WO2024034259A1 - モータ制御装置並びに電動車両システム - Google Patents

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尚礼 鈴木
峻介 小原
利貞 三井
大和 松井
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Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and an electric vehicle system using the same.
  • Permanent magnet synchronous motors are widely applied in fields such as electric vehicles because the field is provided by permanent magnets and are advantageous for high efficiency.
  • a permanent magnet synchronous motor when the amount of magnetic flux of the permanent magnet changes due to temperature or the like, motor characteristics such as torque characteristics change. Therefore, depending on the field of application, the amount of magnetic flux of the permanent magnet is estimated, and the permanent magnet synchronous motor is controlled based on the estimated amount of magnetic flux.
  • Patent Document 1 As a conventional technique for estimating the amount of magnetic flux of a permanent magnet synchronous motor, the techniques described in Patent Document 1 and Patent Document 2 are known.
  • Vd ** and Vd ** are correction values for the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * , respectively.
  • Vd * and Vq * are corrected according to the dead time Tdead of the switching element in the inverter and the DC voltage drop of the switching element.
  • the correction amount of Vd * and Vq * according to Tdead is calculated based on the DC input voltage Vdc of the inverter, the switching frequency Fsw, Tdead, and the d-axis reference current phase ⁇ d (see paragraph [0054]). Further, the amount of correction according to the DC voltage drop of the switching element of Vd * and Vq * is calculated using a voltage drop correction map using current as an argument.
  • a magnetic flux estimated value calculated based on a q-axis voltage command value, a d-axis voltage command value, a q-axis current, a d-axis current, and an angular velocity ⁇ is calculated based on the operating state of a permanent magnet synchronous motor.
  • Error correction is calculated using multiple maps using multiple parameters as arguments: angular velocity, torque (or current), temperature of each part (sensor temperature, motor temperature, inverter temperature), and inverter DC voltage. Corrected by value.
  • Patent Document 1 discloses that in calculating the magnetic flux fluctuation amount estimated value ⁇ est, the ratio (Vq ** /Vd ** ) of the q-axis corrected voltage command value Vq ** to the d-axis corrected voltage command value Vd ** is used. Therefore, when Vd ** is small, the estimated magnetic flux variation amount ⁇ est itself increases. Therefore, there is a problem with the reliability of the estimated value.
  • Patent Document 2 the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value used for calculating the magnetic flux estimated value are not corrected. This limits the improvement in accuracy of the magnetic flux estimate.
  • the present invention provides a motor control device that can improve the accuracy and reliability of magnetic flux estimation, and an electric vehicle system that uses this motor control device.
  • a motor control device provides a voltage command for controlling the output voltage of a power conversion device to a motor in accordance with a speed command or a torque command of a motor whose rotor has a permanent magnet.
  • a voltage command generation section that generates a voltage command
  • a dead time compensation section that performs dead time compensation for the voltage command
  • a magnetic flux estimating section that estimates the magnetic flux of a permanent magnet.
  • the magnetic flux of the permanent magnet is estimated based on the command, the motor and the power converter, and the voltage drop that occurs between the motor and the power converter.
  • an electric vehicle system includes wheels, a motor that drives the wheels, a power conversion device that supplies electric power to the motor, and a control device that controls the power conversion device.
  • the control device is the motor control device according to the present invention.
  • the accuracy and reliability of magnetic flux estimation can be improved.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a motor drive system according to a first embodiment.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view in a direction perpendicular to a rotation axis, showing the structure of a permanent magnet synchronous motor 10.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the dq axes and the three-phase windings 15 in the stator 11 of the permanent magnet synchronous motor 10.
  • FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing the configuration of power conversion device 20 (FIG. 1).
  • FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of drive signals (G XP , G XN ) (X: any one of U, V, and W).
  • 4 is a functional block diagram showing the configuration of a voltage command creation section 41.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view in a direction perpendicular to a rotation axis, showing the structure of a permanent magnet synchronous motor 10.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing the configuration of a magnetic flux estimation unit 50 (FIG. 1) in Example 1.
  • FIG. This is an example of calculating the q-axis voltage drop V drop_q ′ expressed as an isovalue diagram on the I d - I q plane.
  • 9 is a graph showing the relationship between I q and V drop_q shown in FIG. 8 using I d as a parameter.
  • This is an example of calculating the second q-axis voltage drop V drop_q ′ expressed as an isovalue diagram on the I d - I q plane.
  • 11 is a graph showing the relationship between I q and V drop_q ' shown in FIG. 10 using I d as a parameter.
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of a calculation unit for a q-axis voltage drop V drop_q_est in the motor control device 40.
  • FIG. FIG. 2 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a motor drive system according to a second embodiment.
  • 15 is a functional block diagram showing an example of the configuration of a command value correction section 48 (FIG. 14).
  • FIG. FIG. 3 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a motor control device in a motor drive system according to a third embodiment.
  • FIG. 3 is a functional block diagram showing the configuration of an electric vehicle system 300 according to a fourth embodiment.
  • FIG. 1 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a motor drive system that is Embodiment 1 of the present invention.
  • the motor drive system 100 includes a permanent magnet synchronous motor 10, a power conversion device 20, a current sensor 30, and a motor control device 40. Although not shown, a mechanical load is connected to the permanent magnet synchronous motor 10 via a transmission mechanism that mechanically or magnetically transmits the mechanical output of the permanent magnet synchronous motor 10.
  • the motor control device 40 controls the rotation speed or torque of the permanent magnet synchronous motor 10 to a desired value by controlling the power conversion device 20. Furthermore, in the first embodiment, the motor control device 40 has a function of estimating the magnetic flux and temperature of the permanent magnets included in the permanent magnet synchronous motor 10, as described later.
  • FIG. 2 is a cross-sectional view in a direction perpendicular to the rotation axis, showing the structure of the permanent magnet synchronous motor 10.
  • the permanent magnet synchronous motor 10 is composed of a stator 11 and a rotor 12 that face each other with an air gap in between.
  • the stator 11 has a plurality of stator magnetic poles 18 each having a winding 15 wound around a stator core 16 made of a magnetic material.
  • the rotor 12 has a rotor core 13 made of a magnetic material and a permanent magnet 17 located within the rotor core 13.
  • the number of magnetic poles of the stator 11 and rotor 12 is not limited to the number shown in FIG. 2, but can be arbitrarily set according to desired motor characteristics.
  • the plurality of windings may be connected in parallel or in series.
  • the windings 15 of two opposing stator magnetic poles 18 in the stator 11 are connected in series to form a winding for one phase. Therefore, the stator 11 includes windings for three phases (U, V, W).
  • the stator magnetic pole 18 generates a magnetic pole of either north or south polarity by passing a current through the winding 15, and the polarity can be changed depending on the direction of the current in the winding 15.
  • the stator magnetic pole 18 becomes an S pole, and when the N pole of the permanent magnet 17 in the rotor 12 is attracted to this S pole, the rotor 12 Let the rotation angle of be zero degrees. Note that, hereinafter, the rotation angle of the rotor 12 will be referred to as "rotor position.”
  • the position of any one winding is the reference position.
  • the position of the winding 15 (U-phase winding) located on the right side in FIG. 2 is taken as the reference position.
  • counterclockwise rotation of the rotor 12 is referred to as normal rotation, and clockwise rotation is referred to as reverse rotation.
  • the rotor position is detected by a rotation detector such as a resolver or an encoder, and is used for control processing in the motor control device 40.
  • a rotation detector such as a resolver or an encoder
  • the rotor position can also be estimated based on the motor current flowing through the permanent magnet synchronous motor 10 or the voltage applied to the permanent magnet synchronous motor 10 without using a rotation detector by applying so-called position sensorless control. good.
  • an embedded magnet type permanent magnet synchronous motor 10 is applied, but the rotor is not limited to this, such as a surface magnet type permanent magnet synchronous motor.
  • a motor equipped with a permanent magnet whose magnetic flux changes depending on the temperature of the motor may be applied.
  • FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the dq axes and the three-phase (U, V, W) windings 15 in the stator 11 of the permanent magnet synchronous motor 10.
  • the three-phase windings (U, V, W) are arranged with a phase difference of 120 electrical degrees.
  • the main magnetic flux direction of the permanent magnets 17 in the rotor 12 is the d-axis, and the direction 90 electrical degrees in the rotational direction from the d-axis is the q-axis.
  • the dq axes are coordinate axes in a rotating coordinate system, that is, coordinate axes set on the rotor 12, and rotate together with the rotor 12. Therefore, the rotation angle of the d-axis is equal to the rotor position ( ⁇ d).
  • the position of the U-phase winding is used as the reference position, so as shown in FIG. It is expressed as an angle.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the power conversion device 20 (FIG. 1).
  • FIG. 4 also shows the permanent magnet synchronous motor 10 and the current sensor 30 (FIG. 1).
  • the power conversion device 20 includes a DC voltage source 120, a main circuit 131 composed of a three-phase full bridge circuit of semiconductor switching elements 22a to 22f, and a gate drive circuit 123. .
  • a shunt resistor 135 is connected between the DC voltage source 120 and the main circuit 131. This prevents excessive current from flowing through the main circuit 131.
  • the DC voltage source 120 a battery, an AC/DC converter (including a rectifier), a DC/DC converter, etc. are applied.
  • IGBTs are used as the semiconductor switching elements 22a to 22f, but the present invention is not limited to this, and MOSFETs or the like may also be used.
  • the main circuit 131 is configured by an inverter module.
  • freewheeling diodes are connected in parallel to each of the semiconductor switching elements 22a to 22f, and each parallel connection constitutes an arm.
  • the switching elements 22a and 22b constitute the U-phase
  • the switching elements 22c and 22d constitute the V-phase
  • the switching elements 22e and 22f constitute the W-phase upper and lower arms.
  • the connection points of the upper and lower arms of each phase are connected to a permanent magnet synchronous motor 10.
  • the gate drive circuit 123 generates drive signals G UP to G WN based on on/off control signals S UP to S WN made up of PWM pulse signals output by the PWM signal generation section 43 (FIG. 1), and generates drive signals G UP to G WN , respectively. It is output to the control terminals (gate terminals in this embodiment) of the semiconductor switching elements 22a to 22f. The semiconductor switching elements 22a to 22f are driven on and off by drive signals G UP to G WN , respectively.
