculation device 31a.
  • the control calculation device 31a outputs detected values I1ad, I1bd, and I1cd of the A-phase current, B-phase current, and C-phase current of the first system coil, and the A-phase current of the second system coil through an A/D converter (not shown). Detected values I2ad, I2bd, and I2cd of the current, B-phase current, and C-phase current are acquired.
  • Fig. 3 is a block diagram of an example of the functional configuration of the control and arithmetic device 31a. Note that, although Fig. 3 shows only the functional configuration for driving the coils of the first system of the motor 20, the functional configuration for driving the coils of the second system has a similar configuration.
  • the control calculation device 31a includes a current command value calculation unit 60, subtractors 62 and 63, a current limiting unit 64, a proportional-integral (PI) control unit 65, a two-phase/three-phase conversion unit 66, a three-phase/two-phase conversion unit 67, and an angular velocity conversion unit 68, and drives the motor 20 by vector control.
  • PI proportional-integral
  • the current command value calculation unit 60 calculates a q-axis current command value Iq and a d-axis current command value Id to be passed through the motor 20 based on the steering torque Th, the vehicle speed Vh, the motor rotation angle ⁇ m of the motor 20 , and the rotation angular velocity ⁇ of the motor 20 .
  • the detection values I1ad, I1bd, I1cd of the A-phase current, B-phase current, and C-phase current of the first system coil of the motor 20 detected by the current detection circuits 39A1, 39B1, 39C1 are converted into currents id, iq of the d-q two axes by the three-phase/two-phase conversion unit 67.
  • Subtractors 62 and 63 calculate the q-axis deviation current ⁇ q0 and the d-axis deviation current ⁇ d0 by subtracting the fed-back currents iq and id from the q-axis current command value Iq and the d-axis current command value Id, respectively.
  • the current limiter 64 limits the upper limit values of the q-axis deviation current ⁇ q0 and the d-axis deviation current ⁇ d0.
  • the limited q-axis deviation current ⁇ q and d-axis deviation current ⁇ d are input to the PI control unit 65.
  • the PI control unit 65 calculates voltage command values vq and vd that set the q-axis deviation current ⁇ q and the d-axis deviation current ⁇ d to 0, respectively.
  • the two-phase/three-phase converter 66 converts the voltage command values vd and vq into an A-phase voltage control command value V1a, a B-phase voltage command value V1b, and a C-phase voltage command value V1c for the first system of the motor 20, respectively.
  • the angular velocity converter 68 calculates the rotational angular velocity ⁇ of the motor 20 based on the temporal change in the motor rotation angle ⁇ m. These motor rotation angle ⁇ m and rotation angular velocity ⁇ are input to the current command value calculation unit 60 and used for vector control.
  • the overvoltage protection circuit 45A is connected to the connection points Pca1 and Pca2 in parallel with the first reverse connection protection circuit 44A.
  • the connection point Pca1 is a point where the first reverse connection protection circuit 44A is connected to the positive power line Lpa side
  • the connection point Pca2 is a point where the first reverse connection protection circuit 44A is connected to the electrolytic capacitors CA1 and CA2 side. It is a point.
  • the overvoltage protection circuit 45A prevents the voltage across the electrolytic capacitors CA1 and CA2 from becoming excessive when a pulse signal is repeatedly applied to the positive power supply line Lpa while the FETQC of the first reverse connection protection circuit 44A is off. To prevent.
  • the voltage across both ends is prevented from exceeding the withstand voltage of the electrolytic capacitors CA1 and CA2.
  • Application of such a pulse signal is performed, for example, in a transient emission test or a withstand voltage pulse test (ISO7632-2 test).
  • the ISO7632-2 test may be performed with the FETQC of the first reverse connection protection circuit 44A both in the on state and in the off state.
  • the overvoltage protection circuit 45A controls the voltage VR across the electrolytic capacitors CA1 and CA2 to a predetermined voltage or less when the voltage VR across the electrolytic capacitors CA1 and CA2 becomes a predetermined voltage or higher. For example, when the voltage VR across the electrolytic capacitors CA1 and CA2 exceeds a predetermined voltage, the overvoltage protection circuit 45A discharges the charges accumulated in the electrolytic capacitors CA1 and CA2 to maintain the voltage VR across the electrolytic capacitors CA1 and CA2 at a predetermined level. It may be a discharge circuit that controls the voltage below the voltage.
  • the overvoltage protection circuit 45B is connected to the connection points Pcb1 and Pcb2 in parallel with the second reverse connection protection circuit 44B.
  • the connection point Pcb1 is a point where the second reverse connection protection circuit 44B is connected to the positive power line Lpa side
  • the connection point Pcb2 is a point where the second reverse connection protection circuit 44B is connected to the electrolytic capacitors CB1 and CB2 side. It is a point.
  • the overvoltage protection circuit 45B prevents the voltage across the electrolytic capacitors CB1 and CB2 from becoming excessive when a pulse signal is repeatedly applied to the positive power supply line Lpa while the FET QD of the second reverse connection protection circuit 44B is off. To prevent.
  • FIGS. 4A and 4B are configuration diagrams showing the outline of a first example and a second example of the overvoltage protection circuit 45A, respectively.
  • the overvoltage protection circuit 45B may also have the same configuration as the overvoltage protection circuit 45A.
  • the overvoltage protection circuit 45A includes a P-channel type FET Q10, which is a switching element connected between the connection point Pca2 and the ground line to connect or disconnect between the connection point Pca2 and the ground line, and a P-channel type FET Q10, which is a switching element connected between the connection point Pca2 and the ground line. It includes a discharge resistor R1 connected in series.
  • a gate electrode, which is a control electrode of FETQ10, is connected to connection point Pca1.
  • the source electrode which is the first main electrode of FETQ10, is connected to connection point Pca2.
  • a drain electrode which is a second main electrode, of FETQ10 is connected to a ground line via a discharge resistor R1.
  • a Zener diode Z may be connected between the gate electrode and the source electrode of the FET Q10 to protect the gate-source voltage from exceeding the withstand voltage.
  • a protection resistor R2 may be connected between the gate electrode of FETQ10 and the connection point Pca1.
  • the overvoltage protection circuit 45A in FIG. 4B includes a PNP transistor Q20 as a switching element connected between the connection point Pca2 and the ground line to connect or disconnect between the connection point Pca2 and the ground line.
  • Discharge resistor R1 is connected in series between transistor Q20 and the ground line.
  • a base electrode, which is a control electrode, of transistor Q20 is connected to connection point Pca1.
  • the emitter electrode, which is the first main electrode of transistor Q20, is connected to connection point Pca2.
  • a collector electrode, which is a second main electrode, of transistor Q20 is connected to a ground line via discharge resistor R1.
  • a Zener diode Z may be connected between the base electrode and the emitter electrode of the transistor Q20 to protect the base-emitter voltage from exceeding a withstand voltage. Furthermore, a protective resistor R2 may be connected between the base electrode of the FETQ20 and the connection point Pca1.
  • the overvoltage protection circuit 45A when a pulse signal is repeatedly applied to the positive power line Lpa while the FET QC of the first reverse connection protection circuit 44A is off (for example, when an ISO7632-2 test is performed).
  • the FET QC of the first reverse connection protection circuit 44A is controlled to be turned off.
  • the battery voltage VBAT of the battery 13 the power supply voltage VBATSYS at the output of the noise filter circuit (the connection point between the choke coil La and the ceramic capacitor Ca2), and the voltage VR across the electrolytic capacitors CA1 and CA2 are equal.
  • the values of VBAT, VBATSYS, and VR in the initial state are represented as "initial value V0.”
  • the battery voltage VBAT and the power supply voltage VBATSYS vary depending on the pulse signal. Note that voltage fluctuations in the power supply voltage VBATSYS are smaller than voltage fluctuations in the battery voltage VBAT due to the influence of loads such as the noise filter circuit and the control calculation device 31a. Due to voltage fluctuations in the power supply voltage VBATSYS, charge is accumulated in the electrolytic capacitors CA1 and CA2 via the parasitic diode of the FETQC of the first reverse connection protection circuit 44A.
  • the voltage across both ends VR continues to rise due to the application of the pulse signal, and the sum of the negative gate threshold voltage Vth ( ⁇ 0) of FETQ10 and the voltage across both ends VR becomes higher than the power supply voltage VBATSYS (VR+Vth>VBATSYS).
  • the voltage VR between both ends becomes higher than the sum of the base-emitter threshold voltage Vth of the transistor Q20 and the power supply voltage VBATSYS.
  • FET Q10 or transistor Q20 is turned on, and the charges in electrolytic capacitors CA1 and CA2 flow to the ground line via FET Q10 or transistor Q20 and discharge resistor R1, and electrolytic capacitors CA1 and CA2 are discharged.
