WO2024048150A1

WO2024048150A1 - バッテリ用交流電流供給装置

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Publication number: WO2024048150A1
Application number: PCT/JP2023/027550
Authority: WO
Inventors: 正一田中
Original assignee: 正一田中
Priority date: 2022-08-15
Filing date: 2023-07-27
Publication date: 2024-03-07
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Abstract

バッテリ内の電析物質を低減するために交流電流をバッテリに供給する電析低減モードが運転される。この電析低減モードは、バッテリ加熱のために実施される従来のバッテリ加熱モードよりも高いバッテリ温度範囲において運転される。この電析低減モードにおいて使用される交流電流は、短い放電期間に供給されるハイレートの放電電流成分と、長い放電期間に供給されるローレートの充電電流成分とからなる。これらの放電期間及び充電期間は交互に繰り返される。一例において、バッテリに交流電流を供給するための交流電流供給回路は、モータ駆動回路の平滑キャパシタ及びバッテリとともに閉ループ回路を形成する降圧トランスの二次コイルをもつ。もう一つの例において、交流電流供給回路は、並列に充電され、順番に放電する複数のインダクタをもつ。

Description

バッテリ用交流電流供給装置

本発明は、交流電流をバッテリに供給することによりバッテリの劣化を改善する交流電流供給装置に関する。

リチウムイオンバッテリ（LIB)のような二次電池は、電気自動車などの電気推進システムに広く採用されている。直列接続された複数のセルからなる高電圧の二次電池はバッテリ又はバッテリパックと呼ばれる。バッテリの長い充電時間は、電気自動車の深刻な問題である。したがって、バッテリの急速充電能力は、電気自動車が使い勝手に優れた運転能力を得るために非常に重要である。

しかし、急速充電により、キャリヤ金属がバッテリの負極表面に析出することが知られている。電析と呼ばれるこの析出は、バッテリの容量劣化及びいわゆる内部短絡を引き起こす。これらの問題を回避するために、急速充電における充電電流のレートは、一般的に電析を回避可能な範囲内に制限される。

特に、典型的な電析として知られているデンドライトは、内部短絡に起因するいわゆる熱暴走事故を引き起こす。低温バッテリの急速充電はこのデンドライトを加速する。樹脂セパレータに代えて採用される固体電解質はデンドライトを抑制する。しかし、固体電解質は、デンドライトが固体電解質の粒界に沿って成長するという問題をもつ。

このため、０℃未満の温度をもつ冷たいバッテリを予熱するバッテリ加熱技術が採用されている。このバッテリ加熱は、電力消費を減らすために、バッテリ温度が０℃近傍に達したら終了される。しかしながら、電気ヒータによりEV用バッテリパックを均一かつ速やかに加熱することは困難である。

このため、バッテリに交流電流を供給する交流内部加熱法がたとえば非特許文献１及び非特許文献２により提案されている。これらの交流内部加熱法は、バッテリ温度のばらつきを低減し、バッテリを急速に加熱する。しかしながら、この交流内部加熱法は未解決の問題をもつ故にまだ電気自動車に装備されていない。

従来の交流内部加熱法の一つの問題は、既述された電析がハイレートの交流電流により促進されることである。ハイレートの交流電流は、ハイレートの充電電流成分とハイレートの放電電流成分とからなる。充電電流成分は電析を促進し、放電電流成分は電析を解消する。ハイレートの交流電流による電析促進は、充電電流成分による電析増加量が放電電流成分による電析減少量を上回ることを示唆している。このため、交流内部加熱法が採用可能な交流電流のレートは電析を生じない範囲に制限されねばならない。

従来の交流内部加熱法のもう一つの問題は、交流電流供給回路の高い回路コストである。これは、バッテリの内部抵抗が低い故に、交流電流供給回路はハイレートの交流電力を扱う必要があるからである。

交流電流供給回路は、バッテリから放電された電力エネルギーを次の充電期間まで一時的に蓄積する必要がある。このため、交流電流供給回路は、高い電力エネルギーを貯蔵可能な大型のインダクタ及び/又は大型のキャパシタをもつ。その結果、交流電流供給回路は高価となる。

たとえば、５０Aの交流電流が０．２オームのバッテリに供給される時、バッテリは５００Wの電熱を発生する。けれども、バッテリ電圧が４００Vである時、バッテリは２０kWの交流電力を外部のエネルギー蓄積デバイスに供給しなければならない。

特許文献１は、電気自動車（EV）が装備するグリッド充電器を利用する交流内部加熱法を提案する。グリッド充電器に内蔵される変圧器のコイルが、エネルギー蓄積デバイスとして使用される。しかし、変圧器のコイルをインダクタとして利用するために、高価な半導体素子を追加する必要がある。

特許文献２は、変圧器を使用するもう一つの交流内部加熱法を提案する。特許文献２が採用する交流電流供給回路が図１を参照して説明される。抵抗RをもつバッテリEに接続される交流電流供給回路は、変圧器T、スイッチS、及びダイオードDをもつ。変圧器Tは、一次コイルW1、及びスイッチS、及びバッテリEの抵抗Rは、放電用閉ループ回路を形成している。さらに、ダイオードD、二次コイルW２、及びバッテリEの抵抗Rは、充電用閉ループ回路を形成している。

スイッチSがオンされる時、放電電流Idが放電用閉ループ回路を流れる。スイッチSがオフされる時、変圧器Tのインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーにより、充電電流Icが充電用閉ループ回路を流れる。その結果、バッテリEの内部抵抗Rは、放電電流Id及び充電電流Icにより加熱される。放電電流Idが一次コイルW1に流れる放電期間は、スイッチSのオン期間により決定される。充電電流Icが二次コイルW2に流れる充電期間は、スイッチSのオフ期間により決定される。放電電流Id及び充電電流Icの波形は、一次コイルW1の巻数及び二次コイルW2の巻数により変化する。

図２は、放電電流Id及び充電電流Icの波形例を示す。図２において、放電電流Idは充電電流Icよりも高い平均振幅をもつ。放電期間t１は充電期間t２よりも短い。しかしながら、特許文献２は、図２に示される波形例が何らかの理由により意図的に選択されたものであるとの説明及びその選択理由を記載していない。

結局、上記されたすべての交流電流内部加熱法は、バッテリを水の氷点より低い温度からこの氷点近傍まで予熱するバッテリ加熱技術である。したがって、室温下のバッテリは良好な充電動作及び良好な放電動作をもつので、室温より高い温度をもつバッテリは、交流電流内部加熱法を採用する必要がない。逆に、室温レベルの温度をもつ通常のバッテリを従来の交流内部加熱法により加熱する時、バッテリの過熱やバッテリの劣化が引き起こされてしまう。

特許文献３は、上記交流電流内部加熱法と異なる交流電流供給技術を開示する。この交流電流供給技術は、たとえば非低温バッテリに交流電流を供給することにより、バッテリ電極の固相状態を改善する。けれども、特許文献３は、交流電流の波形、及び、交流電流供給回路の回路構造についてなんら開示していない。

CN111181208B US9,065,293B2 US11,145,861B2

Applied Energy Volume 230, 15 November 2018, Pages 257-266：　　A low-temperature internal heating strategy without lifetime reduction for large-size automotive lithium-ion battery pack Applied Energy Volume 284, 15 February 2021, Pages 116-192：　　Effects of alternating current on Li-ion battery performance, Monitoring degrative processes with in-situ characterization tecniques

本発明の第１の目的は、バッテリ充電による電析を低減可能なバッテリ用交流電流供給装置を提供することである。さらに、本発明の第２の目的は、コスト低減によりバッテリ用交流電流供給装置の普及を促進することである。

本発明の第１の様相によれば、バッテリに交流電流を供給することによりバッテリ内の電析物質を低減する電析低減モードが実施される。この電析低減モードは、所定の室温を超える温度をもつバッテリに交流電流を供給する。好適には、この所定の室温は２０℃である。他方、従来の交流内部加熱法は、本質的に０℃より低い冷えたバッテリの温度上昇のために実施される。この電析低減モードによれば、充電期間が放電期間より長い。さらに、放電電流成分は充電電流成分よりも高い平均振幅値をもつ。放電電流成分及び充電電流成分は交互にバッテリに供給される。これにより、負極近傍の電析物質を低減することができる。

この電析低減効果がさらに説明される。バッテリに供給される交流電流は、放電期間にバッテリに供給される放電電流成分と、充電期間にバッテリに供給される充電電流成分とからなる。放電電流成分及び充電電流成分は交互にバッテリに供給される。一般に、充電電流成分は電析物質を増加させ、放電電流成分は電析物質を減少させることが知られている。本発明で採用された波形をもつ交流電流は、放電電流成分による電析物質の減少を促進する効果をもつ。

好適な態様において、放電電流成分の高調波は充電電流成分の高調波よりも高い平均振幅をもつ。これにより、放電電流成分による電析物質の低減を促進することができる。好適な態様において、電析低減モードにおいて交流電流の積分値はほぼゼロとされる。上記ゼロはバッテリのSOCの５％未満を含む。その結果、充電動作の直後に実施される電析低減モードはバッテリのSOC減少を抑制することができる。

好適な態様において、電析低減モードは、所定のバッテリ充電モードが終了してから３０分以内に開始される。これにより、この交流電流による電析低減効率が改善される。上記所定のバッテリ充電動作は、好適にはSOCが２０％以上増加する充電動作を意味する。

この効果がさらに説明される。バッテリ充電動作は、バッテリの負極活物質の表面に電析物質を堆積する。負極活物質表面に形成された電析物質の新表面は急速にSEI被膜などの不活性層により被覆される。しかし、不活性層が電析物質の表面に形成される時、放電電流成分による電析物質の低減効果が低下する。この問題は、電析物質が負極活物質表面に形成される最大の原因であるバッテリ充電動作の直後に電析低減モードを実施することにより改善される。特に、充電動作の終了後に成長した不活性層はまだ薄いため、交流電流はこの不活性層の電気絶縁を破壊することができる。

好適な態様において、電析低減モードの運転期間は、この電析低減モードの直前に実施されたバッテリ充電動作によるバッテリの充電量に対して正の相関関係をもつ。これにより、電析低減モードによる電力損失を減らすことができる。

好適な態様において、電析低減モードの運転期間は、この電析低減モードの直前に検出されたバッテリ温度に対して負の相関関係をもつ。これにより、電析低減モードによる電力損失を減らすことができる。