  • the main circuit 131 converts the DC voltage Edc of the DC voltage source 120 into a three-phase AC voltage by turning on and off the semiconductor switching elements 22a to 22f, and converts this three-phase AC voltage into a three-phase AC voltage of the permanent magnet synchronous motor 10. Output to three-phase AC terminal.
  • FIG. 5 is a waveform diagram showing an example of the drive signals (G XP , G XN ) (X: any one of U, V, and W).
  • FIG. 5 also shows an example of the triangular wave carrier signal S C and the X-phase voltage command V X * used by the PWM signal generator 43 (FIG. 1).
  • the PWM signal generation unit 43 (FIG. 1) generates an on/off signal consisting of a PWM pulse signal, not shown in FIG. 5, based on the magnitude relationship between the triangular wave carrier signal SC and the X - phase voltage command V Generate control signals S XP and S XN .
  • the gate drive circuit 123 In response to the off control signals S XP and S XN , the gate drive circuit 123 generates a drive signal G , G XN .
  • the semiconductor switching elements are switched at a frequency sufficiently higher than the frequency of the AC voltage output to the permanent magnet synchronous motor 10. That is, the frequency of the triangular wave carrier signal S C is made sufficiently higher than the frequency of the X-phase voltage command V X * . Therefore, the voltage of each phase output by the main circuit 131 in the power conversion device 20 is a rectangular wave voltage that is pulse width modulated according to the drive signals G XP and G XN , but when averaged over time, the duty It becomes a sinusoidal voltage whose voltage value changes according to the change of the factor.
  • Current sensor 30 detects three-phase motor current flowing from power conversion device 20 to permanent magnet synchronous motor 10 .
  • the current sensor 30 detects the U-phase motor current IU and the W-phase motor current IW .
  • a current transformer (CT) is applied as the current sensor 30, for example.
  • a Hall CT or a shunt resistor may be applied.
  • a so-called one-shunt method or a three-shunt method is used.
  • the DC input current to the main circuit 131 (FIG. 4), that is, the DC bus current
  • one shunt resistor for example, the shunt resistor 135 in FIG. 4
  • the DC bus current is detected based on the detected value of the DC bus current.
  • the three-phase motor current is detected.
  • a shunt resistor is provided in each of the three-phase lower arms, and three-phase motor currents are detected based on current values detected by these three shunt resistors.
  • Motor control device 40 controls at least one of the speed and torque of permanent magnet synchronous motor 10 by controlling the switching operation of power converter 20 .
  • the motor control device 40 provides three-phase voltage commands V U * , V V * , V W * based on the speed command ⁇ r * or the torque command Trq * and the motor current detected by the current sensor 30 .
  • the speed command ⁇ r * or the torque command Trq * may be set in the motor control device 40, or may be given to the motor control device 40 from another control system such as a host control system not shown in FIG. It's okay.
  • the motor control device 40 uses the PWM signal generation unit 43 to generate on/off control signals S UP to S WN consisting of PWM pulses according to the three-phase voltage commands V U * , V V * , V W * . .
  • the motor control device 40 controls the switching operation of the power conversion device 20 using the on/off control signals S UP to S WN .
  • the voltage command generation unit 41 (FIG. 1) generates a voltage command value through arithmetic processing in the rotating coordinate system.
  • FIG. 6 is a functional block diagram showing the configuration of the voltage command creation section 41.
  • the voltage command generation unit 41 generates a first d-axis current command I d * and a first q-axis current command I q * calculated based on the speed command or torque command ( ⁇ r * , Trq * in FIG. 1). , the d-axis detection current I dc , the q-axis detection current I qc , and the inverter frequency command ⁇ 1 ( ⁇ r * may be used instead of ⁇ 1 ), and using equations (1) and (2), Then, a d-axis voltage command V d * and a q-axis voltage command V q * are generated. Note that I dc and I qc are calculated by converting the three-phase motor current detected by the current sensor 30 from a stationary coordinate to a rotating coordinate.
  • R is the winding resistance per phase of the permanent magnet synchronous motor 10
  • Ld is the d-axis inductance
  • Lq is the q-axis inductance
  • Ke is the induced voltage constant.
  • I d ** and I q ** are second d-axis currents, respectively, generated by a current controller consisting of PI control to cause the motor current to follow I d * and I q * . command and a second q-axis current command.
  • the difference (I d * - I dc ) between the first d-axis current command I d * and the d-axis detected current I dc is calculated by the adder / subtractor 91d.
  • the calculated difference value is multiplied by a proportional gain (K p_d ) by the proportional device 92c.
  • the difference calculation value is multiplied by an integral gain (K i_d ) by a proportional device 92d, and integrated by an integrator 94c.
  • the difference calculation value multiplied by the proportional gain K p_d and the integral value multiplied by the integral gain K i_d are added by the adder 90b, and I d ** is calculated.
  • the adder/subtractor 91e calculates the difference (I q * - I qc ) between the first q-axis current command I q * and the q-axis detected current I qc .
  • the calculated difference value is multiplied by a proportional gain (K p_q ) by the proportional device 92e.
  • the difference calculation value is multiplied by an integral gain (K i_q ) by a proportional device 92f, and integrated by an integrator 94d.
  • the difference calculation value multiplied by the proportional gain K p_q and the integral value multiplied by the integral gain K i_q are added by the adder 90c, and I q ** is calculated.
  • Id ** is multiplied by R by the multiplier 92g, and "R ⁇ Id ** " on the right side of equation (1) is calculated.
  • Iq ** is multiplied by R by the multiplier 92i, and "R ⁇ Iq ** " on the right side of equation (2) is calculated.
  • I q ** is filtered by the low-pass filter 98a to obtain I q ** _fil shown on the right side of equation (1). Further, I q ** _fil is multiplied by L q and ⁇ 1 by the multiplier 92h, and “ ⁇ 1 ⁇ L q ⁇ I q ** _fil ” on the right side of equation (1) is calculated. The adder/subtractor 91f subtracts " ⁇ 1 ⁇ L q ⁇ I q ** _fil " calculated by the multiplier 92h from "R ⁇ I d ** " calculated by the multiplier 92g. This generates V d * .
  • I d ** is filtered by the low-pass filter 98b to obtain I d ** _fil shown on the right side of equation (2). Further, I d ** _fil is multiplied by L d and ⁇ 1 by the multiplier 92j, and “ ⁇ 1 ⁇ L d ⁇ I d ** _fil ” on the right side of equation (2) is calculated. ⁇ 1 is multiplied by Ke by the multiplier 92k, and “ ⁇ 1 ⁇ Ke” in equation (2) is calculated. The adder 90d adds "R ⁇ I q ** " calculated by the multiplier 92i, " ⁇ 1 ⁇ L d ⁇ I d ** _fil " calculated by the multiplier 92j, and the calculated value by the multiplier 92k. and “ ⁇ 1 ⁇ Ke” are added. This generates V q * .
  • the d-axis current controller 114a and the q-axis current controller 114b are connected in cascade to the voltage calculation section based on equations (1) and (2).
  • FIG. 7 is a functional block diagram showing the configuration of the magnetic flux estimation unit 50 (FIG. 1) in the first embodiment.
  • a magnetic flux table 51 a drifting voltage table 52, a dead time compensation error calculation unit 53, and a winding resistance estimation unit 54, which are related to magnetic flux estimation along with the magnetic flux estimation unit 50, are also shown.
  • the q-axis voltage command Vq * when a three-phase AC voltage is output from the power converter 20 to the permanent magnet synchronous motor 10, the q-axis voltage command Vq * , the rotational angular velocity ⁇ e (electrical angle) of the permanent magnet synchronous motor 10, Based on the d-axis current I d and the q-axis current I q , the DC voltage Edc of the DC voltage source 120 (FIG. 2), and the winding temperature Temp_w, the d-axis interlinkage magnetic flux ⁇ d representing the magnet magnetic flux and the magnet temperature Temp_m are estimated. be done.
  • Equation (4) The q-axis voltage equation in the steady state of the permanent magnet synchronous motor 10 can be expressed by equations (3) and (4) if the differential term (sL q I q ** ) is ignored. Note that ⁇ d0 in Equation (4) is the d-axis interlinkage magnetic flux component caused only by the permanent magnet.
  • the q-axis voltage drop V drop_q in equation (3) is the difference (V q * - ⁇ e ⁇ d ) between the speed electromotive force (induced voltage: ⁇ e ⁇ ⁇ d ) and the q-axis voltage command value V q * .
  • the total voltage drop on the q-axis including the voltage drop due to the winding resistance R, the voltage drop at the switching elements (Fig. 4: 22a to 22f), the error voltage due to dead time, the error voltage due to the PWM method, etc. be.
  • ⁇ d can be estimated by calculating V drop_q in consideration of these multiple voltage components that constitute V drop_q .
  • the d-axis current I d and the q-axis current I q are distributed in the form of grid points ((I d , I q )), and (I d , Iq ) and the q-axis voltage ( Vd , Vq ) are measured.
  • the magnet temperature Temp_m is set to a constant value ( Temp_m_calib ), for example, a preset standard temperature.
  • V q1 * and V q2 * are expressed by the formula ( 3), it can be expressed by the respective equations (5) and (6). Note that ⁇ e2 > ⁇ e1 .
  • the q-axis voltage drop V drop_q includes voltage drop components caused by multiple factors. Based on studies by the present inventors, in this embodiment, the q-axis voltage drop component is corrected with respect to the following three factors in order to estimate magnetic flux with high accuracy.
  • the three factors are the dead time error time, the resistance component including the winding resistance, and the remainder after removing the voltage drop component caused by the dead time error time and the resistance component from the V drop_q obtained from the q-axis voltage drop adaptation table. is the voltage drop component (drifting voltage).
  • V drop_q is expressed by equation (9).
  • the first term (RI q ) on the right side of equation (9) is a voltage drop component due to the resistance component R, and is proportional to the d-axis current I d .
  • R in equation (9) is the winding resistance of the permanent magnet synchronous motor 10, the resistance component of the semiconductor switching elements (22a to 22f: FIG. 4), and the resistance components from the power converter 20 to the permanent magnet synchronous motor 10, such as wiring cables. (hereinafter referred to as "total resistance value").