  • the voltage VR at both ends decreases.
  • the overvoltage protection circuit 45A discharges the electrolytic capacitors CA1 and CA2 when the voltage between the connection point Pca1 and the connection point Pca2 exceeds the absolute value
  • the FET Q10 is turned off.
  • the voltage VR across the transistor Q20 becomes equal to or less than the sum of the threshold voltage Vth of the transistor Q20 and the power supply voltage VBATSYS
  • the FET Q10 is turned off. This ends the discharge of electrolytic capacitors CA1 and CA2.
  • the FET Q10 or the transistor Q20 is repeatedly turned on and off with the application of the pulse signal, so the voltage VR between both ends becomes stable at the sum of the power supply voltage VBATSYS and the absolute value of the threshold voltage
  • the overvoltage protection circuit 45A changes the voltage VR between the power supply voltage VBATSYS and the threshold voltage.
  • the absolute value is controlled to be equal to or less than the sum of
  • FIG. 5 is a configuration diagram showing an outline of a first modified example of the ECU 30.
  • the electric power steering device includes a first battery that supplies power to the first power conversion circuit 42A via the first power wiring PWa, and a second power conversion circuit 42B that supplies power to the first power conversion circuit 42A via the second power wiring PWb, as the battery 13. and a second battery that supplies power to the controller.
  • the positive power line Lpa of the first power wiring PWa is connected to the control arithmetic unit 31a via a noise filter circuit formed by a choke coil La and ceramic capacitors Ca1 and Ca2, and is also connected to a first reverse connection protection circuit. Connected to 44A.
  • the positive power line Lpb of the second power wiring PWb is connected to the control arithmetic unit 31b via a noise filter circuit formed by a choke coil Lb and ceramic capacitors Cb1 and Cb2, and is also connected to a second reverse connection protection circuit. 44B.
  • One end of the choke coil Lb is connected to the positive side power supply line Lpb and one end of the ceramic capacitor Cb1, and the other end of the choke coil Lb is connected to one end of the ceramic capacitor Cb2 and the control calculation device 31b. The other end is grounded.
  • the negative line of the second power wiring PWb is connected to the ground line of the ECU 30.
  • the control calculation devices 31a and 31b receive signals of the steering torque Th detected by the torque sensor 10, the vehicle speed Vh detected by the vehicle speed sensor 12, and the steering angle ⁇ h detected by the steering angle sensor 14 via the connector CNT. is transmitted.
  • the control calculation device 31a calculates a current command value, which is a control target value of the drive current of the motor 20, based on at least the steering torque Th, and obtains voltage control command values V1a, V1b by performing compensation etc. on the current command value. , V1c to the first gate drive circuit 41A.
  • a control signal SpA that controls the first reverse connection protection circuit 44A and a control signal SmA that controls the first motor current cutoff circuit 33A are generated and output to the first gate drive circuit 41A.
  • the control calculation device 31b calculates a current command value, which is a control target value for the drive current of the motor 20, based on at least the steering torque Th, and calculates voltage control command values V2a, V2b obtained by performing compensation etc. on the current command value. , V2c to the second gate drive circuit 41B. Further, a control signal SpB that controls the second reverse connection protection circuit 44B and a control signal SmB that controls the second motor current cutoff circuit 33B are generated and output to the second gate drive circuit 41B. Note that the control calculation device 31a and the control calculation device 31b are integrated into a single control calculation device, and power is supplied from the positive power line Lpa of the first power wiring PWa or the positive power line Lpb of the second power wiring PWb. It may also be configured such that it is supplied.
  • FIG. 6 is a configuration diagram showing an outline of a second modified example of the ECU 30.
  • the second modification of the ECU 30 integrates the first reverse connection protection circuit 44A and the second reverse connection protection circuit 44B to provide a single first reverse connection protection circuit 44A.
  • the positive power supply line Lpa of the power wiring PWa branches between the first reverse connection protection circuit 44A and the first gate drive circuit 41A, and is connected to the first gate drive circuit 41A and the second gate drive circuit 41B, respectively.
  • An overvoltage protection circuit 45A that prevents the voltage VR across the electrolytic capacitors CA1, CA2, CB1, and CB2 from becoming excessive is connected in parallel with the first reverse connection protection circuit 44A. That is, it is sufficient that the number of overvoltage protection circuits is the same as the number of reverse connection protection circuits.
  • FIG. 7 is a configuration diagram showing an outline of a third modification example of the ECU 30.
  • the motor 20 is driven by a single inverter. Therefore, the first motor current cutoff circuit 33A, the second motor current cutoff circuit 33B, the first gate drive circuit 41A, the second gate drive circuit 41B, and the first power conversion circuit 42A included in the configuration shown in FIG. and the second power conversion circuit 42B, the first reverse connection protection circuit 44A, the second reverse connection protection circuit 44B, and the overvoltage protection circuits 45A and 45B, the first motor current cutoff circuit 33A, and the first gate drive circuit 41A. , a first power conversion circuit 42A, a first reverse connection protection circuit 44A, and an overvoltage protection circuit 45A.
  • the rotation angle detection device of the present invention is applied to an electric power steering device of a column assist type, also known as an upstream assist type, but the rotation angle detection device of the present invention may also be applied to an electric power steering device of a downstream assist type.
  • configuration examples in which the rotation angle detection device of the present invention is applied to electric power steering devices of a single pinion assist type, a rack assist type, and a dual pinion assist type, as examples of electric power steering devices of the downstream assist type will be explained.
  • the motor 20, the rotation angle sensor 23a, and the ECU 30 may not be separate bodies, but may be integrated into an MCU (Motor Control Unit) as shown by the dashed lines in FIGS.
  • MCU Motor Control Unit
  • a steering wheel 1 is connected to one universal joint 4a of an intermediate shaft via a steering shaft 2.
  • An input shaft 4c of a torsion bar (not shown) is connected to the other universal joint 4b.
  • the pinion rack mechanism 5 includes a pinion gear (pinion) 5a, a rack bar (rack) 5b, and a pinion shaft 5c.
  • the input shaft 4c and the pinion rack mechanism 5 are connected by a torsion bar (not shown) that twists due to a difference in rotation angle between the input shaft 4c and the pinion rack mechanism 5.
  • the torque sensor 10 electromagnetically measures the torsion angle of the torsion bar as the steering torque Th of the steering wheel 1.
  • a motor 20 that assists the steering force of the steering wheel 1 is connected to the pinion shaft 5c via the reduction gear 3, and a rotation angle sensor 23a calculates rotation angle information of the motor rotation shaft of the motor 20 in the same manner as in the above embodiment.
  • FIG. 9 shows a configuration example in which the rotation angle detection device of the present invention is applied to a rack assist type electric power steering device.
  • a spiral groove (not shown) is formed on the outer peripheral surface of the rack bar 5b, and a similar lead spiral groove (not shown) is also formed on the inner peripheral surface of the nut 81.
  • a ball screw is formed by arranging a plurality of rolling elements in a rolling path formed by these spiral grooves.
  • a belt 84 is wound around a drive pulley 82 connected to the rotating shaft 20a of the motor 20 that assists the steering force of the steering wheel 1, and a driven pulley 83 connected to the nut 81, so that the rotational movement of the rotating shaft 20a is controlled by the rack. This is converted into a straight movement of the bar 5b.
  • the rotation angle sensor 23a calculates rotation angle information of the motor rotation shaft of the motor 20 similarly to the above embodiment.
  • the dual pinion assist type electric power steering device has a second pinion shaft 85 and a second pinion gear 86 in addition to the pinion shaft 5c and the pinion gear 5a, and the rack bar 5b has first rack teeth (not shown) that mesh with the pinion gear 5a and second rack teeth (not shown) that mesh with the second pinion gear 86.
  • a motor 20 that assists the steering force of the steering wheel 1 is connected to the second pinion shaft 85 via a reduction gear 3, and a rotation angle sensor 23a calculates rotation angle information of the motor rotating shaft of the motor 20 in the same manner as in the above embodiment.
  • the power supply device of the embodiment includes a DC power supply, an inverter to which power is supplied from the DC power supply, a capacitor connected in parallel with the inverter between the DC power supply and the inverter, and a capacitor between the DC power supply and the capacitor.
  • a reverse connection protection circuit is connected to the positive side power supply line of the DC power supply to prevent current from flowing from the capacitor to the DC power supply, and when the voltage across the capacitor exceeds the specified voltage, the voltage at both ends is controlled to be below the specified voltage. and an overvoltage protection circuit.
  • a capacitor with a lower withstand voltage can be used as the capacitor connected in parallel with the inverter.