好適な態様において、バッテリが低温である時、バッテリ充電モードの開始前にバッテリ加熱モードが実施される。これにより、バッテリ充電モードにより形成された電析物質を減らすことができる。さらに、この態様によれば、このバッテリ加熱モードは、バッテリ充電モードの終了後に実施される既述の電析低減モードと同じ交流電流供給回路を用いて実施される。これにより、回路コストを低減することができる。

好適な態様において、この交流電流供給装置は、バッテリ充電用の充電器に内蔵される。これにより、装置構成が簡素となり、バッテリ充電モードの直後における電析低減モードの開始が容易となる。

好適な態様において、バッテリは、充電器のコネクタに接続可能な充電コネクタをもち、交流電流供給回路はこのバッテリの充電コネクタに接続可能なコネクタをもつ。これにより、バッテリへの交流電流供給を容易に実現することができる。

好適な態様において、交流電流供給回路は、複数のインダクタと、これらのインダクタをバッテリに接続するスイッチング回路ともつ。バッテリは各インダクタに並列に放電する。各インダクタはバッテリへ順番に充電する。放電動作及び充電動作は交互に実施される。その結果、放電電流は充電電流よりも高調波成分を多く含む。

好適な態様において、スイッチング回路は、各インダクタの端部に別々に接続される複数のハーフブリッジからなる。各ハーフブリッジは、直列接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチからなる。上アームスイッチ及び下アームスイッチの一方はトランジスタからなる。上アームスイッチ及び下アームスイッチの他方はトランジスタ又はダイオードからなる。これにより、回路コストを低減することができる。

本発明の第２の様相によれば、交流電流供給回路は、交流電圧を降圧する降圧トランスを有する。降圧トランスの二次コイルに誘導された二次交流電圧は、モータ駆動回路の平滑キャパシタを通じてバッテリに印加される。

言い換えれば、バッテリ、平滑キャパシタ及び二次コイルは閉ループ回路を形成する。この交流電流供給装置は、交流電流加熱モード、デンドライト低減モード、及び残留電荷放電モードを実施することができる。電析低減モードはデンドライト低減モード及び残留電荷放電モードを含む。これにより、回路コスト及び配線コストが節減される。

好適な態様によれば、この降圧トランスは、電気推進システムに装備されたオンボード充電器の変圧器を使用する。これにより、回路コストが節減される。

好適な態様によれば、このオンボード充電器は、グリッド側コンバータ、降圧トランス、及びバッテリ側コンバータをもつ。グリッド側コンバータは、降圧トランスのグリッド側コイルに高周波電圧を印加し、バッテリ側コンバータは降圧トランスのバッテリ側コイルから印加される高周波電圧を整流してバッテリに印加する。好適には、グリッド側コンバータ又はバッテリ側コンバータは交流電流供給装置のオシレータを兼ねる。

従来のバッテリ加熱モードを実施する交流電流供給回路を示す模式回路図である。図１のバッテリ加熱モードにより採用された交流電流波形例を示すタイミングチャートである。第１実施例の残留電荷放電モードを説明するための模式断面図である。第１実施例が採用する交流電流波形を示すタイミングチャートである。第１実施例の充電期間及び放電期間における電荷移動を示す模式断面図である。第２実施例のデンドライト低減モードの放電期間を説明するための模式断面図である。第２実施例のデンドライト低減モードの充電期間を説明するための模式断面図である。第３実施例の交流電流供給回路を示すブロック回路図である。第３実施例において採用される交流電流波形を示すタイミングチャートである。交流電流供給モードを説明するためのフローチャートである。第４実施例の交流電流供給回路を示すブロック回路図である。図１１に示される回路の他例を示す回路図である。図１１に示される回路の他例を示す回路図である。第５実施例の交流電流供給回路を示すブロック回路図である。図１４に示される回路の磁束和モードを示す回路図である。図１４に示される回路の磁束差モードを示す回路図である。第６実施例の交流電流供給回路を示す回路図である。図１７の回路の制御例を示すフローチャートである。第７実施例の交流電流供給回路を示す模式図である。図１９の回路の一例を示す回路図である。図２０に示される回路を流れる交流電流を模式的に示すタイミングチャートである。第８実施例の交流電流供給回路を示す回路図である。

本発明の交流電流供給装置が複数の実施例を参照して説明される。この装置は、バッテリ劣化を抑制するために、直列接続された複数のセルからなるバッテリに交流電流を供給するモードをもつ。この交流電流供給モードは、常温のバッテリに交流電流を供給する電析低減モードと、低温のバッテリに交流電流を供給するバッテリ加熱モードとを含む。電析低減モードは、残留電荷放電モード及びデンドライト低減モードからなる。残留電荷放電モードは、負極活物質の表面の電荷を消失させる放電動作を含む。デンドライト低減モードは、負極活物質から正極活物質に向けて成長するデンドライトを低減する放電動作を含む。

第１実施例

残留電荷放電モードが図３を参照して説明される。図３は、非水電解液タイプのリチウムイオンセル７００の負極近傍における電荷状態を示す。図３において、（A)は充電期間における電荷状態を示し、（B)は充電直後の開放期間における電荷状態を示し、（C)は充電直後の放電期間における電荷状態を示す。

図３は、セル７００の断面を概念的に示す模式断面図であり、セル７００の電解液５０２、負極活物質５０３、及び負極集電体５０４だけを示している。電解液５０２に接する負極活物質５０３の表面は界面５０５と呼ばれる。界面５０５は図略のSEI（Solid Electrolyte Interfphase）被膜をもつ。セル７００のセパレータ、正極活物質、及び正極集電体の図示は省略されている。

界面５０５は、並列接続されたキャパシタC２及び抵抗R０により表現される。負極活物質５０３は電気抵抗R３により表現され、キャパシタC２はSEI被膜を含む電気二重層キャパシタとして表現されている。抵抗R０はSEI被膜の漏れ抵抗として表現されている。抵抗R０及び電気抵抗R３はそれぞれ、イオン抵抗成分及び電子抵抗成分を含む。イオン抵抗成分はリチウムイオンの移動抵抗に関連する。電子抵抗成分は電子の移動抵抗に関連する。

一般に、抵抗R０のほとんどはイオン抵抗成分からなる。抵抗R０に含まれる電子抵抗成分はこのイオン抵抗成分と比べて格段に高い電気抵抗値をもつことが知られている。図３において、抵抗R０は、並列接続されたイオン抵抗成分R０１及び電子抵抗成分R０２により模式的に示されている。負極活物質５０３は、グラフアイト又はソフトカーボン又はハードカーボンのような炭素材料部材からなる。けれども、負極活物質５０３は、シリコンアノード又は金属リチウムアノードを用いることも可能である。

セル７００の充電期間、開放期間、及び放電期間の各電荷状態が以下に説明される。まず、充電期間の電荷状態（A)が説明される。充電電流がセル７００に供給される。電解液５０２内のリチウムイオンが界面５０５を通過して負極活物質５０３内に挿入される。同時に、電子が負極集電体５０４から負極活物質５０３に流れる。界面５０５に到達したリチウムイオンの一部は負極活物質５０３へ挿入されない。その結果、負極集電体５０４から負極活物質５０３を通じて界面５０５に電子が供給される。これにより、キャパシタC２が充電される。

次に、開放期間の電荷状態（B)が説明される。充電終了直後に開始されるこの開放期間において、セル７００と外部回路との間を流れる電流がゼロとなり、セル７００の電圧はいわゆる開放電圧値となる。しかし、開放期間の初期において、キャパシタC２はイオン移動経路及び電子移動経路を通じて放電する。イオン移動経路は抵抗R01をもち、電子移動経路は抵抗R02をもっ。

イオン移動経路による放電において、キャパシタC２に蓄積されたリチウムイオンは、抵抗R01を通じて負極活物質５０３内へ拡散する。電子移動経路による放電において、キャパシタC２に蓄積された電子は、抵抗R02を通じてキャパシタC２の電解液側の表面へ移動する。言い換えれば、電子はSEI膜を横断する。その結果、この電子を得たリチウムイオンは金属リチウムとなる。

さらに、SEI被膜を通じて負極活物質５０３からSEI被膜の表面に移動する電子の一部はSEI被膜内又はその上にてリチウムイオンと結合する。その結果、キャパシタC２に蓄積されたリチウムイオンの一部は、開放期間においてSEI皮膜の内部又はその上において遊離する金属リチウムとなる。この現象は、開放期間の電析現象と呼ばれる。

次に、充電直後に開始される放電期間の電荷状態（C)が説明される。放電電流がセル７００に供給される。負極活物質５０３内のリチウムイオンは電解液５０２へ移動し、負極活物質５０３の電子は負極集電体５０４に移動する。したがって、セル７００は放電される。さらに、キャパシタC２に蓄積されているリチウムイオンは電解液５０２へ移動し、キャパシタC２に蓄積されている電子は負極活物質５０３に戻る。したがって、キャパシタC２も放電される。

上記説明により、放電期間を充電期間の終了直後に実施することが好適であることが理解される。言い換えれば、開放期間は短縮されることが好ましい。これにより、開放期間における電析を抑制することができる。しかしながら、充電直後の放電はバッテリの残容量を減らす。この実施例は、残留電荷放電モードを実行することによりこの問題を解決する。

この残留電荷放電モードが図４を参照して説明される。図４は、セル７００に供給される交流電流Iacを示すタイミングチャートである。残留電荷低減期間（Tx）が充電期間（Tcm)の終了直後に配置されている。充電電流Icmが充電期間（Tcm)においてセル７００に供給されている。残留電荷低減期間（Tx）は、交互に繰り返される放電期間Td及び充電期間Tcからなる。放電パルス電流Idが放電期間Tdにおいてセル７００に供給される。充電パルス電流Icが充電期間Tcにおいてセル７００に供給される。言い換えれば、交流電流Iacは、互いに等しいパルス周波数をもつ放電パルス電流Id及び充電パルス電流Icからなる。放電パルス電流IdはキャパシタC２を放電し、充電パルス電流IcはキャパシタC２を充電する。

図４において、放電パルス電流Idは、振幅が次第に減少する４つのパルス電流（Id1、Id２、Id３、及びId４）からなる。同様に、充電パルス電流Icは、振幅が次第に減少する３つのパルス電流（Ic1、Ic２、及びIc３）からなる。放電期間Tdにおける放電パルス電流Idの平均振幅は、充電期間Tcにおける充電パルス電流Icの平均振幅よりも高く設定されている。しかし、放電期間Tdは充電期間Tcよりも短く設定されている。