  • the second term (V dead_q ) on the right side of equation (9) is a voltage drop component that occurs due to dead time compensation.
  • the third term (V err_q ) on the right side of equation (9) is called a stray error voltage, and is a nonlinear component of the voltage drop of the semiconductor switching element, a nonlinear component resulting from switching of the semiconductor switching element, and a leakage magnetic flux of the permanent magnet synchronous motor 10. It includes components due to the structure and structure, and is a value unique to the combination of the power converter 20 and the permanent magnet synchronous motor 10.
  • V dead_q will be explained below, but first, dead time will be briefly explained.
  • dead time is set in the on/off control signals S UP to S WN by the PWM signal generation unit 43 (FIG. 1).
  • the dead time compensator 42 converts V d * and V q * into three-phase AC voltage commands V U * , V V * , V W * , and further calculates the dead time In order to reduce the waveform distortion of the motor current caused by this, the dead time error voltage is compensated for V U * , V V * , and V W * .
  • dead time compensation that compensates for dead time error voltage.
  • the polarity of the three-phase current is determined from the current command on the d and q axes, and the three-phase AC voltage command is corrected based on the three-phase current polarity.
  • the dead time compensator 42 of this embodiment calculates the dead time error voltage using a predetermined formula based on the DC power supply voltage, switching frequency, dead time, and current phase of the power conversion device 20.
  • the dead time compensation error calculation unit 53 (FIG. 1) in this embodiment calculates a voltage drop component (hereinafter referred to as dead time compensation error voltage) that occurs due to dead time compensation.
  • the dead time compensation error calculation unit 53 calculates the dead time compensation error voltage V dead_q appearing on the q-axis using equation (10) and equation (11).
  • Edc is the DC voltage of the DC voltage source 120 (FIG. 2)
  • T sw is the switching period
  • ⁇ is the current phase angle with respect to the d-axis
  • T dead_real is the actual dead time.
  • T dead_cmp is a dead time compensation time (corresponding to a dead time (set value)).
  • the actual dead time T dead_real and the dead time compensation time T dead_cmp are often set to the same value. However, it may have a different value. For example, when the inductance of the motor is small, it may be desirable to suppress distortion of the motor current. In that case, the dead time compensation time is set to a value that minimizes distortion of the motor current. Since the current distortion near the current zero cross tends to increase when the dead time compensation amount is increased, the dead time compensation time is different from the actual dead time time and is sometimes set to a small value. In such a case, a dead time compensation error voltage V dead_q shown in equations (10) and (11) is generated.
  • the dead time compensation error voltage V dead_q means an error voltage due to overcompensation or undercompensation when dead time compensation is performed.
  • magnetic flux can be estimated with high accuracy even when the actual dead time set by the PWM signal generation unit 43 or the gate drive circuit 123 is different from the dead time compensation time compensated by the dead time compensation unit 42. .
  • FIG. 8 is an example of calculation of the q-axis voltage drop V drop_q expressed as an isovalue diagram on the I d -I q plane. Further, FIG. 9 is a graph showing the relationship between I q and V drop_q shown in FIG. 8 using I d as a parameter.
  • V drop_q tends to decrease. That is, when I d increases in the negative direction, V drop_q tends to decrease when I q is positive, and V drop_q tends to increase when I q is negative. Furthermore, it can be seen from FIG. 9 that the change in V drop_q with respect to I q differs depending on the value of I d .
  • V drop_q is determined by I q without depending on I d .
  • the dead time is calculated from the q-axis voltage drop V drop_q as shown in equation (12).
  • a second q-axis voltage drop V drop_q ' is defined by subtracting the compensation error voltage V dead_q .
  • the dead time compensation error time T dead_calib is changed, and the I d dependence of the second q-axis voltage drop V drop_q ' is minimized.
  • T dead_calibb is determined in which a plurality of graphs having I d shown in FIG. 9 as a parameter overlap most.
  • the dead time compensation error time T dead_calib is determined so that the total sum of variance is minimized.
  • the population mean ⁇ and variance V of the q-axis voltage drop V drop_q at the time of calculating the table data of V drop_q are determined.
  • N Id in Equations (13) and (14) is a data group in the I d direction in certain I q data.
  • the dispersion corresponds to the variation in V drop_q on the I q -V drop_q plane shown in FIG.
  • the dead time compensation error time T dead_calib is changed (for example, every 0.1 ⁇ s) to find the dead time compensation error time at which the sum S is the minimum.
  • the second q-axis voltage drop V drop_q ′ when determining T dead_calib is shown in FIGS. 10 and 11.
  • FIG. 10 is an example of calculation of the second q-axis voltage drop V drop_q ′ expressed as an isovalue diagram on the I d -I q plane. Further, FIG. 11 is a graph showing the relationship between I q and V drop_q ' shown in FIG. 10 using I d as a parameter.
  • the isovalue line of the second q-axis voltage drop Vdrop_q ' is parallel to the d-axis. That is, for a certain I q , the second q-axis voltage drop V drop_q ′ hardly depends on I d and is constant. Moreover, when FIG. 11 and FIG. 9 are compared, a plurality of graphs showing changes in V drop_q ' with respect to I q with I d as a parameter overlap. In this way, the dead time error time T dead_calibb when calculating the table data of V drop_q can be calculated.
  • the resistance component R in the above equation (9) is calculated from the slope of the graph shown in FIG. 11 above.
  • the average value of V drop_q ' is calculated for each Iq data point, linear approximation is performed on the average value by the method of least squares to find the slope, and the total resistance R when calculating the table data of V drop_q is calculated. Calib .
  • total resistance R calib may be calculated using various known optimization calculations.
  • Rcalib includes a winding resistance Rw whose resistance value changes depending on the winding temperature Temp_w, a resistance component of a switching element, and a resistance component from the power converter 20 such as a wiring cable to the permanent magnet synchronous motor 10. . Therefore, the winding resistance estimation unit 54 (FIG. 1) sets the winding temperature at the time of calculating the table data of V drop_q as Temp_w _calibb , and sets the winding resistance table data (winding resistance table R w _table) for the winding temperature of the winding resistance R w as Temp_w _calibb. ), a constant resistance component R calibb_const that does not depend on the winding temperature Temp_w_calib at the time of calculating the table data of V drop_q is calculated using equation (16).
  • winding resistance R w may be calculated using a known calculation formula.
  • a voltage drop component other than the dead time error voltage and the voltage drop due to the resistance component that is, a voltage drop component called a stray voltage will be explained.
  • FIG. 12 is an example of calculation of the third q-axis voltage drop V drop_q '' expressed as an isovalue diagram on the I d - I q plane.
  • V drop_q '' In calculating V drop_q '', the calculation example of V drop_q shown above (FIG. 8) is used. Therefore, table data (V err_q_calibb_table ) of V drop_q '' with (I d , I q ) as arguments is calculated.
  • the table data of V drop_q '' is stored in the motor controller 40 as a stray voltage table 52 (FIGS. 1 and 7).
  • V drop_q '' is the remaining voltage drop after removing the dead time compensation error voltage V dead_q and the voltage drop component due to the total resistance R calib (R calib I d ) from the q-axis voltage drop V drop_q . Since it is a component, it has a very small value.
  • V drop_q '' is referred to as a stray voltage.
  • the stray voltage is related to the leakage magnetic flux and structure of the permanent magnet synchronous motor 10, and has a value unique to the combination of the power converter 20 and the permanent magnet synchronous motor 10. Therefore, the drifting voltage table allows the drifting voltage to be calculated with high accuracy.
  • drifting voltage table for each motor control device, it is also possible to create a drifting voltage table for a typical combination of a power converter 20 and a permanent magnet synchronous motor 10 and share it with each motor control device. Good too.
  • V drop_q which has been calculated and stored in advance under predetermined operating conditions, is corrected according to the operating conditions (DC voltage Edc, winding temperature, switching frequency, etc.) when the permanent magnet synchronous motor 10 is driven. , a means for calculating the q-axis voltage drop V drop_q_est will be explained.
  • FIG. 13 is a functional block diagram showing the configuration of a calculation unit for the q-axis voltage drop V drop_q_est in the motor control device 40.
  • T w_est is the winding temperature (Temp_w in FIG. 13) when the motor is driven (at the time of magnetic flux estimation), and R calib_const is the constant resistance component of the above-mentioned (Equation (16)).
  • R w_table (T w_est ) is table data for the winding temperature of the winding resistance R w described above, and is stored in the winding temperature table 541 (FIG. 13).
  • the estimated total resistance R est reflects the dependence of the winding temperature on the value of the voltage drop due to the resistance component.
  • Equation (19) corresponds to the right side of Equation (10) above, in which T sw , E dc and ⁇ est are replaced with T sw_est , E dc_est and ⁇ est, respectively.
  • V dead_q_calibb differences in operating conditions during driving of the permanent magnet synchronous motor 10 (at the time of estimating magnetic flux) are dynamically reflected in the value of the dead time error voltage.
  • the stray voltage table 52 (V err_q_calib_table (I d , I q )) is referred to using the d-axis current I d_est and the q-axis current I q_est when the permanent magnet synchronous motor 10 is driven (at the time of magnetic flux estimation).
  • the drifting error voltage V err_q_est when the permanent magnet synchronous motor 10 is driven (at the time of magnetic flux estimation) is calculated using equation (20).
  • Equation (21) corresponds to the operation of the calculation unit 501 (FIG. 13).
  • the magnetic flux estimating unit 50 (FIG. 7) performs magnetic flux estimation using equation (22).
  • V q_est * is the q-axis voltage command when the permanent magnet synchronous motor 10 is driven (at the time of magnetic flux estimation)
  • ⁇ e_est is the rotational voltage command when the permanent magnet synchronous motor 10 is driven (at the time of magnetic flux estimation).
  • the angular velocity is ⁇ e (electrical angle).
  • the right side of Equation (23) indicates that in the table data ⁇ d_calib_table (I d , I q ) in the magnetic flux table 51 (FIG. 1) stored in advance, the arguments (I d , I q ) are (I d_est , I q_est ). It represents the data when .