  • Capacitors with a lower withstand voltage have a larger capacitance than capacitors with a higher withstand voltage, so the number of capacitors required can be reduced to ensure the same capacity. This makes it possible to reduce the number of parts, cost, and mounting area.
  • the overvoltage protection circuit reduces the voltage at both ends to a predetermined voltage or less. It may be a circuit that controls the This can prevent the voltage across the capacitor from becoming excessive.
  • the overvoltage protection circuit may be a switching element that is provided between the positive electrode of the capacitor and the ground line and becomes conductive when the voltage across the capacitor exceeds a predetermined voltage.
  • the switching element may be a P-channel field effect transistor or a PNP transistor. This makes it possible to realize an overvoltage protection circuit with a simple configuration.
  • the control terminal of the switching element is connected to the connection point of the reverse connection protection circuit to the DC power supply, the first main electrode of the switching element is connected to the connection point of the reverse connection protection circuit to the capacitor, and the switching element
  • the second main electrode may be connected to a ground line via a discharge resistor. This allows the switching element to be turned on and off in accordance with the voltage across the capacitor.
  • the predetermined voltage may be less than the withstand voltage of the capacitor. This avoids the cause of capacitor failure due to the voltage across the capacitor exceeding the withstand voltage.
  • the capacitor may be a hybrid capacitor, for example. This allows the mounting area of the capacitor to be further reduced.
  • a rectifying element that blocks current flowing from the DC power supply to the capacitor through the positive power supply line of the DC power supply may not be provided. Even without arranging such a rectifying element, the overvoltage protection circuit can prevent the voltage across the capacitor from becoming excessive.
  • a switching element including a parasitic diode that is oriented to block current flowing from the DC power supply to the capacitor through the positive power supply line may not be disposed.
  • SYMBOLS 1 Steering wheel, 2... Steering shaft, 3... Reduction gear, 4a, 4b... Universal joint, 4c... Input side shaft, 5... Pinion rack mechanism, 5a... Pinion gear (pinion), 5b... Rack bar (rack), 5c... Pinion shaft, 6a, 6b... Tie rod, 7a, 7b... Hub unit, 8L, 8R... Steering wheel, 10... Torque sensor, 11... Ignition switch, 12... Vehicle speed sensor, 13... Battery, 14...
  • Steering angle sensor 20...Motor, 23...Motor rotation angle detection circuit, 30...Electronic control unit (ECU), 31a, 31b...Control calculation device, 33A...First motor current cutoff circuit, 33B...Second motor current cutoff circuit, 39A1, 39A2, 39B1, 39B2, 39C1, 39C2...Current detection circuit, 41A...First gate drive circuit, 41B...Second gate drive circuit, 42A...First power conversion circuit, 42B...Second power conversion circuit, 44A...First Reverse connection protection circuit, 44B...Second reverse connection protection circuit, 45A, 45B...Overvoltage protection circuit, 60...Current command value calculation unit, 62, 63...Subtractor, 64...Current limiting unit, 65...PI control unit, 66 ...

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Abstract

電源装置は、直流電源（１３）と、直流電源から電力が供給されるインバータ（４２Ａ、４２Ｂ）と、直流電源とインバータとの間にインバータと並列に接続されるコンデンサ（ＣＡ１、ＣＡ２、ＣＢ１、ＣＢ２）と、直流電源とコンデンサとの間に接続されて、直流電源の正極側電源ライン（Ｌｐａ）をコンデンサから直流電源へ流れる電流を阻止する逆接続保護回路（４４Ａ、４４Ｂ）と、コンデンサの両端電圧が所定電圧以上となった場合に両端電圧を所定電圧以下に制御する過電圧保護回路（４５Ａ、４５Ｂ）と、を備える。

Description

電源装置及び電動パワーステアリング装置
　本発明は、電源装置及び電動パワーステアリング装置に関する。
　下記特許文献１には、整流回路で整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、電圧を検出する検出回路と、検出回路で検出される電圧が電圧判定値未満の場合には整流回路と平滑コンデンサを接続し、検出回路で検出される電圧が電圧判定値以上の場合には整流回路と平滑コンデンサの接続を開放する遮断回路と、を備えた電源装置が記載されている。
　下記特許文献２には、電源電圧が目標値を超えて上昇した場合に、コンデンサの端子電圧に応じてトランジスタをスイッチング動作させてコンデンサの充放電を繰り返し、端子電圧を保護設定電圧の上限値と下限値との間の電圧値に制限する過電圧保護回路が記載されている。
特開２０２１－０６１６８２号公報 特開２００９－１０６０５５号公報
　直流電源から電力が供給されるインバータを備える電源装置において、直流電源の極性を誤って反対に接続した場合の故障を防止するために、直流電源とインバータとの間に、インバータ側から直流電源側へ流れる電流を阻止する逆接続保護回路が設けられることがある。このような電源装置の電源ラインに繰り返しパルス信号が印加されると、直流電源とインバータとの間にインバータと並列に接続されるコンデンサの両端電圧が上昇して、コンデンサの故障の要因となる。このようなパルス信号の印加は、例えば過渡エミッション試験や耐圧パルス試験（ＩＳＯ７６３２－２試験）で行われる。