さらに、放電電流Idの積分値は充電電流Icの積分値にほぼ等しい。その結果、この残留電荷放電モードはセル７００のSoC（State of Charge)をほとんど減らさない。放電電流Id及び充電電流Icは、図４に示されるパルス電流波形の代わりに他の電流波形を採用することもできる。

図４に示される波形を使用するこの実施例の残留電荷放電モードの効果が図５を参照して説明される。図５は、充電期間Tcの電荷状態（A)及び放電期間Tdの電荷状態（C)を示す。充電期間Tcの電荷状態（A)において、リチウムイオンが電解液５０２から抵抗R０を通じて負極活物質５０３へ移動する。さらに、リチウムイオンはキャパシタC２を充電する。放電期間Tdの電荷状態（C)において、リチウムイオンが負極活物質５０３から抵抗R０を通じて電解液５０２へ移動する。さらに、リチウムイオンはキャパシタC２を放電する。

図４に示されるように、放電パルス電流Idは充電パルス電流Icよりも高調波電流成分を多く含む。言い換えれば、セル７００を流れる交流電流Iacは、基本周波数成分と高調波成分とからなる。高調波成分は基本周波数成分よりも高い周波数をもつ。

界面５０５は、並列接続された抵抗R０及びキャパシタC２からなる交流インピーダンスにより代表される。キャパシタC２の交流インピーダンスは、高周波電流成分に対して低くなり、低周波電流成分に対して高くなる。したがって、放電パルス電流Idは、充電パルス電流Icと比べて相対的にキャパシタC２を通じて流れる。逆に、充電パルス電流Icは、放電パルス電流Idと比べて相対的に抵抗R０を通じて流れる。

さらに、図５において、放電電流IdはキャパシタC２を流れる放電電流Idaと、抵抗R０を流れる放電電流Idbとからなるとみなすことができる。同様に、充電電流IcはキャパシタC２を流れる充電電流Icaと、抵抗R０を流れる充電電流Icbとからなるとみなすことができる。高調波成分の差故に、放電電流Idaは充電電流Icaよりも相対的に増加する。

結局、図４に示される電流波形をもつ交流電流Iacがセル７００に供給される時、キャパシタC２は放電する。その結果、キャパシタC２に蓄積されたリチウムイオンは、図４に示される電流波形をもつ交流電流I交流電流により電解液５０２に戻る。

さらに、リチウムイオンは、並列に接続されたキャパシタC２及び抵抗R0により等価される界面５０５を通過する。しかし、高周波領域において、印加された交流電圧に対するリチウムイオンの追随は遅れる。その結果、抵抗R０は、高周波領域において高くなり、低周波領域において低くなる。したがって、相対的に多くの高周波成分を含む放電電流Idは、相対的に多くの低周波成分を含む充電電流Icと比べて、キャパシタC２を流れ易くなる。結局、放電電流成分Idが充電電流成分Icよりも相対的に高周波成分を多く含む時、放電電流成分IdはキャパシタC２の残留電荷を良好に放電する。

充電電流Ic及び放電電流Idにより得られる効果がさらに説明される。充電電流Icは電析を増加させ、放電電流Idは電析を減少させる。したがって、互いに異なる効果をもつ充電電流Ic及び放電電流Idは別々に分析されるべきである。充電電流Icは基本波周波数成分と高調波成分からなる。同様に、放電電流Idも基本波周波数成分と高調波成分からなる。放電電流Idの高調波成分は、充電電流Icの高調波成分よりも高い振幅をもつ。言い換えれば、放電電流Idの高調波成分は、充電電流Icの高調波成分よりも高い電力エネルギーをもつ。高周波電流は低周波電流よりも、キャパシタC1及びC2を流れ易い。さらに、高周波電流は、イオン輸送抵抗Ｒ３を流れにくい。その結果、充電電流Icよりも豊富な高調波成分をもつ放電電流Idは、優れた電析低減機能をもつことができる。

第２実施例

デンドライト低減モードが図６及び図７を参照して説明される。図６は、非水電解液タイプのリチウムイオンバッテリの一つのセル７００の充電状態を示す模式断面図である。交流電源６００は充電電流Icをセル７００に供給している。図７はこのセル７００の放電状態を示す模式断面図である。交流電源６００は放電電流Idをセル７００に供給している。セル７００に供給される交流電流は、交互に供給される充電電流Ic及び放電電流Idからなる。放電電流Idは、充電電流Icと比べて相対的に高い振幅をもつ。放電電流Idがセル７００に供給される放電期間は、充電電流Icがセル７００に供給される充電期間と比べて相対的に短い。放電電流Idの積分値は、充電電流Icの積分値とほぼ等しい。

セル７００は、正極集電体５００、正極活物質５０１、電解液５０２、負極活物質５０３、及び負極集電体５０４をもつ。電解液５０２は、正極活物質５０１と負極活物質５０３との間のギャップに注入されている。図略のセパレータがギャップに挿入されている。ギャップに面する負極活物質５０３の表面は界面５０５と呼ばれる。デンドライト７０３が負極活物質５０３の一部領域から成長している。けれども、図６及び図７は、デンドライト７０３の模式的な形状を示す。ギャップに面する正極活物質５０１の表面は正極界面５０６と呼ばれる。２つの電流経路７０１及び７０２がセル７００内に形成される。デンドライト７０３を経由しない電流経路７０１は非デンドライト経路と呼ばれる。デンドライト７０３を経由する電流経路７０２はデンドライト経路と呼ばれる。

非デンドライト電流経路７０１において、正極活物質５０１は電気抵抗R１をもち、電解液５０２は電気抵抗R２をもち、界面５０５は電気抵抗R０をもち、負極活物質５０３は電気抵抗R３をもつ。電気抵抗R０は界面抵抗と呼ばれる。界面５０５は、電気抵抗ROと並列に接続されるキャパシタC２をもつ。キャパシタC２は界面キャパシタと呼ばれる。

デンドライト電流経路７０２において、正極活物質５０１は電気抵抗r１をもち、電解液５０２は電気抵抗r２をもつ。負極活物質５０３は電気抵抗r３をもつ。デンドライト７０３の表面は、並列に接続された電気抵抗r０及びキャパシタC1をもつ。電気抵抗r０はデンドライト抵抗と呼ばれ、キャパシタC1はデンドライトキャパシタと呼ばれる。

（充電期間の電荷移動）
まず、充電期間における非デンドライト電流経路７０１の電荷移動が図６を参照して説明される。リチウムイオンは、正極活物質５０１、電解液５０２、界面５０５、及び負極活物質５０３の順に移動する。さらに、電子が負極集電体５０４から負極活物質５０３へ移動する。この実施例では、負極活物質５０３の電気抵抗R３はイオン移動抵抗とみなされる。界面５０５は、並列接続された界面抵抗R０及び界面キャパシタC２からなる。したがって、第１実施例で説明されたように、界面キャパシタC２は、充電期間にリチウムイオンにより充電される。

次に、充電期間におけるデンドライト電流経路７０２の電荷移動が図６を参照して説明される。図６に示される充電期間において、リチウムイオンは、正極活物質５０１、電解液５０２、及びデンドライト７０３の順に移動する。この実施例では、デンドライト７０３から負極活物質５０３へのリチウムイオンの移動は無視される。その結果、電子が負極集電体５０４から負極活物質５０３を通じてデンドライト７０３へ移動する。この実施例では、負極活物質５０３の電気抵抗r３は電子移動抵抗とみなされる。金属リチウムからなるデンドライト７０３の電気抵抗は無視される。デンドライト７０３の表面は、並列接続されたデンドライト抵抗r０及びデンドライトキャパシタC１により代表される。デンドライトキャパシタC１は、充電期間にリチウムイオンにより充電される。

（放電期間の電荷移動）
次に、放電期間における非デンドライト電流経路７０１の電荷移動が図７を参照して説明される。リチウムイオンは、負極活物質５０３、界面５０５、電解液５０２、及び正極活物質５０１の順に移動する。同様に、電子が負極活物質５０３から負極集電体５０４へ移動する。この実施例によれば、負極活物質５０３の電気抵抗R３はイオン移動抵抗に相当するとみなされる。放電期間の初期に、界面キャパシタC２は放電される。

次に、放電期間におけるデンドライト電流経路７０２の電荷移動が図７を参照して説明される。デンドライト電流経路７０２において、デンドライト７０３の表面の金属リチウムはリチウムイオンに変換されて電解液５０２へ溶出した後、正極活物質５０１に挿入される。デンドライト７０３上に集積された電子は、負極活物質５０３を通じて負極集電体５０４に移動する。負極活物質５０３の電気抵抗r３は電子移動抵抗とみなされる。放電期間に、デンドライトキャパシタC1は放電される。

非デンドライト経路７０１とデンドライト経路７０２との違いが説明される。非デンドライト経路７０１の電気抵抗R３はイオン移動抵抗からなる。他方、デンドライト経路７０２の電気抵抗r３は電子移動抵抗からなる。負極活物質５０３のイオン抵抗R３は、負極活物質５０３の電子抵抗r３と比べて相対的に高い。さらに、放電電流Id及び充電電流Icからなる交流電流の振幅が高くなる時、負極活物質５０３のイオン抵抗R３は増加する。さらに、交流電流の周波数が高くなる時、負極活物質５０３のイオン抵抗R３は増加する。換言すれば、イオン抵抗R３の抵抗値は、交流電流の周波数に正相関をもつ。結局、交流電流の振幅及び/又は周波数が増加する時、電気抵抗R３は電気抵抗r３と比べて相対的に増加する。

したがって、デンドライト経路７０２を流れる電流は、非デンドライト経路７０１を流れる電流と比べて、高電流領域及び高周波領域において相対的に増加する。

この実施例において、放電電流Idは充電電流Icよりも高い平均振幅をもち、さらに、高い周波数をもつ。したがって、放電電流Idは、電気抵抗R3と比べて相対的に電気抵抗r３を流れる。他方、充電電流Icは、電気抵抗r３と比べて相対的に電気抵抗R３を流れる。結局、放電電流Idは充電電流Icと比べてデンドライト７０３を流れ易い。その結果、デンドライト７０３を流れる放電電流Idによるデンドライト７０３の溶解は、デンドライト７０３を流れる充電電流Icによるデンドライト７０３の析出を上回る。さらに、この第２実施例によれば、第１実施例で説明された残留電荷低減効果によりデンドライトを低減することもできる。