  • the magnetic flux estimation unit 50 calculates the d-axis magnetic flux change amount ⁇ d from the time of calculating the table data of V drop_q when the permanent magnet synchronous motor 10 is driven (at the time of magnetic flux estimation) using equation (24).
  • the dq-axis current used for calculation may be a detected current or a current command value.
  • the d-axis magnetic flux change amount ⁇ d indicates a change in magnet magnetic flux due to a change in magnet temperature. Since the d-axis inductance (L d ) is almost constant regardless of the magnet temperature, if it is ignored, as shown in equation (25), when controlling the normal d-axis current Id to zero, ⁇ with respect to ⁇ d_calibb The ratio of d_est , that is, the d-axis magnetic flux change rate is calculated. Note that, similarly to equation (24), the magnetic flux table 51 (FIGS. 1 and 7) is referred to.
  • the calculated d-axis magnetic flux change rate is input to the magnet temperature estimator 56 (FIG. 7) and compared with a temperature-no-load induced voltage table stored in advance.
  • the temperature-no-load induced voltage table is the ratio of the no-load induced voltage at the magnet temperature Temp_m to the no-load induced voltage at the standard temperature when calculating the table data of V drop_q , that is, the no-load induced voltage.
  • the relationship between voltage change rate and magnet temperature Temp_m is shown.
  • the magnet temperature estimating unit 56 outputs the temperature indicating the no-load induced voltage change rate that matches the d-axis magnetic flux change rate calculated by equation (25) as the estimated magnet temperature Temp_m.
  • Voltage drop components are calculated for each generation factor, and the magnetic flux of the permanent magnet is estimated based on these voltage drop components, that is, based on the difference between the voltage command value and the sum of these voltage drop components. This improves the accuracy of magnetic flux estimation.
  • the q-axis voltage is calculated from the voltage command for the motor current (I d , I q ) in advance under predetermined operating conditions of the permanent magnet synchronous motor 10 ( ⁇ e1 , ⁇ e2 in the first embodiment).
  • the drop V drop_q is calculated and stored in the motor control device 40 as table data using the motor current as an argument. Based on this table data and the calculated value of the voltage drop component due to dead time compensation, table data of the total resistance component and the stray voltage are calculated. Therefore, the number of table data that must be collected by operating the actual machine in advance for magnetic flux estimation can be reduced. Therefore, an increase in the burden of table data creation work can be avoided.
  • the stray voltage which is a voltage drop component that is difficult to express in a calculation formula
  • table data it can be used under driving conditions where the voltage applied to the permanent magnet synchronous motor is small, such as at low speed or low torque.
  • the calculation accuracy of the voltage drop component can be ensured even under the driving conditions. Therefore, the accuracy of magnetic flux estimation and magnet temperature estimation is improved.
  • a magnetic flux estimation section 50 a magnetic flux table 51, a drifting voltage table 52, a dead time compensation error calculation section 53, and a winding resistance estimation section 54.
  • the magnetic flux estimating device may be independent from the motor control device 40.
  • the voltage command and current detected value or current command value
  • the magnetic flux estimating device are input to the magnetic flux estimating device via wired or wireless communication.
  • a magnetic flux estimating function can be retrofitted to the motor control device.
  • the degree of freedom in arranging the motor control device 40 can be increased.
  • a voltage command value calculation section that calculates a voltage command value based on a motor torque command, a dead time compensation section that performs dead time compensation based on a voltage command value, and a motor current
  • a dead time compensation error calculation section that calculates a dead time compensation error based on the detected value and the DC voltage detection value, a winding resistance calculation section that calculates the electrical resistance value of the winding based on the detected temperature value of the winding, and a motor and a magnetic flux estimator that estimates the magnetic flux of the magnet from the stray voltage, dead time compensation error, and electrical resistance value obtained from the detected current value.
  • the motor current and the current flowing through the power converter may increase.
  • the speed command and torque command are limited based on the estimated magnet magnetic flux and magnet temperature.
  • FIG. 14 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a motor drive system that is Embodiment 2 of the present invention. Hereinafter, mainly the points different from the first embodiment will be explained.
  • the motor control device 40a in the second embodiment issues a command to correct the speed command ⁇ r * and the torque command Trq * based on the magnet magnetic flux (d-axis interlinkage magnetic flux ⁇ d ) estimated by the magnetic flux estimator 50 or the magnet temperature Temp_m. It has a value correction section 48.
  • FIG. 15 is a functional block diagram showing an example of the configuration of the command value correction section 48 (FIG. 14).
  • the command value correction section 48 includes a command value restriction section 481 and a limit value calculation section 482.
  • the command value limiting unit 481 limits ⁇ r * or Trq * to a limit value Lmt, and the corrected speed command ⁇ r ** or torque command Trq ** .
  • the limit value calculation unit 482 compares the magnet magnetic flux (d-axis interlinkage magnetic flux ⁇ d ) or the magnet temperature Temp_m estimated by the magnetic flux estimation unit 50 with the determination threshold value (Th1, Th2: Th1 ⁇ Th2), and calculates the value according to the magnitude relationship. , limit value Lmt is set in the command value limiter 481.
  • the limit value Lmt is decreased in a linear or quadratic manner and output. If ⁇ d or Temp_m exceeds the determination threshold Th2, it is determined that the magnet temperature is too high, and the rate of change for decreasing the command limit value is increased.
  • the input to the limit value calculation unit 482 may be a reduction rate of the input ⁇ d or Temp_m from a preset reference value.
  • the second embodiment described above it is possible to suppress the demagnetization of the permanent magnet and the increase in the current flowing through the permanent magnet synchronous motor and the power converter. Therefore, the reliability of the motor control device and motor drive system is improved.
  • FIG. 16 is a functional block diagram showing a schematic configuration of a motor control device 40b in a motor drive system that is Embodiment 3 of the present invention.
  • a motor control device 40b in a motor drive system that is Embodiment 3 of the present invention.
  • the motor control device 40b includes a protection signal generation section 49.
  • the protection signal generation unit 49 compares the value of the magnet magnetic flux (d-axis interlinkage magnetic flux ⁇ d ) or the magnet temperature Temp_m estimated by the magnetic flux estimation unit 50 with a predetermined threshold, and determines whether the value of ⁇ d or Temp_m exceeds the threshold. If it is determined that the voltage is lower than that, a protection signal is output to the outside of the motor control device 40b.
  • motor control device 40 may have the functions of such other control devices.
  • FIG. 17 is a functional block diagram showing the configuration of an electric vehicle system 300 that is Embodiment 4 of the present invention.
  • the motor control device 40 controls AC power supplied from the power conversion device 20 (inverter) to the permanent magnet synchronous motor 10.
  • a DC voltage source 120 for example, a battery
  • Power converter 20 is controlled by motor control device 40 to convert DC power from DC voltage source 120 into AC power.
  • the motor control device 40 any of the motor control devices in the first to third embodiments described above is applied. Therefore, the motor control device 40 has a function of estimating the magnet magnetic flux and magnet temperature of the permanent magnet synchronous motor 10.
  • the permanent magnet synchronous motor 10 is mechanically connected to the transmission 301.
  • Transmission 301 is mechanically connected to drive shaft 305 via differential gear 303 and supplies mechanical power to wheels 307.
  • the wheels 307 are rotationally driven.
  • each of the front wheels and the rear wheels may be driven by an independent permanent magnet synchronous motor and a power converter (inverter).
  • the accuracy of magnetic flux estimation by the motor control device 40 is improved, so the rotation speed or torque of the permanent magnet synchronous motor 10 can be controlled with high precision. This improves the ride comfort of the electric vehicle system.
  • the magnet temperature can be estimated, it is possible to prevent abnormalities in the electric vehicle system 300 due to thermal demagnetization of the permanent magnets of the permanent magnet synchronous motor 10.
  • the motor control device 40 can estimate the magnet magnetic flux and magnet temperature using the information of the electric vehicle system 300.
  • the winding temperature Temp_w (FIG. 7)
  • the ambient temperature near the permanent magnet synchronous motor 10 or the power converter 20 (inverter) can be used.
  • a part or all of the above-mentioned configurations, functions, processing units, processing procedures, etc. may be realized in hardware by, for example, designing an integrated circuit.
  • each of the configurations and functions described above may be realized by software by having a processor interpret and execute programs for realizing the respective functions.
  • signal lines and information lines shown are those considered necessary for the explanation, and do not necessarily show all control lines and information lines.
  • the above-mentioned configurations, functions, processing units, processing procedures, etc. do not necessarily need to be located in the same physical location; for example, some of them may be located on a network or cloud via communication.
  • the permanent magnet synchronous motor may be either an inner rotor type (FIG. 2) or an outer rotor type, or a radial gap type or an axial gap type.
  • SYMBOLS 10 Permanent magnet synchronous motor, 11... Stator, 12... Rotor, 13... Rotor core, 15... Winding, 16... Stator core, 17... Permanent magnet, 18... Stator magnetic pole, 20... Power conversion device , 22a, 22b, 22c, 22d, 22e, 22f... semiconductor switching element, 30... current sensor, 40, 40a, 40b... motor control device, 41... voltage command creation section, 42... dead time compensation section, 43... PWM signal Creation unit, 48... Command value correction unit, 49... Protection signal generation unit, 50... Magnetic flux estimation unit, 51... Magnetic flux table, 52... Drifting voltage table, 53... Dead time compensation error calculation unit, 54... Winding resistance estimation unit , 55... Arithmetic unit, 56...