　パルス信号の印加によって電荷が繰り返しコンデンサへ流れ込むとともに、逆接続保護回路によってコンデンサの放電が妨げられるため、コンデンサに電荷が徐々に蓄積する。この結果、コンデンサの両端電圧が耐電圧を超えてコンデンサの故障の要因となる。
　本発明は、直流電源から電力が供給されるインバータと直流電源との間に、インバータ側から直流電源側へ流れる電流を阻止する逆接続保護回路が設けられた場合に、直流電源からの電源ラインにパルス信号が繰り返し印加されても、直流電源とインバータとの間にインバータと並列に接続されるコンデンサの両端電圧が過大になることを防止することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様による電源装置は、直流電源と、直流電源から電力が供給されるインバータと、直流電源とインバータとの間にインバータと並列に接続されるコンデンサと、直流電源とコンデンサとの間に接続されて、直流電源の正極側電源ラインをコンデンサから直流電源へ流れる電流を阻止する逆接続保護回路と、コンデンサの両端電圧が所定電圧以上となった場合に両端電圧を所定電圧以下に制御する過電圧保護回路と、を備える。
　本発明の他の一態様による電動パワーステアリング装置は、上記の電源装置と、電源装置のインバータにより駆動される電動モータと、を備え、電動モータによって車両の操舵系に操舵補助力を付与する。
　本発明によれば、直流電源からの電源ラインにパルス信号が繰り返し印加されても、直流電源とインバータとの間にインバータと並列に接続されるコンデンサの両端電圧が過大になることを防止できる。
実施形態の電動パワーステアリング装置の一例の概要を示す構成図である。 実施形態の電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）の一例の概要を示す構成図である。 制御演算装置の機能構成の一例のブロック図である。 （ａ）及び（ｂ）は、それぞれ過電圧保護回路の第１例及び第２例の概要を示す構成図である。 電子制御ユニットの第１変形例の概要を示す構成図である。 電子制御ユニットの第２変形例の概要を示す構成図である。 電子制御ユニットの第３変形例の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の第１変形例の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の第２変形例の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の第３変形例の概要を示す構成図である。
　本発明の実施形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。
　なお、以下に示す本発明の実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の構成、配置等を下記のものに特定するものではない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
　（構成）
　図１は、実施形態の電動パワーステアリング（ＥＰＳ：Electric Power Steering）装置の一例の概要を示す構成図である。ステアリングホイール（操向ハンドル）１の操舵軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は、減速機構を構成する減速ギア（ウォームギア）３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ、６ｂを経て、更にハブユニット７ａ、７ｂを介して操向車輪８Ｌ、８Ｒに連結されている。
　ピニオンラック機構５は、ユニバーサルジョイント４ｂから操舵力が伝達されるピニオンシャフトに連結されたピニオン５ａと、このピニオン５ａに噛合するラック５ｂとを有し、ピニオン５ａに伝達された回転運動をラック５ｂで車幅方向の直進運動に変換する。
　操舵軸２には操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０が設けられている。また、操舵軸２には、ステアリングホイール１の操舵角θｈを検出する操舵角センサ１４が設けられている。
　また、ステアリングホイール１の操舵力を補助するモータ２０は、減速ギア３を介して操舵軸２に連結されている。モータ２０は、例えば多相モータであってよい。以下の説明では、同じモータハウジング内に第１系統コイルと第２系統コイルが巻き回されて２つの系統のコイルにより共通のロータを回転させる２重巻線を有する三相モータの例について説明するが、モータ２０は、２重巻線モータ以外のモータであってもよく、モータ２０の相数は３相でなくてもよい。ステアリングホイール１の操舵力を補助する複数のモータ２０を同一の操舵軸２に連結してもよい。
　電動パワーステアリング装置を制御する電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）３０には、バッテリ１３から電力が供給されるとともに、イグニションスイッチ１１を経てイグニションキー信号が入力される。バッテリ１３及びＥＣＵ３０は、特許請求の範囲に記載の「電源装置」の一例である。
　ＥＣＵ３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと、車速センサ１２で検出された車速Ｖｈと、操舵角センサ１４で検出された操舵角θｈに基づいてアシスト制御指令の電流指令値の演算を行い、電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値によってモータ２０に供給する電流（第１系統コイルのＡ相電流Ｉ１ａ、Ｂ相電流Ｉ１ｂ、Ｃ相電流Ｉ１ｃと、第２系統コイルのＡ相電流Ｉ２ａ、Ｂ相電流Ｉ２ｂ、Ｃ相電流Ｉ２ｃ）を制御する。ＥＣＵ３０は、特許請求の範囲に記載の「モータ制御装置」の一例である。
　なお、操舵角センサ１４は必須のものではなく、モータ２０の回転軸の回転角度を検出する回転角センサ２３ａから得られるモータ回転角θｍと減速ギア３のギア比との積に、トルクセンサ１０のトーションバーの捩れ角を加えて操舵角θｈを算出してもよい。回転角センサ２３ａには、例えば、モータの回転位置を検出するレゾルバや、モータ２０の回転軸に取り付けられた磁石の磁界を検出する磁気センサが利用できる。また、操舵角θｈに代えて、操向車輪８Ｌ、８Ｒの転舵角を用いてもよい。例えばラック５ｂの変位量を検出することにより転舵角を検出してもよい。
　ＥＣＵ３０は、例えば、プロセッサと、記憶装置等の周辺部品とを含むコンピュータを含む。プロセッサは、例えばＣＰＵ（Central Processing Unit）、やＭＰＵ（Micro-Processing Unit）であってよい。
　記憶装置は、半導体記憶装置、磁気記憶装置及び光学記憶装置のいずれかを備えてよい。記憶装置は、レジスタ、キャッシュメモリ、主記憶装置として使用されるＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）等のメモリを含んでよい。
　以下に説明するＥＣＵ３０の機能は、例えばＥＣＵ３０のプロセッサが、記憶装置に格納されたコンピュータプログラムを実行することにより実現される。
　なお、ＥＣＵ３０を、以下に説明する各情報処理を実行するための専用のハードウエアにより形成してもよい。
　例えば、ＥＣＵ３０は、汎用の半導体集積回路中に設定される機能的な論理回路を含んでいてもよい。例えばＥＣＵ３０はフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ：Field-Programmable Gate Array）等のプログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ：Programmable Logic Device）等を有していてもよい。
　図２は、実施形態のＥＣＵ３０の一例の概要を示す構成図である。ＥＣＵ３０は、モータ回転角検出回路２３と、制御演算装置３１ａと、第１モータ電流遮断回路３３Ａおよび第２モータ電流遮断回路３３Ｂと、第１ゲート駆動回路４１Ａ及び第２ゲート駆動回路４１Ｂと、第１電力変換回路４２Ａ及び第２電力変換回路４２Ｂと、第１逆接続保護回路４４Ａ及び第２逆接続保護回路４４Ｂと、過電圧保護回路４５Ａ及び４５Ｂと、を備える。
　ＥＣＵ３０には、コネクタＣＮＴを介してバッテリ１３からの電力を伝送する電力配線ＰＷａが接続される。電力配線ＰＷａの正極側電源ラインＬｐａは、チョークコイルＬａとセラミックコンデンサＣａ１及びＣａ２により形成されたＥＭＣ（Electromagnetic Compatibility）フィルタ等のノイズフィルタ回路を経由して、制御演算装置３１ａに接続されるとともに、分岐点Ｐｂにて分岐し、それぞれ第１逆接続保護回路４４Ａと第２逆接続保護回路４４Ｂにそれぞれ接続される。
　チョークコイルＬａの一端が正極側電源ラインＬｐａとセラミックコンデンサＣａ１の一端とに接続され、チョークコイルＬａの他端が、セラミックコンデンサＣａ２の一端と制御演算装置３１ａと分岐点Ｐｂとに接続され、セラミックコンデンサＣａ１及びＣａ２の他端は接地されている。一方で、電力配線ＰＷａの負極側ラインは、ＥＣＵ３０の接地線に接続される。
　制御演算装置３１ａには、コネクタＣＮＴを介してトルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと、車速センサ１２で検出された車速Ｖｈと、操舵角センサ１４で検出された操舵角θｈの信号が伝送される。