第３実施例

第３実施例が図８を参照して説明される。この実施例は、第１実施例及び第２実施例で採用されるバッテリへの交流電流供給を経済的に実現可能なバッテリ用交流電流供給装置を開示する。電気自動車に搭載されるこのバッテリ用交流電流供給装置は、バッテリ１、キャパシタ２、及び二次コイル５からなる閉ループ回路に交流電流を循環させる。二次コイル５は一次コイル８とともに降圧トランス１３のコアに巻かれている。Hブリッジとも呼ばれるフルブリッジ回路４は一次コイル８に交流電圧を印加する。

フルブリッジ回路４は４つのMOSFET４１-４４からなる。MOSFET４１及び４２からなる第１のハーフブリッジの出力端は、一次コイル８の一端に接続されている。MOSFET４３及び４４からなる第２のハーフブリッジの出力端は、電流検出用の低抵抗素子８１を通じて一次コイル８の他端に接続されている。フルブリッジ回路４が発生する高周波ノイズ電流はキャパシタ８０によりバイパスされる。フルブリッジ回路４は相補的にPWM（パルス幅変調）法により制御される。

低抵抗素子８１は、一次コイル８に供給される一次電流I1に比例する信号電圧Vsを検出する。整流回路８２は信号電圧Vsを整流する。整流回路８２は整流電圧の低域成分VsLを出力する低域フィルタを含む。コンパレータ８３は、低域成分VsLと参照電圧Vr1との比較結果であるパルス電圧Vp1をコントローラ３０に出力する。コンパレータ８４は、低域成分VsLと参照電圧Vr２との比較結果であるパルス電圧Vp２をコントローラ３０に出力する。

パルス電圧Vp１は、低域成分VsLが参照電圧Vr1より低い時にハイレベルとなる。パルス電圧Vp２は、低域成分VsLが参照電圧Vr２より高い時にハイレベルとなる。コントローラ３０は、ゲートドライブ回路８５からMOSFET４１-４４に印加されるゲートドライブ信号電圧VG１-VG４をパルス電圧Vp１及びVp２に基づいて制御する。

ゲートドライブ回路８５は、パルス電圧Vp２がハイレベルにシフトする時点から、MOSFET４１及び４４をハルス幅変調し、MOSFET４２及び４３を休止する。ゲートドライブ回路８５は、パルス電圧Vp１がハイレベルにシフトする時点からMOSFET４２及び４３をハルス幅変調し、MOSFET４１及び４４を休止する。

図９は、図８における電圧及び電流の波形例を示す。時点t１は、パルス電圧Vp２がハイレベルになるタイミングである。時点t２は、パルス電圧Vp１がハイレベルになるタイミングである。時点t１-時点t２の期間である充電期間Tcにおいて、二次コイル５はバッテリ１に充電電流Icを供給する。同様に、時点t２-時点t１の期間である放電期間Tdにおいて、二次コイル５はバッテリ１に放電電流Idを供給する。

MOSFET４１及び４４は、放電期間Tdにおいてパルス幅変調法で制御される。このパルス幅変調法はPWMデユーティ比Ddをもつ。同様に、MOSFET４２及び４３は充電期間Tcにおいてパルス幅変調法で制御される。このパルス幅変調法はPWMデユーティ比Dcをもつ。MOSFET４１-４４は、たとえば４０kHzのPWMキャリヤ周波数によりパルス幅変調される。他方、一つの放電期間Td及び一つの充電期間Tcからなる一つのサイクル周期の逆数からなるサイクル周波数はたとえば５kHzである。

放電用PWMデユーティ比Ddは、充電用PWMデユーティ比Dcのほぼ２倍である。その結果、二次コイル５を流れる放電電流Idは充電電流Icのほぼ２倍となる。充電電流Icが相対的に低いため、整流回路８２によりコンパレータ８３及び８４に出力される低域成分VsLの増加率は、充電期間Tcにおいて相対的に低くなる。

結局、充電期間Tcは放電期間Tdのほぼ２倍となる。放電期間Tdにおける放電電荷の総量は、充電期間Tcにおけるバッテリ１の充電電荷の総量とほぼ等しい。これにより、バッテリ１のSOC変化は抑制され、降圧トランス１３の残留磁束は低減される。

ゲートドライブ信号電圧VG１-VG４により制御されるフルブリッジ回路４はPWM電圧をキャパシタ８０に印加する。キャパシタ８０は、PWMキャリヤ電圧を含む高周波ノイズ電圧を吸収する。この実施例によれば、二次コイル５を流れる交流電流I２は充電電流Ic及び放電電流Idからなる。充電電流Ic及び放電電流Idはそれぞれ所望の波形をもつことができる。ただし、図８に示される回路は一例であり、数多くの回路変更が可能である。

この実施例によれば、放電期間Tdにおける放電電流Idの平均値は、充電期間Tcにおける充電電流Icの平均値と比べて約２倍となる。さらに、バッテリ充電期間Tcは、バッテリ放電期間の約２倍となる。その結果、バッテリ１を流れる交流電流I２の積分値はほぼゼロとなる。

この装置の一つの充電制御例が、図１０に示されるフローチャートを参照して説明される。商用グリッド又は外部急速充電器がバッテリ１に充電電力を供給する時に、この充電制御は開始される。この充電制御は、バッテリ加熱モード（S１０２）、標準充電モード（S１０８）、急速充電モード（S１１２）を含む。

まず、バッテリ１の温度Tがたとえば０℃である所定しきい値Vthより低いかどうかが判定され（S１００）、Yesであればバッテリ加熱モード（S１０２）が実施される。

このバッテリ加熱モードによれば、Hブリッジ４は交流電圧を一次コイル８に印加する。この交流電圧の周波数はたとえば８０００Hzである。これにより、二次コイル５にハイレートの二次電流が供給される。その結果、バッテリ１は加熱される。

次に、バッテリ１の温度Tが所定しきい値Vthより高いかどうかが判定され（S１０４）、Noであればバッテリ加熱モード（S１０２）を持続し、Yesであればバッテリ加熱モードを終了する。

次に、急速充電モードが選択されたか否かが判定される（S１０６）。急速充電モードが選択されない場合には、標準充電モードが実行される（S１０８）。この標準充電モードにおいて、電気自動車に搭載された車載充電器（図示せず）は外部グリッドに接続されている。この車載充電器は、整流したグリッド電圧を昇圧し、バッテリ１に充電電流を供給する。次に、バッテリ１のSOCが所定レベルに達したかどうかが判定され、Yesであれば標準充電モードは終了される（S１１０）。

ステップS１０６にて、急速充電モードが選択された場合には、急速充電モードが実行される（S１１２）。この急速充電モードにおいて、バッテリ１は外部の急速充電装置に接続されている。次に、バッテリ１のSOCが所定レベルに達したかどうかが判定され、Yesであれば急速充電モードは終了される（S１１４）。

標準充電モード又は急速充電モードが終了した時、バッテリ１に接続されている外部電気負荷がONされたか否かが判定される（S１１６）。言い換えれば、バッテリ１がハイレートの放電電流を外部電気負荷に供給しているか否かが判定される。バッテリ１がハイレートの放電電流を外部電気負荷に供給する時、バッテリ１内のキャパシタに蓄積される残留電荷は消費される。さらに充電電流により形成されたデンドライトも電解液に溶出する。したがって、デンドライト低減モード（S１１８）及び残留電荷低減用の放電モード（S１２０）の実施は省略される。

標準充電モード又は急速充電モードが終了した時、外部電気負荷がONされていなければ、デンドライト低減のためのデンドライト低減モード（S１１８）及び残留電荷放電のための放電モード（S１２０）が順番に実施される。デンドライト低減モード（S１１８）によれば、図９に示される電流波形をもつ交流電流が充電終了直後にバッテリ１に供給される。残留電荷放電用の放電モード（S１２０）によれば、図４に示される電流波形をもつ交流電流がデンドライト低減モードの終了直後にバッテリ１に供給される。

この実施例によれば、共通の交流電流供給装置を用いることにより、バッテリ加熱モード（S１０２）、デンドライト低減モード（S１１８）、及び残留電荷放電モード（S１２０）を順次実施することができる。

第４実施例

第４実施例が図１１を参照して説明される。この実施例の電気推進システムは、高電圧バッテリ１、平滑キャパシタ２、及び接続箱１０をもつ。高電圧バッテリ１は、約４００Vの定格電圧をもつリチウムイオン電池である。約０．４ｍFの静電容量をもつフィルムキャパシタからなる平滑キャパシタ２は、EVのトラクションモータを駆動するモータ駆動回路２０の一対の直流電源端子に接続されている。モータ駆動回路２０は３相インバータを含む。モータ駆動回路２０は、平滑キャパシタ２の電圧を昇圧するための昇圧チョッパ回路をさらに含むこともできる。

高電圧バッテリ１及び平滑キャパシタ２は、接続箱１０を通じて接続されている。接続箱１０は、リレー回路３、グリッド充電器１１、DCDCコンバータ１２、及びコントローラ３０を収容している。リレー回路３は、システムリレー３１及び３４、プリチャージリレー３２、抵抗器３３、及び安全リレー３５及び３６を含む。

バッテリ１の正極端子B+は、リレー３１を通じて平滑キャパシタ２の正極端子C+に接続されている。バッテリ１の負極端子B-は、リレー３４及び二次コイル５を通じて平滑キャパシタ２の負極端子C-に接続されている。二次コイル５は、平滑キャパシタ２の負極端子C-とシステムリレー３４とを接続している。直列接続されたリレー３２及び低抵抗器３３はシステムリレー３１と並列に接続されている。平滑キャパシタ２をプリチャージするために、リレー３２はリレー３１のオンの前にオンされる。

グリッド電力を用いてバッテリ１を充電するグリッド充電器１１は、グリッド側コンバータ９、変圧器１３、及びバッテリ側コンバータ４Aをもつ。グリッド側コンバータ９は、整流器９３、キャパシタ９２、及びオシレータ９１をもつ。

グリッド電圧が整流器９３に印加される時、グリッド充電モードが開始される。言い換えれば、グリッド充電モードは、グリッド側コンバータ９の整流器９３が商用グリッドに接続された後で実行される。グリッド充電モードが開始される前に、リレー３１、３２、３４はオフされ、リレー３５及び３６はオンされる。グリッド充電モードによれば、ダイオードフルブリッジからなる整流器９３は単相グリッド電圧を整流してキャパシタ９２を充電する。