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Abstract

磁束推定の精度および信頼性を向上できるモータ制御装置が開示される。このモータ制御装置は、回転子が永久磁石を有するモータの速度指令またはトルク指令に応じて、電力変換装置の出力電圧を制御するための電圧指令を生成する電圧指令作成部（４１）と、電圧指令に対してデッドタイム補償を行うデッドタイム補償部（４２）と、永久磁石の磁束を推定する磁束推定部（５０）と、を備え、磁束推定部は、電圧指令と、モータおよび電力変換装置、並びに、モータおよび電力変換装置間に生じる電圧降下と、に基づいて、永久磁石の磁束を推定し、電圧降下は、抵抗成分による第１の電圧降下成分と、デッドタイム補償によって生じる第２の電圧降下成分と、電圧降下から、第１の電圧降下成分および第２の電圧降下成分を除いた第３の電圧降下成分と、を含む。

Description

モータ制御装置並びに電動車両システム
　本発明は、モータ制御装置およびそれを用いた電動車両システムに関する。
　永久磁石同期モータは、界磁が永久磁石によって与えられ、高効率化に有利であることから、電動車両などの分野で幅広く適用されている。永久磁石同期モータにおいては、温度などにより永久磁石の磁束量が変動すると、トルク特性などのモータ特性が変動する。このため、適用分野によっては、永久磁石の磁束量を推定し、推定された磁束量に基づいて、永久磁石同期モータが制御される。
　永久磁石同期モータの磁束量を推定する従来技術として、特許文献１および特許文献２に記載された技術が知られている。
　特許文献１に記載された技術では、基準状態、例えば基準温度状態、からの磁束変化量推定値Δφｅｓｔが、基準状態におけるｄ軸電圧Ｖｄ＿ｓｔｄおよびｑ軸電圧Ｖｑ＿ｓｔｄ、ｄ軸補正後電圧指令値Ｖｄ＊＊およびｑ軸補正後電圧指令値Ｖｑ＊＊、並びに電気角速度ωによって推定される（Δφｅｓｔ＝（（Ｖｑ＊＊／Ｖｄ＊＊）×Ｖｄ＿ｓｔｄ－Ｖｑ＿ｓｔｄ）／ω）。Ｖｄ＊＊およびＶｄ＊＊は、それぞれ、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の補正値である。Ｖｄ＊およびＶｑ＊は、インバータにおけるスイッチング素子のデッドタイムＴｄｅａｄおよびスイッチング素子の直流電圧降下に応じて補正される。Ｖｄ＊およびＶｑ＊のＴｄｅａｄに応じた補正量は、インバータの直流入力電圧Ｖｄｃ、スイッチング周波数Ｆｓｗ、Ｔｄｅａｄおよびｄ軸基準の電流位相βｄに基づいて演算される（段落［００５４］参照）。またＶｄ＊およびＶｑ＊のスイッチング素子の直流電圧降下に応じた補正量は、電流を引数とする電圧降下補正マップにより算出される。
　特許文献２に記載された技術では、ｑ軸電圧指令値、ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電流、ｄ軸電流および角速度ωに基づいて演算される磁束推定値が、永久磁石同期電動機の動作状態に関する複数のパラメータ、すなわち、角速度、トルク（または電流）、各部の温度（センサ温度、モータ温度、インバータ温度）、インバータの直流電圧の各々を引数とする複数のマップを用いて算出される誤差補正値によって補正される。
特開２０１９－１２９５７２号公報 特開２０１９－１２９５７３号公報
　特許文献１は、磁束変動量推定値Δφｅｓｔの算出において、ｄ軸補正後電圧指令値Ｖｄ＊＊に対するｑ軸補正後電圧指令値Ｖｑ＊＊の比（Ｖｑ＊＊／Ｖｄ＊＊）が用いられるので、Ｖｄ＊＊が小さい場合には、磁束変動量推定値Δφｅｓｔ自体が増大する。このため、推定値の信頼性に問題がある。
　特許文献２は、磁束推定値の演算に用いるｑ軸電圧指令値およびｄ軸電圧指令値は補正されない。このため、磁束推定値の精度の向上が制限される。
　そこで、本発明は、磁束推定の精度および信頼性を向上できるモータ制御装置、並びにこのモータ制御装置を用いる電動車両システムを提供する。
　上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、回転子が永久磁石を有するモータの速度指令またはトルク指令に応じて、モータへの電力変換装置の出力電圧を制御するための電圧指令を生成する電圧指令作成部と、電圧指令に対してデッドタイム補償を行うデッドタイム補償部と、永久磁石の磁束を推定する磁束推定部と、を備えるものであって、磁束推定部は、電圧指令と、モータおよび電力変換装置、並びに、モータおよび電力変換装置間に生じる電圧降下と、に基づいて、永久磁石の磁束を推定し、電圧降下は、モータおよび電力変換装置、並びに、モータおよび電力変換装置間における抵抗成分による第１の電圧降下成分と、デッドタイム補償によって生じる第２の電圧降下成分と、電圧降下から、第１の電圧降下成分および第２の電圧降下成分を除いた第３の電圧降下成分と、を含む。
　上記課題を解決するために、本発明による電動車両システムは、車輪と、車輪を駆動するモータと、モータに電力を供給する電力変換装置と、電力変換装置を制御する制御装置と、を備えるものであって、制御装置が、上記本発明によるモータ制御装置である。
　本発明によれば、磁束推定の精度および信頼性を向上できる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例１であるモータ駆動システムの概略構成を示す機能ブロック図である。 永久磁石同期モータ１０の構造を示す、回転軸に垂直な方向の断面図である。 ｄ－ｑ軸と、永久磁石同期モータ１０の固定子１１における三相の巻線１５との関係を示す図である。 電力変換装置２０（図１）の構成を示す回路図である。 駆動信号（ＧＸＰ，ＧＸＮ）（Ｘ：Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれか）の一例を示す波形図である。 電圧指令作成部４１の構成を示す機能ブロック図である。 実施例１における磁束推定部５０（図１）の構成を示す機能ブロック図である。 Ｉｄ－Ｉｑ平面に等値線図として表したｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’の算出例である。 図８に示すＩｑとＶｄｒｏｐ＿ｑの関係を、Ｉｄをパラメータとして表したグラフである。 Ｉｄ－Ｉｑ平面に等値線図として表した第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’の算出例である。 図１０に示すＩｑとＶｄｒｏｐ＿ｑ’の関係を、Ｉｄをパラメータとして表したグラフである。 Ｉｄ－Ｉｑ平面に等値線図として表した第三のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’の算出例である。 モータ制御装置４０におけるｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ＿ｅｓｔの演算部の構成を示す機能ブロック図である。 実施例２であるモータ駆動システムの概略構成を示す機能ブロック図である。 指令値補正部４８（図１４）の一構成例を示す機能ブロック図である。 実施例３であるモータ駆動システムにおけるモータ制御装置の概略構成を示す機能ブロック図である。 実施例４である電動車両システム３００の構成を示す機能ブロック図である。
　以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１～４により、図面を用いながら説明する。
　各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
　図１は、本発明の実施例１であるモータ駆動システムの概略構成を示す機能ブロック図である。
　モータ駆動システム１００は、永久磁石同期モータ１０と、電力変換装置２０と、電流センサ３０と、モータ制御装置４０と、を備えている。永久磁石同期モータ１０には、図示はしていないが、永久磁石同期モータ１０の機械的出力を機械的あるいは磁気的に伝える伝達機構を介して、機械的負荷が接続される。
　モータ制御装置４０は、電力変換装置２０を制御することによって、永久磁石同期モータ１０の回転数またはトルクを所望の値に制御する。また、本実施例１において、モータ制御装置４０は、後述するように、永久磁石同期モータ１０が備える永久磁石の磁束や温度を推定する機能を有する。
　以下、図１に示したモータ駆動システムの各構成要素について説明する。
　図２は、永久磁石同期モータ１０の構造を示す、回転軸に垂直な方向の断面図である。
　永久磁石同期モータ１０は、エアギャップを介して対向する固定子１１および回転子１２から構成されている。固定子１１は、磁性体からなる固定子コア１６に巻線１５が巻かれた固定子磁極１８を複数有している。回転子１２は、磁性体からなる回転子コア１３と、回転子コア１３内に位置する永久磁石１７とを有している。
　本実施例では、図２に示すように、固定子磁極１８の個数（＝スロット数）が６個、回転子１２の磁極数が２個である。なお、固定子１１と回転子１２の各磁極数は、図２に示す個数に限らず、所望のモータ特性に応じて任意に設定できる。また、複数ある巻線の接続は、並列接続および直列接続のいずれでもよい。本実施例では、固定子１１において対向する２個の固定子磁極１８の巻線１５が直列接続されて、一相分の巻線が構成されている。したがって、固定子１１は、三相分の巻線（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を備えている。
　固定子磁極１８は、巻線１５に電流を流すことにより、Ｎ極およびＳ極のいずれかの極性の磁極を生じ、巻線１５における電流の向きによって極性を変えられる。本実施例では、巻線１５に正の直流電流を流すときに固定子磁極１８がＳ極になるとし、このＳ極に回転子１２における永久磁石１７のＮ極が引きつけられるときの回転子１２の回転角度をゼロ度とする。なお、以下、回転子１２の回転角度を「回転子位置」と表記する。
　巻線１５が複数ある場合、いずれか一つの巻線の位置を基準位置とする。本実施例では、図２中右側に位置する巻線１５（Ｕ相巻線）の位置を基準位置とする。また、回転子１２の反時計回りの回転を正回転と称し、時計回りの回転を逆回転と称す。
　本実施例では、回転子位置は、レゾルバやエンコーダ等の回転検出器によって検出され、モータ制御装置４０における制御処理に用いられる。なお、回転子位置は、いわゆる位置センサレス制御を適用して、回転検出器を用いることなく、永久磁石同期モータ１０に流れるモータ電流もしくは永久磁石同期モータ１０への印加電圧に基づいて推定してもよい。
　本実施例では、図２に示すように、埋込磁石型の永久磁石同期モータ１０が適用されているが、これに限らず、表面磁石型の永久磁石同期モータなど、回転子が、回転子の温度によって磁束が変化する永久磁石を備えているモータが適用されてもよい。
　モータ制御装置４０においては、いわゆるベクトル制御が適用されている。そこで、永久磁石同期モータ１０と、ベクトル制御に用いられる回転座標軸（ｄ－ｑ軸）との関係について説明しておく。
　図３は、ｄ－ｑ軸と、永久磁石同期モータ１０の固定子１１における三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の巻線１５との関係を示す図である。