　制御演算装置３１ａは、少なくとも操舵トルクＴｈに基づいて、モータ２０の駆動電流の制御目標値である電流指令値を演算し、電流指令値に補償等を施して得られる電圧制御指令値Ｖ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ１ｃ、Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、Ｖ２ｃを、第１ゲート駆動回路４１Ａと第２ゲート駆動回路４１Ｂとに出力する。電圧制御指令値Ｖ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ１ｃは、それぞれ第１系統コイルのＡ相電圧制御指令値、Ｂ相電圧指令値、Ｃ相電圧指令値であり、電圧制御指令値Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、Ｖ２ｃは、それぞれ第２系統コイルのＡ相電圧制御指令値、Ｂ相電圧指令値、Ｃ相電圧指令値である。
　第１逆接続保護回路４４Ａは、正極側電源ラインＬｐａと第１電力変換回路４２Ａとの間を接続又は遮断する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）ＱＣを備える。ＦＥＴＱＣのソースは正極側電源ラインＬｐａに接続され、ドレインが第１電力変換回路４２Ａの各ＦＥＴＱ１、Ｑ３およびＱ５のドレインに接続されている。制御演算装置３１ａは、第１逆接続保護回路４４Ａの通電と遮断とを制御する制御信号ＳｐＡを第１ゲート駆動回路４１Ａに出力する。第１ゲート駆動回路４１Ａは、制御信号ＳｐＡに応じてＦＥＴＱＣのゲート信号を出力して、ＦＥＴＱＣのオンオフを制御する。
　ＦＥＴＱＣの寄生ダイオードのアノードが正極側電源ラインＬｐａに接続され、カソードが第１電力変換回路４２Ａに接続されるため、ＦＥＴＱＣがオフになると第１電力変換回路４２Ａ側からバッテリ１３側へ正極側電源ラインを流れる電流が阻止される。この結果、バッテリ１３の極性を誤って反対に接続しても第１電力変換回路４２Ａを損傷から保護できる。
　また、第２逆接続保護回路４４Ｂは、正極側電源ラインＬｐａと第２電力変換回路４２Ｂとの間を接続又は遮断するＦＥＴＱＤを備える。ＦＥＴＱＤのソースは正極側電源ラインＬｐａに接続され、ドレインが第２電力変換回路４２Ｂの各ＦＥＴＱ１、Ｑ３およびＱ５のドレインに接続されている。制御演算装置３１ａは、第２逆接続保護回路４４Ｂの通電と遮断とを制御する制御信号ＳｐＢを第２ゲート駆動回路４１Ｂに出力する。第２ゲート駆動回路４１Ｂは、制御信号ＳｐＢに応じてＦＥＴＱＤのゲート信号を出力して、ＦＥＴＱＤのオンオフを制御する。
　ＦＥＴＱＤの寄生ダイオードのアノードが正極側電源ラインＬｐａに接続され、カソードが第２電力変換回路４２Ｂに接続されるため、ＦＥＴＱＤがオフになると第１電力変換回路４２Ａ側からバッテリ１３側へ正極側電源ラインを流れる電流が阻止される。この結果、バッテリ１３の極性を誤って反対に接続しても、第２電力変換回路４２Ｂを損傷から保護できる。
　第１ゲート駆動回路４１Ａは、制御演算装置３１ａから電圧制御指令値Ｖ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ１ｃが入力されると、これらの電圧制御指令値Ｖ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ１ｃと三角波のキャリア信号に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）した６つのゲート信号を形成する。そして、これらゲート信号を第１電力変換回路４２Ａに出力する。
　第２ゲート駆動回路４１Ｂは、制御演算装置３１ａから電圧制御指令値Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、Ｖ２ｃが入力されると、これらの電圧制御指令値Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、Ｖ２ｃと三角波のキャリア信号に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）した６つのゲート信号を形成する。そして、これらゲート信号を第２電力変換回路４２Ｂに出力する。
　第１電力変換回路４２Ａは、スイッチング素子であるＦＥＴにより構成された３つのスイッチングアームＳＷＡａ、ＳＷＡｂ及びＳＷＡｃを有するインバータと、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２とを備える。
　スイッチングアームＳＷＡａ、ＳＷＡｂ及びＳＷＡｃは互いに並列に接続されている。Ａ相のスイッチングアームＳＷＡａは、直列接続されたＦＥＴＱ１及びＱ２を備え、Ｂ相のスイッチングアームＳＷＡｂは、直列接続されたＦＥＴＱ３及びＱ４を備え、Ｃ相のスイッチングアームＳＷＡｃは、直列接続されたＦＥＴＱ５及びＱ６を備える。
　各ＦＥＴＱ１～Ｑ６のゲートに第１ゲート駆動回路４１Ａから出力されるゲート信号が入力され、このゲート信号により、各スイッチングアームＳＷＡａ、ＳＷＡｂおよびＳＷＡｃのＦＥＴ間の接続点からＡ相電流Ｉ１ａ、Ｂ相電流Ｉ１ｂ、Ｃ相電流Ｉ１ｃが第１モータ電流遮断回路３３Ａを介してモータ２０の第１系統コイルのＡ相巻線、Ｂ相巻線及びＣ相巻線に通電される。
　電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２は、第１電力変換回路４２Ａに対するノイズ除去機能および電力供給補助機能を備えている。電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２は、例えば導電性高分子と電解液を融合した電解質が採用されたハイブリッドコンデンサであってよい。
　第２電力変換回路４２Ｂは、スイッチング素子であるＦＥＴにより構成された３つのスイッチングアームＳＷＢａ、ＳＷＢｂ及びＳＷＢｃを有するインバータと、電解コンデンサＣＢ１及びＣＢ２とを備える。
　スイッチングアームＳＷＢａ、ＳＷＢｂ及びＳＷＢｃは互いに並列に接続されている。Ａ相のスイッチングアームＳＷＢａは、直列接続されたＦＥＴＱ１及びＱ２を備え、Ｂ相のスイッチングアームＳＷＢｂは、直列接続されたＦＥＴＱ３及びＱ４を備え、Ｃ相のスイッチングアームＳＷＢｃは、直列接続されたＦＥＴＱ５及びＱ６を備える。
　各ＦＥＴＱ１～Ｑ６のゲートに第２ゲート駆動回路４１Ｂから出力されるゲート信号が入力され、このゲート信号により、各スイッチングアームＳＷＢａ、ＳＷＢｂおよびＳＷＢｃのＦＥＴ間の接続点からＡ相電流Ｉ２ａ、Ｂ相電流Ｉ２ｂ、Ｃ相電流Ｉ２ｃが第２モータ電流遮断回路３３Ｂを介してモータ２０の第２系統コイルのＡ相巻線、Ｂ相巻線及びＣ相巻線に通電される。
　電解コンデンサＣＢ１及びＣＢ２は、第２電力変換回路４２Ｂに対するノイズ除去機能および電力供給補助機能を備えている。電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２は、例えばハイブリッドコンデンサであってよい。
　なお、第１電力変換回路４２Ａと第２電力変換回路４２Ｂは、ステアリングホイール１の操舵を補助する操舵補助力をそれぞれ発生する２つの異なるモータに三相電流を供給する電力変換回路であってもよい。例えばこれら２つの異なるモータは、減速ギアを介して同一の操舵軸２に連結されていてもよい。
　第１電力変換回路４２ＡのスイッチングアームＳＷＡａ、ＳＷＡｂ及びＳＷＡｃの下側アームを形成するＦＥＴＱ２、Ｑ４およびＱ６の各ソース側には、電流検出回路３９Ａ１、３９Ｂ１及び３９Ｃ１が設けられる。電流検出回路３９Ａ１、３９Ｂ１及び３９Ｃ１は、それぞれスイッチングアームＳＷＡａ、ＳＷＡｂ及びＳＷＡｃの下流側電流を、第１系統コイルのＡ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流として検出し、その検出値Ｉ１ａｄ、Ｉ１ｂｄ、Ｉ１ｃｄを出力する。
　第２電力変換回路４２ＢのスイッチングアームＳＷＢａ、ＳＷＢｂ及びＳＷＢｃの下側アームを形成するＦＥＴＱ２、Ｑ４およびＱ６の各ソース側には、電流検出回路３９Ａ２、３９Ｂ２及び３９Ｃ２が設けられる。電流検出回路３９Ａ２、３９Ｂ２及び３９Ｃ２は、それぞれスイッチングアームＳＷＢａ、ＳＷＢｂ及びＳＷＢｃの下流側電流を、第２系統コイルのＡ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流として検出し、その検出値Ｉ２ａｄ、Ｉ２ｂｄ、Ｉ２ｃｄを出力する。
　第１モータ電流遮断回路３３Ａは、３つの電流遮断用のＦＥＴＱＡ１、ＱＡ２およびＱＡ３を有する。ＦＥＴＱＡ１のソースが第１電力変換回路４２ＡのスイッチングアームＳＷＡａのＦＥＴＱ１およびＱ２の接続点に接続され、ドレインがモータ２０の第１系統コイルのＡ相巻線に接続されている。ＦＥＴＱＡ２のソースがスイッチングアームＳＷＡｂのＦＥＴＱ３およびＱ４の接続点に接続され、ドレインが第１系統コイルのＢ相巻線に接続されている。ＦＥＴＱＡ３のソースがスイッチングアームＳＷＡｃのＦＥＴＱ５およびＱ６の接続点に接続され、ドレインが第１系統コイルのＣ相巻線に接続されている。
　制御演算装置３１ａは、第１モータ電流遮断回路３３Ａの通電と遮断とを制御する制御信号ＳｍＡを第１ゲート駆動回路４１Ａに出力する。第１ゲート駆動回路４１Ａは、制御信号ＳｍＡに応じてＦＥＴＱＡ１～ＱＡ３のゲート信号を出力して、第１電力変換回路４２Ａからモータ２０へのＡ相電流Ｉ１ａ、Ｂ相電流Ｉ１ｂ、Ｃ相電流Ｉ１ｃを通電又は遮断する。