キャパシタ９２は、Hブリッジと呼ばれるフルブリッジインバータからなるオシレータ９１に直流電力を供給する。オシレータ９１は、変圧器１３のコイル７に高周波電流を供給する。Hブリッジ９１の４つのMOSFETは、高周波電流の波形制御のためにPWM制御される。

変圧器１３は、軟磁性コア１３Aに巻かれた３つのコイル５、７、及び８Aをもつ。コイル５、７、及び８Aは、軟磁性コア１３Aにより磁気的に結合されている。オシレータ９１がコイル７に高周波の一次電流を供給する時、整流器としてのバッテリ側コンバータ４Aは、コイル８Aに誘導された二次電圧を整流する。バッテリ側コンバータ４Aも、Hブリッジと呼ばれるフルブリッジインバータからなる。バッテリ側コンバータ４Aにより整流された電圧は、リレー３５及び３６を通じてバッテリ１に印加される。結局、グリッド充電器１１は、グリッド電力を用いてバッテリ１を充電することができる。変圧器１３は降圧トランスである。

DCDCコンバータ１２は、バッテリ側コンバータ４B、変圧器１４、及び整流器６１からなる。変圧器１４は軟磁性コア１４Aに巻かれたコイル８B及び６をもつ。オシレータをなすバッテリ側コンバータ４Bは高周波電圧をコイル８Bに印加する。コイル６に誘導された二次電圧は整流器６１によって整流された後、低電圧バッテリ６０に印加される。

コントローラ３０は、グリッド充電モードに加えてバッテリ加熱モードをもつ。このバッテリ加熱モードは、平滑キャパシタ２がプリチャージされた後で実施される。このバッテリ加熱モードはバッテリ１の温度が所定値未満である時に実施される。このバッテリ加熱モードにおいて、平滑キャパシタ２とバッテリ１との間を循環する高周波電流がバッテリ１を加熱する。

このバッテリ加熱モードは２つのモードを含む。第１のバッテリ加熱モードは、バッテリ接続式バッテリ加熱モードと呼ばれる。第２のバッテリ加熱モードは、グリッド接続式バッテリ加熱モードと呼ばれる。

まず、バッテリ接続式バッテリ加熱モードが説明される。リレー３５及び３６がオンされ、バッテリ１はバッテリ側コンバータ４Aにバッテリ電圧を印加する。次に、オシレータとして駆動されるバッテリ側コンバータ４Aは、コイル８Aに高周波電流を供給する。これにより、高周波の二次電圧がコイル５に誘導され、二次電流が、バッテリ１、コイル５、リレー３１、平滑キャパシタ２、及びリレー３４からなる閉ループ回路を循環する。

その結果、バッテリ１はその抵抗損失により効率よく加熱される。たとえば、バッテリ１の内部抵抗が０．１オームであり、高周波電流の実効値が７０Aと仮定される。その結果、バッテリ１は約４９０Wの抵抗損失を発生する。このバッテリ接続式バッテリ加熱モードは、推進モータが停止される期間、及び、推進モータが駆動される期間において実施されることができる。

ただし、バッテリ加熱モードのための高周波電力とモータ駆動のための電力との合計が所定レベルを超えないように、バッテリ加熱電力は調整されるべきである。バッテリ加熱電力の制御は、バッテリ側コンバータ４AとしてのHブリッジのPWM制御により実施される。このバッテリ加熱モードは、バッテリ１の温度が所定値に達した時に終了される。

次に、グリッド接続式バッテリ加熱モードが説明される。このグリッド接続式バッテリ加熱モードは、既述されたグリッド充電モードと同時に実施されることができる他、単独で実施されることもできる。バッテリ加熱モード及びグリッド充電モードが一緒に実施される時、バッテリ加熱電力は、バッテリ１の電流が所定値を超えないように好適に制御される。グリッド側コンバータ９のオシレータ９１は、バッテリ加熱電力の制御のためにPWM制御される。

まず、グリッド接続式バッテリ加熱モードの単独実施が説明される。リレー３５及び３６はオフされ、リレー３１及び３４はオンされる。整流器９３により整流されたグリッド電力がオシレータ９１に供給される。オシレータ９１は一次高周波電圧をコイル７に印加する。その結果、二次コイル５に二次高周波電圧が誘導され、バッテリ１及び平滑キャパシタ２は高周波電流により加熱される。

次に、グリッド接続式バッテリ加熱モード及びグリッド充電モードを同時に実施するケースが説明される。グリッド接続式バッテリ加熱モードが実施されている時、リレー３５及び３６がオンされる。整流器９３により整流されたグリッド電力により、キャパシタ９２が充電される。キャパシタ９２から給電されたオシレータ９１は高周波電流をコイル７に供給する。その結果、二次コイル５に誘導された高周波電圧はバッテリ１を加熱する。さらに、コイル８Aに誘導された二次電圧は、整流器としてのバッテリ側コンバータ４Aにより整流される。これにより、バッテリ１が充電される。

既述されたバッテリ加熱モードと本質的に同じ制御法により、電析低減モードを実施することもできる。この電析低減モードは、既述された残留電荷放電モード及びデンドライト低減モードを含む。ただし、バッテリ加熱モードは、バッテリ温度が０℃よりも低い時に実行される。他方、電析低減モードは、バッテリ温度が最低室温（たとえば２０℃）より高い時に実施される。好適には、電析低減モードは充電動作の直後に実施される。

図１２は、図１１に示されるバッテリ側コンバータ４A、変圧器１３、及びグリッド側コンバータ９の一つの回路例を示す。図１２において、変圧器１３の断面が模式的に示される。３つのコイル８A、５、及び７は、軟磁性コア１３Aの中央ポールに巻かれている。二次コイル５の巻数は好適には１ターンである。

この実施例の効果が説明される。まず、グリッド充電器１１の変圧器１３は、交流電流供給回路の降圧トランスを兼ねる。さらに、グリッド充電器１１のバッテリ側コンバータ４A及びグリッド側コンバータ９はそれぞれ、交流電流供給回路のオシレータを兼ねる。次に、二次コイル５のインダクタンスによる影響が説明される。まず、リレー３１及び３４がオフされる時、リレー３１及び３４のいわゆる接点アーク問題が深刻となる。この問題は、リレー３１及び３４がオフされる時、二次コイル５に二次逆電圧を印加することにより解決される。リレー３１及び３４がオフされる時、バッテリ側コンバータ４Aは一次コイル８Aに一次逆電圧を印加する。これにより、二次逆電圧が二次コイル５に誘導される。この二次逆電圧の方向は、二次コイル５を流れる電流の方向と反対である。これにより、リレー３１及び３４のオフ時における二次コイル５の悪影響が抑制される。

さらに、二次コイル５に二次逆電圧を誘導する上記技術は、プリチャージリレー３２のオンにより、平滑キャパシタ２に流れる突入電流を抑制するために使用することができる。まず、リレー３５及び３６をオンすることにより、バッテリ側コンバータ４Aはコイル８Aに一次逆電圧を印加する。これにより、二次逆電圧が二次コイル５に誘導される。この二次逆電圧の方向は、平滑キャパシタ２の突入電流を減らす方向である。これにより、突入電流が低減される。

図１１に示される変圧器１３及び変圧器１４の変形態様が図１３を参照して説明される。図１３に示される変圧器１５の軟磁性コア１５Aは、第１ポール１０１A、第２ポール１０１B、及び第３ポール１０１Cをもつ。軟磁性コア１５Aはさらに、横バー１０１D、１０１E、１０１F、及び１０１Gをもつ。コイル５、７、８Aは第１ポール１０１Aに巻かれ、コイル６及び８Bは第３ポール１０１Cに巻かれている。第２ポール１０１Bは、コイルをもたない。

したがって、コイル５、７、８Aの磁束は、第１ポール１０１A、横バー１０１D、第２ポール１０１B、及び横バー１０１Eにより形成される閉ループ磁路を流れる。同様に、コイル６及び８Bの磁束は、第３ポール１０１C、横バー１０１F、第２ポール１０１B、及び横バー１０１Gにより形成される閉ループ磁路を流れる。

結局、図１３に示される変圧器１５は、図１１に示される２つの変圧器１３及び１４に相当する。しかし、変圧器１５の軟磁性コア１５Aは、２つの変圧器１３及び１４の軟磁性コア１３A及び１４Aよりもコンパクトとなる。

第５実施例

第５実施例が図１４を参照して説明される。この実施例の電気推進システムは、図１１に示される電気推進システムと類似している。けれども、この実施例は、図１１に示される２つの変圧器１３及び１４の代わりに一つの変圧器１６を使用する。さらに、この実施例は、図１３に示される一つのコイル６の代わりに直列接続された二つのコイル６A及び６Bを使用する。

変圧器１６は、６個のコイル５、７、８A、８B、６A、及び６Bをもつ。バッテリ側コンバータ４Aはコイル８Aに接続され、バッテリ側コンバータ４Bはコイル８Bに接続されている。直列接続された２つのコイル６A及び６Bが整流器６１に接続されている。

高電圧バッテリ１の正極端子B+は、リレー３１を通じて平滑キャパシタ２の正極端子C+に接続されている。バッテリ１の負極端子B-は、リレー３４及びコイル５を通じて平滑キャパシタ２の負極端子C-に接続されている。モータ駆動用の３相インバータ２０が平滑キャパシタ２と並列に接続されている。直列接続されたリレー３２及び低抵抗素子３３がリレー３１と並列に接続されている。バッテリ側コンバータ４A及び４Bは、リレー３５及び３６を通じてバッテリ１に接続されている。

コイル７は、グリッド側コンバータ９を通じて電気グリッドに接続されている。グリッド側コンバータ９は、コイル７に接続されたオシレータ９１、キャパシタ９２、及び整流器９３をもつ。グリッド電圧は整流器９３により整流される。整流された直流電圧はキャパシタ９２を充電する。オシレータ９１は、キャパシタ９２の直流電力を高周波電力に変換してコイル７に供給する。結局、既述されたグリッド充電器は、グリッド側コンバータ９、コイル７、コイル８A及び８B、及びバッテリ側コンバータ４A及び４Bにより形成されている。