　図３に示すように、三相の巻線（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、電気角で１２０度の位相差をもって配置されている。回転子１２における永久磁石１７の主磁束方向をｄ軸とし、ｄ軸から回転方向に電気角で９０度進んだ方向をｑ軸とする。
　ｄ－ｑ軸は回転座標系における座標軸、すなわち回転子１２に設定される座標軸であり、回転子１２とともに回転する。したがって、ｄ軸の回転角度は、回転子位置（θｄ）に等しい。前述のように、本実施例では、Ｕ相巻線の位置を基準位置としているので、図３に示すように、θｄは、Ｕ相巻線の位置から、反時計回りの回転方向を正とする角度で表される。
　なお、ｄ軸の方向は、回転子１２を回転させるとき、基準位置の巻線１５、本実施例ではＵ相巻線に鎖交する永久磁石１７の磁束が最大となる場合に基準位置の巻線の位置に向かう方向でもある。したがって、図３においては、θｄ＝０のときに、Ｕ相巻線に鎖交する永久磁石１７の磁束が最大となる。
　図４は、電力変換装置２０（図１）の構成を示す回路図である。図４には、永久磁石同期モータ１０および電流センサ３０（図１）を併記する。
　電力変換装置２０は、図４に示すように、直流電圧源１２０と、半導体スイッチング素子２２ａ～２２ｆの三相フルブリッジ回路から構成される主回路１３１と、ゲート駆動回路１２３とを有している。直流電圧源１２０と主回路１３１の間には、シャント抵抗１３５が接続される。これにより、主回路１３１に過大な電流が流れることが防止される。
　直流電圧源１２０としては、バッテリ、ＡＣ／ＤＣコンバータ（整流装置を含む）、ＤＣ／ＤＣコンバータなどが適用される。本実施例では、半導体スイッチング素子２２ａ～２２ｆとして、ＩＧＢＴが適用されるが、これに限らずＭＯＳＦＥＴなどを適用してもよい。また、本実施例では、主回路１３１は、インバータモジュールによって構成されている。
　主回路１３１においては、半導体スイッチング素子２２ａ～２２ｆの各々に環流ダイオードが並列接続され、各並列接続がアームを構成する。２個のアームが、直列に接続されることにより、一相分の上下アームが構成される。本実施例では、図４に示すように、スイッチング素子２２ａ，２２ｂによりＵ相、スイッチング素子２２ｃ，２２ｄによりＶ相、スイッチング素子２２ｅ，２２ｆによりＷ相の上下アームが構成されている。各相の上下アームの接続点は、永久磁石同期モータ１０へ接続されている。
　ゲート駆動回路１２３は、ＰＷＭ信号作成部４３（図１）が出力するＰＷＭパルス信号からなるオン・オフ制御信号ＳＵＰ～ＳＷＮに基づいて、駆動信号ＧＵＰ～ＧＷＮを生成して、それぞれ半導体スイッチング素子２２ａ～２２ｆの制御端子（本実施例では、ゲート端子）に出力する。半導体スイッチング素子２２ａ～２２ｆは、それぞれ、駆動信号ＧＵＰ～ＧＷＮによってオン・オフ駆動される。
　主回路１３１は、半導体スイッチング素子２２ａ～２２ｆがオン・オフ駆動されることにより、直流電圧源１２０の直流電圧Ｅｄｃを三相交流電圧に変換し、この三相交流電圧を永久磁石同期モータ１０の三相交流端子に出力する。
　図５は、駆動信号（ＧＸＰ，ＧＸＮ）（Ｘ：Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれか）の一例を示す波形図である。図５には、ＰＷＭ信号作成部４３（図１）が用いる三角波キャリア信号ＳＣとＸ相電圧指令ＶＸ ＊の一例が併記されている。
　ＰＷＭ信号作成部４３（図１）は、図５に示すように、三角波キャリア信号ＳＣとＸ相電圧指令ＶＸ ＊の大小関係から、図５では図示しない、ＰＷＭパルス信号からなるオン・オフ制御信号ＳＸＰ，ＳＸＮを生成する。ゲート駆動回路１２３は、オフ制御信号ＳＸＰ，ＳＸＮに応じて、オフ制御信号ＳＸＰ，ＳＸＮと同じ波形で、かつ半導体スイッチング素子を駆動するために十分な電圧値を有する駆動信号ＧＸＰ，ＧＸＮを生成する。
　電力変換装置２０においては、永久磁石同期モータ１０に出力する交流電圧の周波数よりも充分に高い周波数で半導体スイッチング素子がスイッチングされる。すなわち、三角波キャリア信号ＳＣの周波数がＸ相電圧指令ＶＸ ＊の周波数よりも十分に高くされる。このため、電力変換装置２０における主回路１３１が出力する各相の電圧は、駆動信号ＧＸＰ，ＧＸＮに応じてパルス幅変調された矩形波状の電圧であるが、時間的に平均すると、デューティファクタの変化に応じて電圧値が変化する正弦波状電圧になる。
　デューティファクタの大きさや、大きさの変化の周期を変えることにより、すなわち、Ｘ相電圧指令ＶＸ ＊の大きさや周波数を変えることにより、電力変換装置２０が出力する三相交流電圧の大きさ（振幅）および周波数を制御することができる。これにより、永久磁石同期モータ１０の可変速駆動やトルク制御が可能になる。
　電流センサ３０は、電力変換装置２０から永久磁石同期モータ１０に流れる三相のモータ電流を検出する。本実施例において、電流センサ３０は、Ｕ相モータ電流ＩＵおよびＷ相モータ電流ＩＷを検出する。Ｖ相モータ電流（「ＩＶ」とする）は、検出されたＵ相モータ電流ＩＵおよびＷ相モータ電流ＩＷに基づいて、モータ制御装置４０において算出される（ＩＶ＝－ＩＵ－ＩＷ）。なお、電流センサ３０としては、例えば、電流トランス（ＣＴ）が適用される。
　電流センサ３０としては、ホールＣＴやシャント抵抗が適用されてもよい。シャント抵抗が適用される場合、いわゆる１シャント方式や３シャント方式が用いられる。１シャント方式では、主回路１３１（図４）への直流入力電流、すなわち直流母線電流を１個のシャント抵抗（例えば、図４におけるシャント抵抗１３５）で検出し、直流母線電流の検出値に基づいて、三相モータ電流が検出される。３シャント方式では、三相の下アームの各々にシャント抵抗を設け、これら３個のシャント抵抗によって検出される電流値に基づいて、三相モータ電流が検出される。
　次に、モータ制御装置４０（図１）について説明する。
　モータ制御装置４０は、電力変換装置２０のスイッチング動作を制御することにより、永久磁石同期モータ１０の速度およびトルクの少なくとも一方を制御する。その際、モータ制御装置４０は、速度指令ωｒ ＊またはトルク指令Ｔｒｑ＊と、電流センサ３０によって検出されるモータ電流とに基づいて、三相電圧指令ＶＵ ＊，ＶＶ ＊，ＶＷ ＊を作成する。なお、速度指令ωｒ ＊またはトルク指令Ｔｒｑ＊は、モータ制御装置４０に設定されていてもよいし、図１には図示されない上位制御系などの他の制御系からモータ制御装置４０に与えられてもよい。
　さらに、モータ制御装置４０は、ＰＷＭ信号作成部４３によって、三相電圧指令ＶＵ ＊，ＶＶ ＊，ＶＷ ＊に応じたＰＷＭパルスからなるオン・オフ制御信号ＳＵＰ～ＳＷＮを生成する。モータ制御装置４０は、このオン・オフ制御信号ＳＵＰ～ＳＷＮによって、電力変換装置２０のスイッチング動作を制御する。
　前述のように、モータ制御装置４０においては、いわゆるベクトル制御が適用されている。このため、電圧指令作成部４１（図１）は、回転座標系における演算処理により、電圧指令値を生成する。
　図６は、電圧指令作成部４１の構成を示す機能ブロック図である。
　電圧指令作成部４１は、速度指令またはトルク指令（図１におけるωｒ ＊，Ｔｒｑ＊）に基づいて算出される第１のｄ軸電流指令Ｉｄ ＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ ＊と、ｄ軸検出電流Ｉｄｃおよびｑ軸検出電流Ｉｑｃと、インバータ周波数指令ω１（ω１に代えてωｒ＊でもよい）とを入力して、式（１）および式（２）を用いて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ ＊を生成する。なお、ＩｄｃおよびＩｑｃは、電流センサ３０によって検出される三相モータ電流を、静止座標から回転座標へ座標変換することにより算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（１）および式（２）において、Ｒは永久磁石同期モータ１０の１相あたりの巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数である。
　Ｉｄ ＊＊およびＩｑ ＊＊は、モータ電流がＩｄ ＊およびＩｑ ＊に追従して流れるようにするためにＰＩ制御からなる電流制御器によって生成される、それぞれ第２のｄ軸電流指令および第２のｑ軸電流指令である。
　Ｉｄ ＊＊を生成するｄ軸電流制御器１１４ａにおいては、加減算器９１ｄによって、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ ＊とｄ軸検出電流Ｉｄｃとの差分（Ｉｄ ＊－Ｉｄｃ）が演算され、比例器９２ｃによって、差分演算値に、比例ゲイン（Ｋｐ＿d）が乗算される。また、差分演算値は、比例器９２ｄによって積分ゲイン（Ｋｉ＿ｄ）が乗算され、積分器９４ｃによって積分される。比例ゲインＫｐ＿ｄが乗算された差分演算値と、積分ゲインＫｉ＿ｄが乗算された積分値とが、加算器９０ｂによって加算され、Ｉｄ ＊＊が演算される。
　Ｉｑ ＊＊を生成するｑ軸電流制御器１１４ｂにおいては、加減算器９１ｅによって、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ ＊とｑ軸検出電流Ｉｑｃとの差分（Ｉｑ ＊－Ｉｑｃ）が演算され、比例器９２ｅによって、差分演算値に、比例ゲイン（Ｋｐ＿ｑ）が乗算される。また、差分演算値は、比例器９２ｆによって積分ゲイン（Ｋｉ＿ｑ）が乗算され、積分器９４ｄによって積分される。比例ゲインＫｐ＿ｑが乗算された差分演算値と、積分ゲインＫｉ＿ｑが乗算された積分値とが、加算器９０ｃによって加算され、Ｉｑ ＊＊が演算される。
　Ｉｄ＊＊には乗算器９２ｇによってＲが乗算されて、式（１）の右辺における「Ｒ×Ｉｄ ＊＊」が演算される。Ｉｑ＊＊には乗算器９２ｉによってＲが乗算されて、式（２）の右辺における「Ｒ×Ｉｑ ＊＊」が演算される。
　Ｉｑ ＊＊がローパスフィルタ９８ａによってフィルタリングされて、式（１）の右辺に示すＩｑ ＊＊ ＿ｆｉｌが得られる。さらに、Ｉｑ ＊＊ ＿ｆｉｌには乗算器９２ｈによってＬｑおよびω１が乗算されて、式（１）の右辺における「ω１×Ｌｑ×Ｉｑ ＊＊ ＿ｆｉｌ」が演算される。加減算器９１ｆによって、乗算器９２ｇによって演算された「Ｒ×Ｉｄ ＊＊」から、乗算器９２ｈによって演算された「ω１×Ｌｑ×Ｉｑ ＊＊ ＿ｆｉｌ」が減算される。これにより、Ｖｄ ＊が生成される。
　Ｉｄ ＊＊がローパスフィルタ９８ｂによってフィルタリングされて、式（２）の右辺に示すＩｄ ＊＊ ＿ｆｉｌが得られる。さらに、Ｉｄ ＊＊ ＿ｆｉｌには乗算器９２ｊによってＬｄおよびω１が乗算されて、式（２）の右辺における「ω１×Ｌｄ×Ｉｄ ＊＊ ＿ｆｉｌ」が演算される。ω１には乗算器９２ｋによってＫｅが乗算されて、式（２）における「ω１×Ｋｅ」が演算される。加算器９０ｄによって、乗算器９２ｉによって演算された「Ｒ×Ｉｑ ＊＊」と、乗算器９２ｊによって演算された「ω１×Ｌｄ×Ｉｄ ＊＊ ＿ｆｉｌ」と、乗算器９２ｋによって演算された「ω１×Ｋｅ」とが加算される。これにより、Ｖｑ ＊が生成される。
　上述のように、電圧指令作成部４１では、ｄ軸電流制御器１１４ａおよびｑ軸電流制御器１１４ｂが、式（１）および（２）に基づく電圧演算部にカスケードに接続される。また、電圧演算部には、永久磁石同期モータ１０のモータ定数に応じた時定数（Ｔｑ（＝Ｌｑ／Ｒ），Ｔｄ（＝Ｌｄ／Ｒ））を有する一次遅れからなるローパスフィルタ９８ａ，９８ｂが適用されている。これらにより、演算周期に制約がある場合などにおいても、安定したベクトル制御を実現できる。