　第２モータ電流遮断回路３３Ｂは、３つの電流遮断用のＦＥＴＱＢ１、ＱＢ２およびＱＢ３を有する。ＦＥＴＱＢ１のソースが第２電力変換回路４２ＢのスイッチングアームＳＷＢａのＦＥＴＱ１およびＱ２の接続点に接続され、ドレインがモータ２０の第２系統コイルのＡ相巻線に接続されている。ＦＥＴＱＢ２のソースがスイッチングアームＳＷＢｂのＦＥＴＱ３およびＱ４の接続点に接続され、ドレインが第２系統コイルのＢ相巻線に接続されている。ＦＥＴＱＢ３のソースがスイッチングアームＳＷＢｃのＦＥＴＱ５およびＱ６の接続点に接続され、ドレインが第２系統コイルのＣ相巻線に接続されている。
　制御演算装置３１ａは、第２モータ電流遮断回路３３Ｂの通電と遮断とを制御する制御信号ＳｍＢを第２ゲート駆動回路４１Ｂに出力する。第２ゲート駆動回路４１Ｂは、制御信号ＳｍＢに応じてＦＥＴＱＢ１～ＱＢ３のゲート信号を出力して、第２電力変換回路４２Ｂからモータ２０へのＡ相電流Ｉ２ａ、Ｂ相電流Ｉ２ｂ、Ｃ相電流Ｉ２ｃを通電又は遮断する。
　モータ回転角検出回路２３は、回転角センサ２３ａから検出値を取得し、モータ２０の回転軸の回転角度であるモータ回転角θｍを検出する。モータ回転角検出回路２３は、モータ回転角θｍを制御演算装置３１ａへ出力する。
　制御演算装置３１ａは、図示しないＡ／Ｄ変換部を介して、第１系統コイルのＡ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流の検出値Ｉ１ａｄ、Ｉ１ｂｄ、Ｉ１ｃｄと、第２系統コイルのＡ相電流、Ｂ相電流、Ｃ相電流の検出値Ｉ２ａｄ、Ｉ２ｂｄ、Ｉ２ｃｄを取得する。
　図３は、制御演算装置３１ａの機能構成の一例のブロック図である。なお、図３では、モータ２０の第１系統のコイルを駆動する機能構成のみ記載するが、第２系統のコイルを駆動する機能構成も同様の構成を有する。
　制御演算装置３１ａは、電流指令値演算部６０と、減算器６２及び６３と、電流制限部６４と、比例積分（ＰＩ：Proportional-Integral）制御部６５と、２相／３相変換部６６と、３相／２相変換部６７と、角速度変換部６８を備えており、モータ２０をベクトル制御で駆動する。
　電流指令値演算部６０は、操舵トルクＴｈと、車速Ｖｈと、モータ２０のモータ回転角θｍと、モータ２０の回転角速度ωに基づいてモータ２０に流すべきｑ軸電流指令値Ｉｑ及びｄ軸電流指令値Ｉｄを演算する。
　一方で、電流検出回路３９Ａ１、３９Ｂ１、３９Ｃ１により検出されたモータ２０の第１系統コイルのＡ相電流、Ｂ相電流及びＣ相電流の検出値Ｉ１ａｄ、Ｉ１ｂｄ、Ｉ１ｃｄは、３相／２相変換部６７でｄ－ｑ２軸の電流ｉｄ、ｉｑに変換される。
　減算器６２及び６３は、フィードバックされた電流ｉｑ、ｉｄをｑ軸電流指令値Ｉｑ及びｄ軸電流指令値Ｉｄからそれぞれ減じることにより、ｑ軸偏差電流Δｑ０及びｄ軸偏差電流Δｄ０を算出する。
　電流制限部６４は、ｑ軸偏差電流Δｑ０及びｄ軸偏差電流Δｄ０の上限値を制限する。制限後のｑ軸偏差電流Δｑ及びｄ軸偏差電流Δｄは、ＰＩ制御部６５に入力される。
　ＰＩ制御部６５は、ｑ軸偏差電流Δｑ及びｄ軸偏差電流Δｄを各々０とするような電圧指令値ｖｑ、ｖｄを算出する。２相／３相変換部６６は、電圧指令値ｖｄ、ｖｑを、モータ２０の第１系統のＡ相電圧制御指令値Ｖ１ａ、Ｂ相電圧指令値Ｖ１ｂ、Ｃ相電圧指令値Ｖ１ｃにそれぞれ変換して、第１ゲート駆動回路４１Ａへ出力する。
　角速度変換部６８は、モータ回転角θｍの時間的変化に基づいてモータ２０の回転角速度ωを算出する。これらモータ回転角θｍ及び回転角速度ωは、電流指令値演算部６０に入力されてベクトル制御に使用される。
　再び図２を参照する。過電圧保護回路４５Ａは、第１逆接続保護回路４４Ａと並列に、接続点Ｐｃａ１及びＰｃａ２に接続される。接続点Ｐｃａ１は、第１逆接続保護回路４４Ａが正極側電源ラインＬｐａ側に接続される点であり、接続点Ｐｃａ２は、第１逆接続保護回路４４Ａが電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２側に接続される点である。
　過電圧保護回路４５Ａは、第１逆接続保護回路４４ＡのＦＥＴＱＣがオフの状態で正極側電源ラインＬｐａに繰り返しパルス信号が印加された場合に、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧が過大となるのを防止する。例えば両端電圧が電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の耐電圧以上となるのを防止する。
　このようなパルス信号の印加は、例えば過渡エミッション試験や耐圧パルス試験（ＩＳＯ７６３２－２試験）で行われる。ＩＳＯ７６３２－２試験は、第１逆接続保護回路４４ＡのＦＥＴＱＣがオンの状態とオフの状態の両方で実施されることがある。
　図２に示す回路構成のように、バッテリ１３側から電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２側へ正極側電源ラインＬｐａを流れる電流を阻止する整流素子が存在しない場合には、正極側電源ラインＬｐａにパルス信号が印加されると、第１逆接続保護回路４４ＡのＦＥＴＱＣがオンの場合にはＦＥＴＱＣのチャネルを経由して、ＦＥＴＱＣがオフの場合には寄生ダイオードを経由して電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２に電荷が流れ込む。
　このときＦＥＴＱＣがオフの場合には、ＦＥＴＱＣの寄生ダイオードによって電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の放電が妨げられる。この結果、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２に電荷が徐々に蓄積する。これにより電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧が耐電圧を超えると、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の故障の要因となる。
　このため、過電圧保護回路４５Ａは、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧ＶＲが所定電圧以上となった場合に、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧ＶＲを所定電圧以下に制御する。例えば過電圧保護回路４５Ａは、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧ＶＲが所定電圧以上となった場合に、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２に蓄積した電荷を放電して電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧ＶＲを所定電圧以下に制御する放電回路であってよい。
　同様に過電圧保護回路４５Ｂは、第２逆接続保護回路４４Ｂと並列に、接続点Ｐｃｂ１及びＰｃｂ２に接続される。接続点Ｐｃｂ１は、第２逆接続保護回路４４Ｂが正極側電源ラインＬｐａ側に接続される点であり、接続点Ｐｃｂ２は、第２逆接続保護回路４４Ｂが電解コンデンサＣＢ１及びＣＢ２側に接続される点である。
　過電圧保護回路４５Ｂは、第２逆接続保護回路４４ＢのＦＥＴＱＤがオフの状態で正極側電源ラインＬｐａに繰り返しパルス信号が印加された場合に、電解コンデンサＣＢ１及びＣＢ２の両端電圧が過大となるのを防止する。
　図４（ａ）及び図４（ｂ）は、それぞれ過電圧保護回路４５Ａの第１例及び第２例の概要を示す構成図である。過電圧保護回路４５Ｂも過電圧保護回路４５Ａと同じ構成を有していてよい。
　図４（ａ）を参照する。過電圧保護回路４５Ａは、接続点Ｐｃａ２と接地線の間に接続されて接続点Ｐｃａ２と接地線との間を接続又は遮断するスイッチング素子であるＰチャネル型ＦＥＴＱ１０と、ＦＥＴＱ１０と接地線との間に直列接続される放電抵抗Ｒ１を備える。ＦＥＴＱ１０の制御電極であるゲート電極は接続点Ｐｃａ１に接続される。ＦＥＴＱ１０の第１主電極であるソース電極は接続点Ｐｃａ２に接続される。ＦＥＴＱ１０の第２主電極であるドレイン電極は、放電抵抗Ｒ１を介して接地線に接続される。ＦＥＴＱ１０のゲート電極とソース電極の間に、ゲート・ソース間電圧が耐圧を超過しないように保護するツェナーダイオードＺを接続してもよい。また、ＦＥＴＱ１０のゲート電極と接続点Ｐｃａ１との間に保護用抵抗Ｒ２を接続してもよい。
　図４（ｂ）を参照する。図４（ｂ）の過電圧保護回路４５Ａは、接続点Ｐｃａ２と接地線の間に接続されて接続点Ｐｃａ２と接地線との間を接続又は遮断するスイッチング素子として、ＰＮＰ型トランジスタＱ２０を備える。放電抵抗Ｒ１は、トランジスタＱ２０と接地線との間に直列接続される。トランジスタＱ２０の制御電極であるベース電極は接続点Ｐｃａ１に接続される。トランジスタＱ２０の第１主電極であるエミッタ電極は接続点Ｐｃａ２に接続される。トランジスタＱ２０の第２主電極であるコレクタ電極は、放電抵抗Ｒ１を介して接地線に接続される。トランジスタＱ２０のベース電極とエミッタ電極の間に、ベースエミッタ間電圧が耐圧を超過しないように保護するツェナーダイオードＺを接続してもよい。また、ＦＥＴＱ２０のベース電極と接続点Ｐｃａ１との間に保護用抵抗Ｒ２を接続してもよい。
　以下、第１逆接続保護回路４４ＡのＦＥＴＱＣがオフの状態で正極側電源ラインＬｐａに繰り返しパルス信号が印加された場合（例えばＩＳＯ７６３２－２試験を行った場合）における過電圧保護回路４５Ａの動作例について説明する。
　まず、パルス信号の印加前の初期状態では第１逆接続保護回路４４ＡのＦＥＴＱＣをオフに制御する。この状態では、バッテリ１３のバッテリ電圧ＶＢＡＴと、ノイズフィルタ回路の出力（チョークコイルＬａとセラミックコンデンサＣａ２との接続点）における電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳと、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧ＶＲは等しい。初期状態におけるＶＢＡＴ、ＶＢＡＴＳＹＳ、ＶＲの値を「初期値Ｖ０」と表記する。