バッテリ１は、バッテリ側コンバータ４A及び４B、コイル８A及び８B、コイル６A及び６B、及び整流器６１を通じて低電圧バッテリ６０を充電する。この動作は、DCDCコンバータモードと呼ばれる。バッテリ側コンバータ４A及び４B、コイル８A及び８B、コイル６A及び６B、及び整流器６１は、低電圧バッテリ６を充電するためのDCDCコンバータを形成している。直列接続されたコイル６A及び６Bに誘導された二次電圧は整流器６１により整流される。整流器６１は低電圧バッテリ６０を充電する。１２Vの定格電圧をもつ低電圧バッテリ６０はコントローラ３０に制御電力を供給する。

さらに、二次コイル５は、バッテリ１及び平滑キャパシタ２とともに閉ループ回路を形成している。コイル５に誘導された二次電圧は、この閉ループ回路に高周波電流を循環させる。

コントローラ３０により実施される動作モードが説明される。コントローラ３０は、モータ駆動モード、グリッド充電モード、グリッド接続式バッテリ加熱モード、バッテリ接続式バッテリ加熱モード、及びDCDCコンバータモードをもつ。これらのモードが順番に説明される。

まず、グリッド充電モードが説明される。まず、リレー３５及び３６がオンされる。ダイオードブリッジからなる整流器９３が電気グリッドに接続される時、整流器９３はグリッド電圧を整流して、キャパシタ９２を充電する。キャパシタ９２に接続されたオシレータ９１は一次コイル７に高周波電流を供給する。

これにより、二次コイル８Aに誘導された二次電圧はバッテリ側コンバータ４Aにより整流されてバッテリ１に印加される。同様に、二次コイル８Bに誘導された二次電圧はバッテリ側コンバータ４Bにより整流されてバッテリ１に印加される。二次コイル８A及び８Bは等しい巻数値をもつ。結局、整流器としてのバッテリ側コンバータ４A及び４Bは、バッテリ１を並列に充電する。

次に、グリッド接続式バッテリ加熱モードが説明される。このグリット゛接続式バッテリ加熱モードは、バッテリ１の温度が低く、かつ、整流器９３が電気グリッドに接続される時に実施される。まず、リレー３１及び３４がオンされる。整流器９３はグリッド電圧を整流して、キャパシタ９２を充電する。キャパシタ９２に接続されたオシレータ９１は一次コイル７にたとえば８ｋHzの高周波電流を供給する。二次コイル５に誘導された二次電圧は、コイル５、バッテリ１、及び平滑キャパシタ２からなる閉ループ回路に高周波電流を流し、バッテリ１が加熱される。バッテリ１の温度が所定値に到達した時、このグリット゛接続式バッテリ加熱モードは終了する。

次に、DCDCコンバータモードが説明される。まず、リレー３５及び３６がオンされる。このDCDCコンバータモードにおいて、バッテリ側コンバータ４A及び４Bはそれぞれ、オシレータとして動作する。バッテリ側コンバータ４Aはコイル８Aに高周波電流を供給し、バッテリ側コンバータ４Bはコイル８Bに高周波電流を供給する。コイル６A及び６Bに誘導された二次電圧の合計は、整流器６１により整流されて低電圧バッテリ６０に印加される。バッテリ側コンバータ４A及び４Bは、低電圧バッテリ６０の電圧に応じてPWM制御される。

次に、バッテリ接続式バッテリ加熱モードが説明される。整流器９３は電気グリッドから切り離される。まず、リレー３１、３４、３５、及び３６がオンされる。オシレータとして動作するバッテリ側コンバータ４A及び４Bは、コイル８A及び８Bに高周波電流を供給し、二次電圧が二次コイル５に誘導される。その結果、高周波電流がバッテリ１、平滑キャパシタ２、コイル５からなる閉ループ回路を流れ、バッテリ１が加熱される。なお、バッテリ接続式バッテリ加熱モード及びモータ駆動モードを同時に実施する場合、バッテリ１を流れる最高電流が所定しきい値未満となるように、高周波電流は制限される。

この実施例によれば、バッテリ接続式バッテリ加熱モード及びDCDCコンバータモードの両方は、バッテリ側コンバータ４A及び４Bをオシレータとして使用する。したがって、オシレータ４A及び４Bがコイル８A及び８Bに一次電流を供給する時、二次電圧が二次コイルとしてのコイル５、６A、及び６Bに誘導される。言い換えれば、バッテリ接続式バッテリ加熱モード及びDCDCコンバータモードは同時に実施される。しかし、バッテリ接続式バッテリ加熱モード及びDCDCコンバータモードはそれぞれ、独立実施されることが好ましい。この問題は、磁束切替型変圧器と呼ばれる特殊な変圧器１６の採用により解決される。

図１５及び図１６は、変圧器１６の一つの構造例を示す模式断面図である。軟磁性コア１６Aは、３つのポール１０１A、１０１B、及び１０１Cをもち、さらに４つの横バー１０１D、１０１E、１０１F、及び１０１Gをもつ。ポール１０１A、横バー１０１D、ポール１０１B、及び横バー１０１Eは、第１閉磁気回路を形成している。ポール１０１C、横バー１０１F、ポール１０１B、及び横バー１０１Gは、第２閉磁気回路を形成している。

磁気飽和を回避するために、これらの閉磁気回路はそれぞれ狭いエアギャップをもつ。横バー１０１D及び１０１Fは３つのポール１０１A、１０１B、及び１０１Cの上端を磁気的に短絡している。同様に、横バー１０１E及び１０１Gは３つのポール１０１A、１０１B、及び１０１Cの下端を磁気的に短絡している。

コイル８A及びコイル６Aはポール１０１Aに巻かれ、コイル８B及びコイル６Bはポール１０１Cに巻かれている。言い換えれば、コイル８A及びコイル６Aは第１閉磁気回路に巻かれ、コイル８B及びコイル６Bは第２閉磁気回路に巻かれている。しかし、コイル８A、６A、８B、及び６Bは、第１閉磁気回路及び第２閉磁気回路の共通磁路であるポール１０１Bに巻かれない。

直列接続されたコイル６A及び６Bは等しい巻数値をもつ。コイル８A及び８Bは等しい巻数値をもつ。コイル５及び７はポール１０１Bに巻かれている。好適には、コイル５の巻数値は１ターンである。変圧器１６において、コイル８A及び８Bとコイル５との磁気結合は磁束和結合と呼ばれ、コイル８A及び８Bとコイル６A及び６Bとの磁気結合は磁束差結合と呼ばれる。

図１５及び図１６に示されるように、コイル８Aに接続されるバッテリ側コンバータ４Aは、２つのレグ４０１及び４０２をもつHブリッジからなる。同様に、コイル８Bに接続されるバッテリ側コンバータ４Bは、２つのレグ４０３及び４０４をもつHブリッジからなる。

磁束和モード及び磁束差モードをもつコントローラ３０は、バッテリ側コンバータ４Bからコイル８Bに供給される一次電流の方向を切り替えることにより、磁束和結合及び磁束差結合のどちらかを選択する。磁束和モードの実施により磁束和結合が選択され、磁束差モードの実施により磁束差結合が選択される。磁束和モード及び磁束差モードの両方において、バッテリ側コンバータ４Aからコイル８Aへ供給される第１の一次電流I1Aは、バッテリ側コンバータ４Bからコイル８Bへ供給される第２の一次電流I1Bと等しい振幅値及び等しい周波数値をもつ。

図１５は、磁束和モードにおける電流及び磁束の流れを示す。この磁束和モードにおいて、コイル８Aに供給される第１の一次電流I１Aは、コイル８Bに供給される第２の一次電流I１Bと同じ位相をもつ。言い換えれば、第１の一次電流I１A及び第２の一次電流I１Bは互いに同じ波形をもつ。これにより、コイル８Aによりポール１０１A内に形成される磁束F1の方向は上向きとなり、コイル８Bによりポール１０１C内に形成される磁束F２の方向も上向きとなる。したがって、同じ波形をもつ２つの磁束F１及び磁束F２はポール１０１B内において下向きに流れる。

この磁束和モードによれば、二次電圧がコイル５及びコイル７に誘導される。コイル７はオシレータ９１に接続されているため、コイル７に誘導された二次電圧の影響は無視される。コイル５に誘導された二次電圧により、バッテリ加熱モードが実施される。すなわち、この磁束和モードは、バッテリ加熱モードにおいて採用される。

さらに、この磁束和モードによれば、二次電圧がコイル６A及び６Bに誘導される。しかし、直列接続されたコイル６A及び６Bの二次電圧の合計がゼロとなるように、コイル６A及び６Bは互いに接続される。言い換えれば、コイル６Aが整流器６１に印加する二次電圧は、コイル６Bが整流器６１に印加する二次電圧と逆向きとなる。これにより、コイル６A及び６Bが整流器６１に印加する二次電圧の合計がゼロとなり、DCDCコンバータモードは磁束和モードにおいて実施されない。

図１６は、磁束差モードにおける電流及び磁束の流れを示す。この磁束差モードにおいて、コイル８Aに供給される第１の一次電流I１Aは、コイル８Bに供給される第２の一次電流I１Bと比べて反対の位相をもつ。言い換えれば、第１の一次電流I１A及び第２の一次電流I１Bは反対の波形をもつ。第２の一次電流I１Bの波形を反転することにより、磁束和モードから磁束差モードへの変更が実施される。この変更は、バッテリ側コンバータであるHブリッジ４BのPWM制御により簡単に実施される。

図１６に示されるHブリッジ４Bがコイル８Bに供給する一次電流I１Bは、図１５に示されるHブリッジ４Bがコイル８Bに供給する一次電流I１Bと反対の波形をもつ。

図１６に示される磁束差モードにおいて、コイル８Aに供給される第１の一次電流I１Aはポール１０１Aに磁束F１を形成し、コイル８Bに供給される第２の一次電流I１Bはポール１０１Cに磁束F２を形成する。磁束F1及び磁束F２は同じ波形をもつ。しかし、磁束F１はポール１０１Aを上へ向けて流れるが、磁束F２はポール１０１Cを下へ向けて流れる。

結局、この磁束差モードによれば、同じ波形をもつ磁束F１及びF２がポール１０１B内を逆方向に流れる。これは、ポール１０１B内を流れる磁束の合計がゼロとなることを意味する。したがって、コイル５及びコイル７に誘導される二次電圧はそれぞれゼロとなる。