　以下、本実施例１におけるモータ制御装置４０が備える磁束推定機能について説明する。
　図７は、本実施例１における磁束推定部５０（図１）の構成を示す機能ブロック図である。
　なお、図７には、磁束推定部５０とともに磁束推定に関わる、磁束テーブル５１、漂游電圧テーブル５２、デッドタイム補償誤差演算部５３、巻線抵抗推定部５４も併記されている。
　本実施例においては、電力変換装置２０から永久磁石同期モータ１０に三相交流電圧が出力されているとき、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、永久磁石同期モータ１０の回転角速度ωｅ（電気角）、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑ、直流電圧源１２０（図２）の直流電圧Ｅｄｃ、巻線温度Ｔｅｍｐ＿ｗに基づいて、磁石磁束を表すｄ軸鎖交磁束Ψｄ並びに磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍが推定される。
　永久磁石同期モータ１０の定常状態におけるｑ軸電圧方程式は、微分項（ｓＬｑＩｑ ＊＊）を無視すると、式（３）および（４）で表せる。なお、式（４）におけるΨｄ０は、永久磁石のみによるｄ軸鎖交磁束成分である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（３）におけるｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑは、速度起電力（誘起電圧：ωｅ×Ψｄ）とｑ軸電圧指令値Ｖｑ ＊との差分（Ｖｑ ＊－ωｅ×Ψｄ）であり、巻線抵抗Ｒによる電圧降下、スイッチング素子（図４：２２ａ～２２ｆ）での電圧降下、デッドタイムに起因する誤差電圧、ＰＷＭ方式に起因する誤差電圧などを含むｑ軸における総電圧降下である。式（３）に基づけば、Ｖｄｒｏｐ＿ｑを構成するこれら複数の電圧成分を考慮してＶｄｒｏｐ＿ｑを算出することにより、Ψｄを推定することができる。
　まず、予め、永久磁石同期モータ１０の異なる二通りの回転数のもとで、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを格子点状（（Ｉｄ，Ｉｑ））に振り、（Ｉｄ，Ｉｑ）に対するｄ軸電圧およびｑ軸電圧（Ｖｄ，Ｖｑ）を測定する。この時、磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍは一定値（Ｔｅｍｐ＿ｍ＿ｃａｌｉｂ）、例えば、予め設定される標準温度となるようにする。
　永久磁石同期モータ１０の回転角速度（電気角）がωｅ１およびωｅ２である時のｑ軸電圧指令値をそれぞれＶｑ１ ＊およびＶｑ２ ＊とすると、Ｖｑ１ ＊およびＶｑ２ ＊は、式（３）に基づいて、それぞれの式（５）および式（６）で表せる。なお、ωｅ２＞ωｅ１とする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　ここで、ｄ軸鎖交磁束Ψｄとｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑは回転数に依存しないとしている。
　式（５）および式（６）より、ｄ軸鎖交磁束Ψｄおよびｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑは、それぞれ式（７）および式（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上述の測定データ（（Ｉｄ，Ｉｑ）に対する（Ｖｄ，Ｖｑ））を用いて、式（７）および式（８）より、（Ｉｄ，Ｉｑ）を引数とするΨｄおよびＶｄｒｏｐ＿ｑの各テーブルデータが算出される。ΨｄおよびＶｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータは、それぞれ、磁束テーブル５１（Ψｄ＿ｃａｌｉｂ＿ｔａｂｌｅ）およびｑ軸電圧降下適合テーブル（Ｖｄｒｏｐ＿ｑ＿ｃａｌｉｂ＿ｔａｂｌｅ）として、モータ制御装置４０に保存される。
　ｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑは、複数の要因によって生じる電圧降下成分が含まれている。本発明者の検討により、本実施例では、高精度に磁束推定を行うために、次の三要因に関してｑ軸電圧降下成分を補正する。三要因とは、デッドタイム誤差時間、巻線抵抗を含む抵抗成分、並びに、ｑ軸電圧降下適合テーブルから得られるＶｄｒｏｐ＿ｑからデッドタイム誤差時間および抵抗成分を要因とする電圧降下成分を除いた残りの電圧降下成分（漂游電圧）、である。
　上記三要因を考慮すると、Ｖｄｒｏｐ＿ｑは式（９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　式（９）の右辺第一項（ＲＩｑ）は、抵抗成分Ｒによる電圧降下成分であり、ｄ軸電流Ｉｄに比例する。式（９）におけるＲは、永久磁石同期モータ１０の巻線抵抗と、半導体スイッチング素子（２２ａ～２２ｆ：図４）の抵抗成分と、配線ケーブルなど、電力変換装置２０から永久磁石同期モータ１０までの抵抗成分の和である（以下、「総抵抗値」と称する）。式（９）の右辺第二項（Ｖｄｅａｄ＿ｑ）は、デッドタイム補償に伴って生じる電圧降下成分である。式（９）の右辺第三項（Ｖｅｒｒ＿ｑ）は、漂游誤差電圧と称し、半導体スイッチング素子の電圧降下の非線形成分、半導体スイッチング素子のスイッチングに起因する非線形成分、永久磁石同期モータ１０の漏れ磁束や構造に起因する成分などを含み、電力変換装置２０と永久磁石同期モータ１０の組合せによる固有の値になる。
　以下、Ｖｄｅａｄ＿ｑについて説明するが、まず、デッドタイムについて簡単に説明しておく。
　前述の図５においては、図示および説明を省略したが、Ｘ相上アームの半導体スイッチング素子を駆動する駆動信号ＧＸＰと、Ｘ相下アームの半導体スイッチング素子を駆動する駆動信号ＧＸＮには、上下アームの短絡を防止するために、両アームの半導体スイッチング素子が共にオフとなる期間、すなわち、いわゆるデッドタイムが設定される。
　なお、本実施例では、ＰＷＭ信号作成部４３（図１）によって、オン・オフ制御信号ＳＵＰ～ＳＷＮにデッドタイムが設定される。
　デッドタイムが設定されていると、永久磁石同期モータ１０に印加したい電圧（電圧指令）と、実際に永久磁石同期モータ１０に印加される電圧との間に誤差（デッドタイム誤差電圧）が生じる。このため、モータ電流の波形歪が発生する。そこで、本実施例では、デッドタイム補償部４２（図１）が、Ｖｄ ＊およびＶｑ ＊を三相交流電圧指令ＶＵ ＊，ＶＶ ＊，ＶＷ ＊に変換し、さらに、デッドタイムに伴うモータ電流の波形歪を低減するために、ＶＵ ＊，ＶＶ ＊，ＶＷ ＊に対してデッドタイム誤差電圧を補償する。
　なお、デッドタイム誤差電圧を補償するデッドタイム補償に関しては様々な技術が知られている。例えば、ｄｑ軸における電流指令から三相電流の極性を求め、この三相電流極性により三相交流電圧指令を補正する。
　本実施例のデッドタイム補償部４２では、電力変換装置２０の直流電源電圧、スイッチング周波数、デッドタイムおよび電流位相に基づき、所定の数式を用いて、デッドタイム誤差電圧を演算する。
　本実施例におけるデッドタイム補償誤差演算部５３（図１）は、デッドタイム補償に伴って発生する電圧降下成分（以下、デッドタイム補償誤差電圧と称す）を演算する。
　デッドタイム補償誤差演算部５３は、ｑ軸に現れるデッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑを、式（１０）および式（１１）によって演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　式（１０）および式（１１）において、Ｅｄｃは直流電圧源１２０（図２）の直流電圧、Ｔｓｗはスイッチング周期、βはｄ軸を基準とする電流位相角、Ｔｄｅａｄ＿ｒｅａｌは実際のデッドタイム、Ｔｄｅａｄ＿ｃｍｐはデッドタイム補償時間（デッドタイム（設定値）に相当）である。
　実際のデッドタイムＴｄｅａｄ＿ｒｅａｌと、デッドタイム補償時間Ｔｄｅａｄ＿ｃｍｐは、同じ値にすることが多い。しかし、異なる値にすることもある。例えば、モータのインダクタンスが小さい時などは、モータ電流の歪を抑制したい場合がある。その場合、デッドタイム補償時間は、モータ電流の歪を最小化する値に設定する。電流ゼロクロス付近の電流歪は、デッドタイム補償量を大きくすると増大しやすいため、デッドタイム補償時間は実際のデッドタイム時間とは異なり、小さい値に設定されることがある。このような場合、式（１０）および式（１１）に示すデッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑが発生する。デッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑは、デッドタイム補償を行った際の過補償あるいは補償不足による誤差電圧を意味する。
　本実施例においては、ＰＷＭ信号作成部４３やゲート駆動回路１２３で設定される実際のデッドタイムと、デッドタイム補償部４２で補償するデッドタイム補償時間が異なる場合においても高精度に磁束推定ができる。
　ここで、ｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑの算出例について、図８および図９を用いて説明する。
　図８は、Ｉｄ－Ｉｑ平面に等値線図として表したｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑの算出例である。また、図９は、図８に示すＩｑとＶｄｒｏｐ＿ｑの関係を、Ｉｄをパラメータとして表したグラフである。
　図８により、あるＩｑに対してＩｄが負方向に大きくなるにつ入れて、Ｖｄｒｏｐ＿ｑの絶対値が減少する傾向にあるのが分かる。つまり、Ｉｄが負方向に大きくなると、Ｉｑが正ではＶｄｒｏｐ＿ｑが減少、Ｉｑが負ではＶｄｒｏｐ＿ｑが増加する傾向がある。また、図９からも、Ｉｄの値に応じて、Ｉｑに対するＶｄｒｏｐ＿ｑの変化が異なっているのが分かる。
　式（１０）および式（１１）に基づけば、Ｉｑに対するＶｄｒｏｐ＿ｑの変化が異なっているのは、電流位相角βの関数であるデッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑが存在するためである。一方、実際のデッドタイムとデッドタイム補償時間が同じである場合、ｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑは、式（９）の右辺第一項の抵抗成分Ｒによる電圧降下成分が支配的な成分となる。この場合、Ｉｄに依存することなくＩｑによってＶｄｒｏｐ＿ｑの値が決まる。