　その後に電力配線ＰＷａに試験用のパルス信号を印加すると、パルス信号によってバッテリ電圧ＶＢＡＴと電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳとが変動する。なお、電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳの電圧変動は、ノイズフィルタ回路や制御演算装置３１ａ等の負荷の影響でバッテリ電圧ＶＢＡＴの電圧変動よりも小さくなる。
　電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳの電圧変動により、第１逆接続保護回路４４ＡのＦＥＴＱＣの寄生ダイオードを経由して電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２に電荷が蓄積する。この結果、１個のパルス信号の印加が終了すると、バッテリ電圧ＶＢＡＴと電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳが初期値Ｖ０に戻るが、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧ＶＲは、初期値Ｖ０よりも高くなる。このため、パルス信号が繰り返し印加されると、両端電圧ＶＲは徐々に上昇する。
　その後、パルス信号の印加により両端電圧ＶＲの上昇が続き、ＦＥＴＱ１０の負値のゲート閾値電圧Ｖｔｈ（＜０）と両端電圧ＶＲとの和が、電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳよりも高くなる（ＶＲ＋Ｖｔｈ＞ＶＢＡＴＳＹＳ）。または、両端電圧ＶＲが、トランジスタＱ２０のベースエミッタ間の閾値電圧Ｖｔｈと電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳとの和より高くなる。
　すると、ＦＥＴＱ１０又はトランジスタＱ２０がオン状態となって、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の電荷が、ＦＥＴＱ１０又はトランジスタＱ２０と放電抵抗Ｒ１を経由して接地線に流れ、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２が放電される。これにより、両端電圧ＶＲが低下する。すなわち過電圧保護回路４５Ａは、接続点Ｐｃａ１と接続点Ｐｃａ２との間の電圧がＦＥＴＱ１０又はトランジスタＱ２０の閾値電圧の絶対値｜Ｖｔｈ｜以上になると、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２を放電する。
　その後、ＦＥＴＱ１０のゲート閾値電圧Ｖｔｈと両端電圧ＶＲの和が、電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳ以下になると（ＶＲ＋Ｖｔｈ≦ＶＢＡＴＳＹＳ）ＦＥＴＱ１０がオフになる。または両端電圧ＶＲが、トランジスタＱ２０の閾値電圧Ｖｔｈと電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳとの和以下になるとＦＥＴＱ１０がオフになる。これにより電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の放電が終了する。
　これ以降は、パルス信号の印加に伴ってＦＥＴＱ１０又はトランジスタＱ２０のオンオフが繰り返されるので、両端電圧ＶＲは、電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳと閾値電圧の絶対値｜Ｖｔｈ｜の和の値に安定する。すなわち、過電圧保護回路４５Ａは、接続点Ｐｃａ１と接続点Ｐｃａ２との間の電圧がＦＥＴＱ１０又はトランジスタＱ２０の閾値電圧の絶対値｜Ｖｔｈ｜以上になると、両端電圧ＶＲを、電源電圧ＶＢＡＴＳＹＳと閾値電圧の絶対値｜Ｖｔｈ｜の和以下に制御する。これにより、電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の両端電圧ＶＲが過大になること（例えば電解コンデンサＣＡ１及びＣＡ２の耐電圧を超えること）を防止できる。
　（変形例）
　（１）図５は、ＥＣＵ３０の第１変形例の概要を示す構成図である。電動パワーステアリング装置は、バッテリ１３として、第１電力配線ＰＷａを経由して第１電力変換回路４２Ａに電力を供給する第１バッテリと、第２電力配線ＰＷｂを経由して第２電力変換回路４２Ｂに電力を供給する第２バッテリと、を別個に備えてもよい。
　第１電力配線ＰＷａの正極側電源ラインＬｐａは、チョークコイルＬａとセラミックコンデンサＣａ１及びＣａ２により形成されたノイズフィルタ回路を経由して、制御演算装置３１ａに接続されるとともに、第１逆接続保護回路４４Ａに接続される。
　第２電力配線ＰＷｂの正極側電源ラインＬｐｂは、チョークコイルＬｂとセラミックコンデンサＣｂ１及びＣｂ２により形成されたノイズフィルタ回路を経由して、制御演算装置３１ｂに接続されるとともに、第２逆接続保護回路４４Ｂに接続される。
　チョークコイルＬｂの一端が正極側電源ラインＬｐｂとセラミックコンデンサＣｂ１の一端とに接続され、チョークコイルＬｂの他端が、セラミックコンデンサＣｂ２の一端と制御演算装置３１ｂに接続され、セラミックコンデンサＣｂ１及びＣｂ２の他端は接地されている。一方で、第２電力配線ＰＷｂの負極側ラインは、ＥＣＵ３０の接地線に接続される。
　制御演算装置３１ａ及び３１ｂには、コネクタＣＮＴを介してトルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと、車速センサ１２で検出された車速Ｖｈと、操舵角センサ１４で検出された操舵角θｈの信号が伝送される。
　制御演算装置３１ａは、少なくとも操舵トルクＴｈに基づいて、モータ２０の駆動電流の制御目標値である電流指令値を演算し、電流指令値に補償等を施して得られる電圧制御指令値Ｖ１ａ、Ｖ１ｂ、Ｖ１ｃを、第１ゲート駆動回路４１Ａに出力する。また、第１逆接続保護回路４４Ａを制御する制御信号ＳｐＡと、第１モータ電流遮断回路３３Ａを制御する制御信号ＳｍＡとを生成して、第１ゲート駆動回路４１Ａに出力する。
　制御演算装置３１ｂは、少なくとも操舵トルクＴｈに基づいて、モータ２０の駆動電流の制御目標値である電流指令値を演算し、電流指令値に補償等を施して得られる電圧制御指令値Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、Ｖ２ｃを、第２ゲート駆動回路４１Ｂに出力する。また、第２逆接続保護回路４４Ｂを制御する制御信号ＳｐＢと、第２モータ電流遮断回路３３Ｂを制御する制御信号ＳｍＢとを生成して、第２ゲート駆動回路４１Ｂに出力する。
　なお、制御演算装置３１ａと制御演算装置３１ｂとを単一の制御演算装置に統合して、第１電力配線ＰＷａの正極側電源ラインＬｐａ又は第２電力配線ＰＷｂの正極側電源ラインＬｐｂから電力が供給されるように構成してもよい。
　（２）図６は、ＥＣＵ３０の第２変形例の概要を示す構成図である。ＥＣＵ３０の第２変形例は、第１逆接続保護回路４４Ａと第２逆接続保護回路４４Ｂを統合して、単一の第１逆接続保護回路４４Ａを備える。電力配線ＰＷａの正極側電源ラインＬｐａは、第１逆接続保護回路４４Ａと第１ゲート駆動回路４１Ａとの間で分岐し、それぞれ第１ゲート駆動回路４１Ａと第２ゲート駆動回路４１Ｂとに接続されている。
　電解コンデンサＣＡ１、ＣＡ２、ＣＢ１及びＣＢ２の両端電圧ＶＲが過大になることを防止する過電圧保護回路４５Ａは、第１逆接続保護回路４４Ａと並列に接続される。すなわち、過電圧保護回路の数は逆接続保護回路の数と同数であれば足りる。
　（３）図７は、ＥＣＵ３０の第３変形例の概要を示す構成図である。ＥＣＵ３０の第３変形例は、単一のインバータによりモータ２０を駆動する。このため、図２に表した構成に含まれる第１モータ電流遮断回路３３Ａおよび第２モータ電流遮断回路３３Ｂと、第１ゲート駆動回路４１Ａ及び第２ゲート駆動回路４１Ｂと、第１電力変換回路４２Ａ及び第２電力変換回路４２Ｂと、第１逆接続保護回路４４Ａ及び第２逆接続保護回路４４Ｂと、過電圧保護回路４５Ａ及び４５Ｂのうち、第１モータ電流遮断回路３３Ａと、第１ゲート駆動回路４１Ａと、第１電力変換回路４２Ａと、第１逆接続保護回路４４Ａと、過電圧保護回路４５Ａのみを備えている。
　（４）以上の説明では、本発明の回転角検出装置を、いわゆる上流アシスト方式と呼ばれるコラムアシスト方式の電動パワーステアリング装置に適用する例について記載したが、本発明の回転角検出装置は、いわゆる下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に適用してもよい。以下、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置の例として、シングルピニオンアシスト方式、ラックアシスト方式、デュアルピニオンアシスト方式の電動パワーステアリング装置に、本発明の回転角検出装置を適用する構成例を説明する。
　なお、下流アシスト方式の場合には、防水対策のためモータ２０、回転角センサ２３ａ、ＥＣＵ３０は別体ではなく、図８～図１０の破線で示すように一体構造のＭＣＵ（Ｍｏｔｏｒ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）としてよい。