次に、この磁束差モードにおいて、同じ方向をもつ磁束F１及び磁束F２がポール１０１A及び１０１Cを流れる。これにより、磁束F１及び磁束F２の合計は、コイル６A及び６Bにそれぞれ、二次電圧を誘導する。その結果、コイル６A及び６Bは同方向の二次電圧を整流器６１に印加する。整流器６１は２つのコイル６A及び６Bの二次電圧の合計を整流して低電圧バッテリ６０に印加する。この磁束差モードは、バッテリ１からバッテリ６０へ直流電力を伝送するDCDCコンバータモードにおいて採用される。

既述されたグリッド充電モードにおける磁束の流れが説明される。オシレータ９１は一次電力をコイル７に供給する。コイル７は、コイル８A及び８Bと磁束和結合を形成する。したがって、ポール１０１Bに巻かれたコイル７は、ポール１０１Aに磁束F１を流し、ポール１０１Cに磁束F２を流す。言い換えれば、コイル７が形成する磁束の半分がポール１０１Aを流れ、残りの半分がポール１０１Cを流れる。結局、整流器４A及び４Bは、並列にバッテリ１を充電する。このグリッド充電モードにおいて、直列接続されたコイル６A及び６Bの二次電圧の和はゼロとなる。したがって、DCDCコンバータモードは実施されない。

第６実施例

電気自動車のような比較的大容量のバッテリの保護技術が、既述された実施例により説明された。しかし、本発明は、たとえば携帯電話、パーソナルコンピュータ、電動ドライバ、電気掃除機、及び電動バイクのような小型電子機器及び小型電動機器に搭載される小容量のバッテリにも有効である。

小型バッテリの劣化を抑止する交流電流供給装置が図１７を参照して説明される。電気掃除機に内蔵されたバッテリ１は、直列接続された４つのセル１A、１B、１C、及び１Dからなるリチウムイオンバッテリである。バッテリ１は、BMSとよばれるバッテリ管理システム８０１を内蔵している。

バッテリ１の充電端子８２１及び８２２は充電器８００に接続されている。充電器８００は、グリッド電力を整流して形成した充電電圧をバッテリ１に印加している。コントローラ３０は、バッテリ１の内部状態に基づいて充電器８００からバッテリ１に供給される充電電流Icを制御する。充電器８００は、DC電源及びスイッチングレギュレータを内蔵している。このDC電源は、グリッド電圧を整流し、降圧する。スイッチングレギュレータは、このDC電源部から受け取るDC電力を使用して形成した充電電流をバッテリ１に供給する。充電器８００は、よく知られているCCCV方式によりバッテリ充電を制御する。

さらに、放電回路８３０が、バッテリ１の充電端子８２１及び８２２に接続されている。この放電回路８３０は、直列接続されたMOSFET８０２及び放電抵抗８０３からなる。MOSFET８０２はがオンされる時、バッテリ１は、放電抵抗８０３を通じて放電する。

コントローラ３０は、バッテリ充電が終了した後、電析低減モードを実行する。この電析低減モードにおいて、コントローラ３０は、充電器８００の充電動作と、放電回路８３０の放電動作を交互に実施する。１回の充電動作及び１回の放電動作が順次実施される１サイクル期間は、充電期間及び放電期間からなる。

一例において、１サイクル期間は２００μ秒であり、充電期間は１２０μ秒であり、放電期間は６０μ秒である。充電期間と放電期間との間にそれぞれ配置された過渡期間は１０μ秒である。放電期間に流れる放電電流の平均値は、充電期間に流れる充電電流の平均値の約２倍である。好適には、放電回路８３０は充電器８００に内蔵される。この実施例によれば、バッテリ劣化抑止のための交流電流供給を簡素な回路により実現することができる。

次に、コントローラ３０による充電器８００及び放電回路８３０の好適な制御例が図１８に示されるフローチャートを参照して説明される。放電モードは、図３乃至図５で説明された残留電荷放電モードである。デンドライト低減モードは、図６及び図７で説明されたモードである。デンドライト低減モード及び放電モードは本質的に同じであり、たとえば図９に示されるような電流波形をもつ。

まず、定電流充電（CC）が終了したかどうかが判定される（S２００）。次に、バッテリ１に供給すべき交流電流の振幅及びサイクル周期、供給時間が定電流充電（CC）の内容に基づいて決定される（S２０２）。好適には、交流電流の平均振幅及び供給時間は、定電流充電（CC）における充電電流の振幅及び充電時間の積に正相関をもつ。好適には、交流電流の平均振幅及び供給時間と充電電流の振幅及び充電時間の積との関係を記憶するマップが利用される。

次に、決定された交流電流の仕様に基づいて、デンドライト低減モードが実施される（S２０４）。次に、コントローラ３０は、デンドライト低減モードの終了が判定された後（S２０６）、定電圧充電（CV)モードを開始する。言い換えれば、デンドライト低減モードは、定電圧充電（CV)モードの前に実施される。定電流充電（CC）モードにおける電析量は、定電圧充電（CV)モードにおける電析量よりも格段に多い。したがって、厚いSEI被膜が電析物質の表面に形成される前にデンドライト低減モードを実施することにより、デンドライトを良好に低減することができる。

次に、定電圧充電（CV)モードが終了したか否かが判定され（S２０６）、終了したら放電モード（残留電荷放電モード）を実行する（S２０８）。

第７実施例

第６実施例の装置の一つの欠点は、放電回路８３０の電力消費及び発熱である。もう一つの欠点は、放電回路８３０をもたない従来の充電器８００への放電回路８３０の追加が難しいことである。これらの欠点を解決できる充放電回路８４０が図１９を参照して説明される。

図１９は、携帯電話９００に容易に接続可能な交流電流供給装置９０１を示す模式図である。携帯電話９０１は、充電端子としての雌コネクタ９０２をもつ。交流電流供給装置９０１は、雌コネクタ９０２に挿入可能な雄コネクタ９０３をもつ。

図２０は、交流電流供給装置９０１に内蔵される充放電回路８４０を示す回路図である。さらに、交流電流供給装置９０１はコントローラ３０も収容している。充電器８００の雄コネクタと同じ形状をもつ雄コネクタ９０３は、充放電回路８４０の一対の電源線８４１、８４２に接続されている。雄コネクタ９０３は、携帯電話９００の雌コネクタ９０２に接続される時、コントローラ３０は充放電回路８４０の充放電モードを開始し、その後、所定時間経過後にこの充放電モードを終了する。これにより、携帯電話９００に内蔵されたバッテリの寿命を延長することができる。充放電回路８４０は携帯電話の充電器８００に内蔵されることができる。

充放電回路８４０は、３つのハーフブリッジ８１１-８１３、２つのインダクタ８１４及び８１５、及びコントローラ３０からなる。充放電回路８４０は、バッテリ１の一対の充電端子８２１、８２２に着脱可能に個別に接続される一対の電源線８４１、８４２をもつ。ハーフブリッジ８１１-８１３はそれぞれ電源線８４１、８４２に接続されている。

ハーフブリッジ８１１は、直列接続された上アームトランジスタ８１１H及び下アームダイオード８１１Lからなる。ハーフブリッジ８１２は、直列接続された上アームダイオード８１２H及び下アームトランジスタ８１２Lからなる。ハーフブリッジ８１３は、直列接続された上アームトランジスタ８１３H及び下アームダイオード８１３Lからなる。ダイオードと並列接続されるトランジスタを追加することも可能である。

ハーフブリッジ８１１の出力端は、インダクタ８１４の一端に接続されている。ハーフブリッジ８１２の出力端は、インダクタ８１４の他端及びインダクタ８１５の一端に接続されている。ハーフブリッジ８１３の出力端は、インダクタ８１５の他端に接続されている。コントローラ３０は、３つのハーフブリッジ８１１-８１３の各トランジスタをスイッチングすることにより、電析低減モードを実行する。この電析低減モードは、充電器８００からバッテリ１への充電動作が終了した後で実施される。充電器８００の一対の出力端子は、その充電動作が終了した後、バッテリ１の充電端子８２１、８２２から外される。その後、充放電回路８４０の一対の電源線８４１、８４２が、バッテリ１の充電端子８２１、８２２に接続される。

図２１は、この電析低減モードにおいてインダクタ８１４及び８１５とバッテリ１とを間を流れる放電電流Id及び充電電流Icを示す。放電期間Td及び充電期間Tcは電析低減モードにおいて交互に配置される。まず、放電期間Tdが説明される。トランジスタ８１１H、８１２L、及び８１３Hが時点t１にてオンされる。これにより、インダクタ８１４を流れる放電電流Id１が増加し、インダクタ８１５を流れる充電電流Id２が増加する。放電電流Idは、バッテリ１からインダクタ８１４及び８１５に同時的に供給される電流Id１及びId２からなる。その結果、所定の放電電力エネルギーがバッテリ１からインダクタ８１４及び８１５に輸送される。

次に、充電期間Tcが説明される。充電期間Tcは、順次実施される第１充電期間Tc1及び第２充電期間Tc２からなる。第１充電期間Tc1は時点t２にて始まり、時点t３にて終わる。第２充電期間Tc２は時点t３にて始まり、時点t１にて終わる。放電期間Tdは時点t１にて始まり、時点t２にて終わる。第１充電期間Tc１において、トランジスタ８１１H及び８１２Lがオフされる。これにより、インダクタ８１４は、ダイオード８１１L及び８１２Hを通じてバッテリ１を充電する。充電電流Ic1は、ほぼ放電電流Id１に等しい。第１充電期間Tc１は、トランジスタ８１１Hがオンされる時に終了する。その後、フリーホィーリング電流が、インダクタ８１４、ダイオード８１２H、及びトランジスタ８１１Hを通じて循環する。第１充電期間Tc１においてインダクタ８１５を流れる電流は、ダイオード８１２H及びトランジスタ８１３Hを通じて循環するフリーホィーリング電流となる。

次に、第２充電期間Tc２が説明される。第２充電期間Tc2において、トランジスタ８１３Hがオフされる。これにより、インダクタ８１５は、ダイオード８１３L及び８１２Hを通じてバッテリ１を充電する。この充電電流Ic2はほぼ放電電流Id２に等しい。第２充電期間Tc２は、トランジスタ８１３Hがオンされる時に終了する。その後、フリーホィーリング電流が、インダクタ８１５、ダイオード８１２H、及びトランジスタ８１３Hを通じて循環する。第２充電期間Tc２においてインダクタ８１４を流れる電流は、ダイオード８１２H及びトランジスタ８１１Hを通じて循環するフリーホィーリング電流となる。

図２１は、バッテリ１と充放電回路８４０との間を流れる交流電流を模式的に示す。１サイクル期間Tcycleは、順次実施される一つの放電期間Td及び一つの充電期間Tcからなる。充電期間Tcの長さは放電期間Tdの長さのほぼ２倍である。２つのインダクタ８１４及び８１５は放電期間Tdにおいて同時にバッテリ１に並列接続される。充電期間Tcにおいて、２つのインダクタ８１４及び８１５は順番にバッテリ１に接続される。結局、充電電流Icのほぼ２倍である放電電流Idが、充電期間Tcのほぼ半分の放電期間Tdにおいて流れる。

図２１において、放電電流Id及び充電電流Icの基本周波数はそれぞれ、１サイクル期間Tcycleの逆数値に等しい。放電電流Idは放電高調波を含み、充電電流Icは充電高調波を含む。放電高調波及び充電高調波はそれぞれ、基本周波数の整数倍の周波数成分からなる。放電期間Td内の放電電流Idは、充電電流Ic内の充電電流Icと比べてほぼ２倍の平均振幅をもつ。しかし、放電期間Td内における放電高調波は、充電期間Tc内における充電高調波と比べて、２倍よりもさらに高い平均振幅をもつことができる。言い換えれば、高周波領域において、放電電流Idは、充電電流Icよりも遙かに高い。したがって、放電電流Idは、充電電流Icと比べて相対的に優れた電析物質の低減効果をもつことができる。

変形態様が説明される。図２１に示される充放電回路８４０は２つのインダクタ８１４及び８１５と３つのハーフブリッジ８１１－８１３とをもつ。充放電回路８４０は、追加インダクタ及び追加ハーフブリッジからそれぞれなるより多くのセットをさらにもつことができる。各インダクタは直列に接続される。たとえば、この追加インダクタの一端はハーフブリッジ８１３の出力端に接続され、その他端は追加ハーフブリッジの出力端に接続される。これにより、放電電流Idは充電電流Icと比べて３倍の振幅をもつことができる。さらに、充電期間Tcは放電期間Tdの３倍の長さをもつことができる。その結果、放電電流Idに含まれる高調波成分は、充電電流Icに含まれる高調波成分と比べてさらに相対的に増大されることができる。

第８実施例

第８実施例が図２２を参照して説明される。この実施例は、図２０及び図２１に示される第７実施例の充放電回路８４０を電気自動車用バッテリへの交流電流供給に利用する。インダクタ８１４及び８１５、及び、ハーフブリッジ８１１－８１３からなる充放電回路は、図２０に示される充放電回路８４０と同じ回路構成及び同じ動作をもつ。

図２０に示される充放電回路８４０と異なる図２２の回路部分が以下に説明される。高電圧のバッテリ１は、システムスイッチ３１及び３４を通じてEVモータ（図示せず）を駆動するインバータ２０に直流電流を供給する。平滑キャパシタ２はインバータ２０と並列に接続されている。バッテリ１は、３つのハーフブリッジ８１１－８１３にバッテリ電圧を印加している。

グリッド充電器９は、オシレータ９１、キャパシタ９２、及び整流器９３をもつ。このグリッド充電器９は、図１１に示される充電器９と本質的に等しい。オシレータ９１は、トランス１５のコイル７に高周波電力を供給する。このトランス１５は図１３に示されるトランス１５と本質的に同じである。

トランス１５はフエライトコア１５Aをもつ。フエライトコア１５Aは、磁気的に並列接続された３つのポール１０１A、１０１B、及び１０１Cをもつ。インダクタ８１４はポール１０１Aに巻かれたコイルからなる。コイル７はポール１０１Bに巻かれている。インダクタ８１５はポール１０１Cに巻かれたコイルからなる。図２２に示されるように、インダクタ８１４及び８１５は互いに逆向きに巻かれている。インダクタ８１４及び８１５をなす２つのコイルはそれぞれ、トランス１５の二次コイルとしての機能ももつ。３つのハーフブリッジ８１１－９１３は、グリッド充電器９の整流器としての機能ももつ。

図２２に示される回路の動作が説明される。インダクタ８１４及び８１５、ハーフブリッジ８１１－８１３からなる充放電回路は、このグリッド充電器９が充電動作を実施していない期間にバッテリ１に交流電流を供給する。これにより、既述されたバッテリ加熱モード及び電析低減モードが実施される。言い換えれば、オシレータ９１が高周波電流を一次コイル７に供給していない時、ハーフブリッジ８１１－８１３は交流電流をバッテリ１に供給する。

図２２に示される矢印は、インダクタ８１４及び８１５に供給される交流電流の方向を示す。インダクタ８１４が形成する磁束F1及びインダクタ８１５が形成する磁束F２は、コア１５A内を同じ方向に流れる。その結果、ポール１０１Bを流れる磁束（F１-F２）が減少するため、コイル７に誘導される交流電圧が減少する。

グリッド充電器９が商用グリッドに接続され、オシレータ９１が一次コイル７に高周波電流を供給する時、ハーフブリッジ８１１－８１３は、交流電流を形成するためのスイッチング動作を中止する。その結果、ハーフブリッジ８１１－８１３は整流器として動作する。一次コイル７により形成される高周波磁束は、インダクタ８１４及び８１５に並列に流れる。その結果、整流器として運転されるハーフブリッジ８１１－８１３は、整流電圧をバッテリ１に印加する。これにより、バッテリ１が充電される。コントローラ３０は既述されたバッテリ充電動作及びバッテリへの交流電流供給動作を制御する。この実施例によれば、グリッド充電器９が、バッテリ１に交流電流を供給する交流電流供給回路を兼ねるため、回路コストが低減される。

結局、上記説明された電析低減モードによれば、高周波の放電電流成分と、低周波の充電電流成分を交互にバッテリに供給することにより、SEI被膜内又はSEI被膜上の電析物質が低減される。言い換えれば、放電電流成分は、充電電流成分と比較して高周波側にシフトした周波数スペクトルをもつ。これにより、電析物質低減に加えて負極活物質表面の電気的特性が改善される。

固体タイプ又は液体タイプ又はゲルタイプの電解質がバッテリにおいて採用される。これらの電解質と接する負極活物質の表面の電気特性はバッテリにとって非常に重要である。本発明の電析低減モードは、放電電流Idが実質的に充電電流Icよりも高い周波数スペクトルをもつ交流電流により、負極活物質の表面の電気特性を改善する。さらに、上記電析低減モードがバッテリの内部抵抗低減のような他の効果を実現することも期待することができる。たとえば、固体電解質と負極活物質との界面に侵入したプロトンを外部に追い出すことにより、この界面の電気抵抗を低減することが期待される。さらに、SEI被膜の厚さを低減することにより、界面電気抵抗を低減することが期待される。

Claims

交互に繰り返される放電期間及び充電期間からなる交流電流供給期間に交流電流をバッテリに供給する交流電流供給回路と、前記交流電流供給回路を制御するコントローラとを備えるバッテリ用交流電流供給装置において、
前記交流電流は、前記放電期間に供給される放電電流成分と、前記充電期間に供給される充電電流成分とからなり、
前記コントローラは、前記バッテリの温度が所定の室温より高い時に前記バッテリに前記交流電流を供給する電析低減モードをもち、
前記電析低減モードは、前記充電期間よりも短い放電期間をもち、
前記放電電流成分は、前記電析低減モードにおいて前記充電電流成分よりも高い振幅をもつことを特徴とするバッテリ用交流電流供給装置。
前記放電電流成分の高調波は、前記電析低減モードにおいて前記充電電流成分の高調波よりも高い平均振幅をもつ請求項１記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記交流電流の積分値は、前記電析低減モードにおいて本質的にゼロである請求項２記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記電析低減モードは、所定のバッテリ充電モードの終了直後に開始される請求項１記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記電析低減モードの運転期間は、前記バッテリ充電モードにより前記バッテリに与えられる充電量と正の相関関係をもつ請求項４記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記電析低減モードの運転期間は、前記バッテリ充電モードにおける前記バッテリの温度と負の相関をもつ請求項４記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記コントローラは、前記バッテリが前記所定の室温よりも低い所定温度をもつ時に前記バッテリに交流電流を供給することにより前記バッテリを加熱するバッテリ加熱モードをさらに有し、
前記コントローラは、前記バッテリ加熱モード及び前記電析低減モードの一方を前記バッテリの温度に応じて選択する請求項１記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記交流電流供給回路は、グリッド電力により前記バッテリを充電する充電器に内蔵される請求項１記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記交流電流供給回路は、グリッド電力により前記バッテリを充電する充電器に接続するための前記バッテリの充電コネクタに接続可能なコネクタをもつ請求項１記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記交流電流供給回路は、複数のインダクタと、前記複数のインダクタを前記バッテリに接続するスイッチング回路とを含み、
前記スイッチング回路は、前記バッテリから前記複数のインダクタへ前記放電電流を並列に供給し、
前記スイッチング回路は、前記複数のインダクタから前記バッテリへ前記充電電流を順番に供給する請求項１記載のバッテリ用交流電流供給装置。
前記複数のインダクタは、直列に接続され、
前記スイッチング回路は、前記各インダクタの両端に別々に接続される複数のハーフブリッジからなり、
前記各ハーフブリッジは、直列接続された上アームスイッチ及び下アームスイッチからなり、
前記上アームスイッチ及び下アームスイッチの一方は、トランジスタからなり、
前記上アームスイッチ及び下アームスイッチの他方は、トランジスタ又はダイオードからなる請求項１０記載のバッテリ用交流電流供給装置。
交互に繰り返される放電期間及び充電期間からなる交流電流供給期間に交流電流をバッテリに供給する交流電流供給回路と、前記交流電流供給回路を制御するコントローラとを備えるバッテリ用交流電流供給装置において、
前記交流電流供給回路は、降圧トランス及び前記降圧トランスの一次コイルに交流電圧を印加するオシレータを有し、
前記降圧トランスの二次コイルは、前記バッテリ及び平滑キャパシタとともに閉ループ回路を形成し、
前記平滑キャパシタは、前記バッテリから給電されるモータ駆動回路に接続され、
前記コントローラは、前記オシレータを制御することにより前記閉ループ回路を通じて前記交流電流を循環させることを特徴とするバッテリ用交流電流供給装置。
前記交流電流供給回路は、前記モータ駆動回路に接続された前記バッテリを充電する充電器を用いて形成され、
前記コントローラは、前記閉ループ回路に前記交流電流を供給するために前記充電器を制御する請求項１２記載のバッテリ用交流電流供給装置。