　図８は、シングルピニオンアシスト方式の電動パワーステアリング装置に、本発明の回転角検出装置を適用する構成例を示す。ステアリングホイール１は、操舵軸２を経て、インターミディエイトシャフトの一方のユニバーサルジョイント４ａと連結されている。また、他方のユニバーサルジョイント４ｂには、トーションバー（図示せず）の入力側シャフト４ｃが連結されている。
　ピニオンラック機構５は、ピニオンギア（ピニオン）５ａ、ラックバー（ラック）５ｂ及びピニオン軸５ｃを備える。入力側シャフト４ｃとピニオンラック機構５とは、入力側シャフト４ｃとピニオンラック機構５との間の回転角のずれによってねじれるトーションバー（図示せず）によって連結されている。トルクセンサ１０は、トーションバーの捩れ角を、ステアリングホイール１の操舵トルクＴｈとして電磁気的に測定する。
　ピニオン軸５ｃには、ステアリングホイール１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介して連結されており、回転角センサ２３ａは、上記実施形態と同様にモータ２０のモータ回転軸の回転角情報を算出する。
　（５）図９は、ラックアシスト方式の電動パワーステアリング装置に、本発明の回転角検出装置を適用する構成例を示す。ラックバー５ｂの外周面には螺旋溝（図示せず）が形成され、これと同様のリードの螺旋溝（図示せず）がナット８１の内周面にも形成されている。これら螺旋溝によって形成される転動路に複数の転動体が配置されることによりボールネジが形成されている。
　ステアリングホイール１の操舵力を補助するモータ２０の回転軸２０ａに連結する駆動プーリ８２と、ナット８１に連結する従動プーリ８３にはベルト８４が巻きかけられており、回転軸２０ａの回転運動がラックバー５ｂの直進運動に変換される。回転角センサ２３ａは、上記実施形態と同様にモータ２０のモータ回転軸の回転角情報を算出する。
　（６）図１０は、デュアルピニオンアシスト方式の電動パワーステアリング装置に、本発明の回転角検出装置を適用する構成例を示す。デュアルピニオンアシスト方式の電動パワーステアリング装置は、ピニオン軸５ｃ、ピニオンギア５ａに加えて、第２ピニオン軸８５、第２ピニオンギア８６を有し、ラックバー５ｂは、ピニオンギア５ａと噛合する第１ラック歯（図示せず）と、第２ピニオンギア８６と噛合する第２ラック歯（図示せず）を有する。
　第２ピニオン軸８５には、ステアリングホイール１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介して連結されており、回転角センサ２３ａは、上記実施形態と同様にモータ２０のモータ回転軸の回転角情報を算出する。
　（実施形態の効果）
　（１）実施形態の電源装置は、直流電源と、直流電源から電力が供給されるインバータと、直流電源とインバータとの間にインバータと並列に接続されるコンデンサと、直流電源とコンデンサとの間に接続されて、直流電源の正極側電源ラインをコンデンサから直流電源へ流れる電流を阻止する逆接続保護回路と、コンデンサの両端電圧が所定電圧以上となった場合に両端電圧を所定電圧以下に制御する過電圧保護回路と、を備える。
　これにより、インバータ側から直流電源側へ流れる電流を阻止する逆接続保護回路が設けられる電源装置において、電源ラインにパルス信号が繰り返し印加されても、インバータと並列に接続されるコンデンサの両端電圧が過大になることを防止できる。
　このため、インバータと並列に接続されるコンデンサとして耐電圧がより低いコンデンサを使用することができる。耐電圧が低いコンデンサは耐電圧が高いコンデンサよりも静電容量が大きいため、同じ容量を確保するのに必要がコンデンサの点数を減らすことができる。これにより、部品点数、コスト、実装面積を低減できる。
　（２）過電圧保護回路は、直流電源への逆接続保護回路の接続点とコンデンサへの逆接続保護回路の接続点との間の電圧が閾値以上となった場合に、両端電圧を所定電圧以下に制御する回路であってよい。これにより、コンデンサの両端電圧が過大になることを防止できる。
　（３）過電圧保護回路は、コンデンサの正極と接地線との間に設けられてコンデンサの両端電圧が所定電圧以上となった場合に導通するスイッチング素子であってよい。例えばスイッチング素子は、Ｐチャネル型電界効果トランジスタであってもよく、ＰＮＰ型トランジスタであってもよい。これにより簡易な構成で過電圧保護回路を実現できる。
　（４）スイッチング素子の制御端子は、直流電源への逆接続保護回路の接続点に接続され、スイッチング素子の第１主電極は、コンデンサへの逆接続保護回路の接続点に接続され、スイッチング素子の第２主電極は、放電抵抗を介して接地線に接続されてよい。これにより、コンデンサの両端電圧に応じてスイッチング素子のオンオフを制御できる。
　（５）所定電圧はコンデンサの耐電圧未満であってよい。これによりコンデンサの両端電圧が耐電圧を超えることによるコンデンサの故障の要因を回避できる。
　（６）コンデンサは、例えばハイブリッドコンデンサであってよい。これによりコンデンサの実装面積をより低減できる。
　（７）直流電源の正極側電源ラインを直流電源からコンデンサへ流れる電流を阻止する整流素子が配置されていなくてもよい。このような整流素子を配置しなくても過電圧保護回路によってコンデンサの両端電圧が過大になることを防止できる。例えば、正極側電源ラインを直流電源からコンデンサへ流れる電流を阻止する向きの寄生ダイオードを含んだスイッチング素子が配置されていなくてもよい。
　１…ステアリングホイール、２…操舵軸、３…減速ギア、４ａ、４ｂ…ユニバーサルジョイント、４ｃ…入力側シャフト、５…ピニオンラック機構、５ａ…ピニオンギア（ピニオン）、５ｂ…ラックバー（ラック）、５ｃ…ピニオン軸、６ａ、６ｂ…タイロッド、７ａ、７ｂ…ハブユニット、８Ｌ、８Ｒ…操向車輪、１０…トルクセンサ、１１…イグニションスイッチ、１２…車速センサ、１３…バッテリ、１４…操舵角センサ、２０…モータ、２３…モータ回転角検出回路、３０…電子制御ユニット（ＥＣＵ）、３１ａ、３１ｂ…制御演算装置、３３Ａ…第１モータ電流遮断回路、３３Ｂ…第２モータ電流遮断回路、３９Ａ１、３９Ａ２、３９Ｂ１、３９Ｂ２、３９Ｃ１、３９Ｃ２…電流検出回路、４１Ａ…第１ゲート駆動回路、４１Ｂ…第２ゲート駆動回路、４２Ａ…第１電力変換回路、４２Ｂ…第２電力変換回路、４４Ａ…第１逆接続保護回路、４４Ｂ…第２逆接続保護回路、４５Ａ、４５Ｂ…過電圧保護回路、６０…電流指令値演算部、６２、６３…減算器、６４…電流制限部、６５…ＰＩ制御部、６６…２相／３相変換部、６７…３相／２相変換部、６８…角速度変換部、８１…ナット、８２…駆動プーリ、８３…従動プーリ、８４…ベルト、８５…第２ピニオン軸、８６…第２ピニオンギア

Claims (10)

  1. 　直流電源と、
    　前記直流電源から電力が供給されるインバータと、
    　前記直流電源と前記インバータとの間に前記インバータと並列に接続されるコンデンサと、
    　前記直流電源と前記コンデンサとの間に接続されて、前記直流電源の正極側電源ラインを前記コンデンサから前記直流電源へ流れる電流を阻止する逆接続保護回路と、
    　前記コンデンサの両端電圧が所定電圧以上となった場合に前記両端電圧を前記所定電圧以下に制御する過電圧保護回路と、
    　を備えることを特徴とする電源装置。
  2. 　前記過電圧保護回路は、前記直流電源への前記逆接続保護回路の接続点と前記コンデンサへの前記逆接続保護回路の接続点との間の電圧が閾値以上となった場合に、前記両端電圧を前記所定電圧以下に制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  3. 　前記過電圧保護回路は、前記コンデンサの正極と接地線との間に設けられて前記コンデンサの両端電圧が前記所定電圧以上となった場合に導通するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  4. 　前記スイッチング素子は、Ｐチャネル型電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
  5. 　前記スイッチング素子は、ＰＮＰ型トランジスタであることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
  6. 　前記スイッチング素子の制御端子は、前記直流電源への前記逆接続保護回路の接続点に接続され、
    　前記スイッチング素子の第１主電極は、前記コンデンサへの前記逆接続保護回路の接続点に接続され、
    　前記スイッチング素子の第２主電極は、放電抵抗を介して接地線に接続される、
    　ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
  7. 　前記所定電圧は前記コンデンサの耐電圧未満であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  8. 　前記コンデンサは、ハイブリッドコンデンサであることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  9. 　前記直流電源の正極側電源ラインを前記直流電源から前記コンデンサへ流れる電流を阻止する整流素子が配置されていないことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
  10. 　請求項１～９のいずれか一項に記載の電源装置と、
    　前記電源装置の前記インバータにより駆動される電動モータと、を備え、
    　前記電動モータによって車両の操舵系に操舵補助力を付与することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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