　上述のように予め算出されてテーブルデータとして保存されているｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑから、デッドタイム誤差時間の算出のため、式（１２）に示すように、ｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑからデッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑを減じた第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’を定義する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時におけるデッドタイム誤差時間を算出するために、デッドタイム補償誤差時間Ｔｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを変化させていき、第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’のＩｄ依存性が最も小さくなるデッドタイム補償誤差時間Ｔｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを求める。これは、言いかえると、図９に示すＩｄをパラメータとする複数のグラフが最も重なる状態となるＴｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを求めることになる。このとき、公知の種々の最適化計算を用いることも可能であるが、本実施例では分散の総和が最小になるように、デッドタイム補償誤差時間Ｔｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを求める。次の式（１３）および式（１４）のように、Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時におけるｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑの母平均μおよび分散Ｖを求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　式（１３）および式（１４）におけるＮＩｄは、あるＩｑデータにおけるＩｄ方向のデータ群である。分散は、図９に示すＩｑ－Ｖｄｒｏｐ＿ｑ平面におけるＶｄｒｏｐ＿ｑのバラつきに相当する。
　さらに、各Ｉｑデータ点における第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’の分散の総和Ｓを式（１５）により求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　式（１５）で表される総和Ｓが最小になる時、第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’のＩｄに対する依存性（バラつき）が小さくなるとして、デッドタイム補償誤差時間Ｔｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを求める。
　図８および図９に示したｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑの測定例において、デッドタイム補償誤差時間Ｔｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを変化させ（例えば、０．１μｓ毎など）、総和Ｓが最小になるデッドタイム補償誤差時間Ｔｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを求めた際の第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’を図１０および図１１に示す。
　図１０は、Ｉｄ－Ｉｑ平面に等値線図として表した第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’の算出例である。また、図１１は、図１０に示すＩｑとＶｄｒｏｐ＿ｑ’の関係を、Ｉｄをパラメータとして表したグラフである。
　図１０と図８を比較すると、第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’の等値線がｄ軸に対し平行になっている。つまり、あるＩｑに対し、第二のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’はＩｄにほとんど依存せず、一定となっている。また、図１１と図９を比較すると、Ｉｄをパラメータとする、Ｉｑに対するＶｄｒｏｐ＿ｑ’の変化を示す複数のグラフが重なっている。このようにして、Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時におけるデッドタイム誤差時間Ｔｄｅａｄ＿ｃａｌｉｂを算出することができる。
　次に、抵抗成分による電圧降下成分について説明する。
　本実施例では、前述の図１１のグラフの傾きから、前述の式（９）における抵抗成分Ｒが算出される。本実施例では、Ｉｑデータ点毎にＶｄｒｏｐ＿ｑ’の平均値を算出し、平均値に対して最小二乗法による線形近似を行って傾きを求め、Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時における総抵抗Ｒｃａｌｉｂとする。
　なお、公知の種々の最適化計算を用いて、総抵抗Ｒｃａｌｉｂを算出してもよい。
　Ｒｃａｌｉｂには、巻線温度Ｔｅｍｐ＿ｗによって抵抗値が変化する巻線抵抗Ｒｗと、スイッチング素子の抵抗成分と、配線ケーブルなど電力変換装置２０から永久磁石同期モータ１０までの抵抗成分とが含まれる。そこで、巻線抵抗推定部５４（図１）は、Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時における巻線温度をＴｅｍｐ＿ｗ＿ｃａｌｉｂとし、巻線抵抗Ｒｗの巻線温度に対するテーブルデータ（巻線抵抗テーブルＲｗ＿ｔａｂｌｅ）を用いて、Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時における巻線温度Ｔｅｍｐ＿ｗ＿ｃａｌｉｂに依存しない定抵抗成分Ｒｃａｌｉｂ＿ｃｏｎｓｔを式（１６）で算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　なお、巻線抵抗Ｒｗは、公知の計算式で算出されてもよい。
　次に、デッドタイム誤差電圧および抵抗成分による電圧降下以外の電圧降下成分、すなわち漂游電圧と称する電圧降下成分について説明する。
　Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時におけるｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑから、デッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑと総抵抗Ｒｃａｌｉｂによる電圧降下成分を除いた残りの電圧降下成分を、第三のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’として、式（１７）で定義する。なお、式（１７）の右辺第一項のＶｄｒｏｐ＿ｑ’は、前述の第二のｑ軸電圧降下（式（１２））である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　図１２は、Ｉｄ－Ｉｑ平面に等値線図として表した第三のｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’の算出例である。
　Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’の算出においては、前述（図８）に示したＶｄｒｏｐ＿ｑの算出例が用いられている。したがって、（Ｉｄ，Ｉｑ）を引数とするＶｄｒｏｐ＿ｑ’’のテーブルデータ（Ｖｅｒｒ＿ｑ＿ｃａｌｉｂ＿ｔａｂｌｅ）が算出される。Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’のテーブルデータは、漂游電圧テーブル５２（図１，７）として、モータ制御装置４０に保存される。
　図１２から分かるように、Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’は、ｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑから、デッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑと総抵抗Ｒｃａｌｉｂによる電圧降下成分（ＲｃａｌｉｂＩｄ）を除いた残りの電圧降下成分であるため、非常に小さい値となっている。
　本発明者の検討によれば、Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’は、具体的要因を特定して計算式で表すことが難しい。そこで、本実施例では、Ｖｄｒｏｐ＿ｑ’’を漂游電圧と称している。
　本発明者の検討によれば、漂游電圧は、永久磁石同期モータ１０の漏れ磁束や構造が関わっており、電力変換装置２０と永久磁石同期モータ１０の組合せによる固有の値になる。したがって、漂游電圧テーブルにより、精度よく漂游電圧を算出することができる。
　なお、漂游電圧テーブルは、モータ制御装置毎に作成することが好ましいが、代表的な電力変換装置２０と永久磁石同期モータ１０の組合せについて漂游電圧テーブルを作成し、各モータ制御装置において共用してもよい。
　次に、予め所定の動作条件で算出されて保存されているＶｄｒｏｐ＿ｑを、永久磁石同期モータ１０の駆動時の動作条件（直流電圧Ｅｄｃ、巻線温度、スイッチング周波数など）に応じて補正して、ｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ＿ｅｓｔを算出する手段について説明する。
　図１３は、モータ制御装置４０におけるｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ＿ｅｓｔの演算部の構成を示す機能ブロック図である。
　永久磁石同期モータ１０の駆動時における総抵抗Ｒｅｓｔは、式（１８）により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　式（１８）において、Ｔｗ＿ｅｓｔはモータ駆動時（磁束推定時）の巻線温度（図１３中ではＴｅｍｐ＿ｗ）であり、Ｒｃａｌｉｂ＿ｃｏｎｓｔは前述（式（１６））の定抵抗成分である。Ｒｗ＿ｔａｂｌｅ（Ｔｗ＿ｅｓｔ）は、前述した、巻線抵抗Ｒｗの巻線温度に対するテーブルデータであり、巻線温度テーブル５４１（図１３）に格納されている。
　推定総抵抗Ｒｅｓｔにより、巻線温度の依存性が抵抗成分による電圧降下の値に反映される。
　次に、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）における、スイッチング周期Ｔｓｗ＿ｅｓｔ、直流電圧Ｅｄｃ＿ｅｓｔおよび電流位相角βｅｓｔを用いて、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）におけるデッドタイム補償誤差電圧Ｖｄｅａｄ＿ｑ＿ｃａｌｉｂを式（１９）により算出する。電流位相角βｅｓｔは、電流位相演算器５３１（図１３）によって、Ｉｄ，Ｉｑに基づいて演算される。式（１９）による演算は、演算部５３２の動作に相当する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　なお、式（１９）は、前述の式（１０）の右辺において、Ｔｓｗ、Ｅｄｃおよびβｅｓｔを、それぞれ、Ｔｓｗ＿ｅｓｔ、Ｅｄｃ＿ｅｓｔおよびβｅｓｔに置き換えたものに相当する。
　Ｖｄｅａｄ＿ｑ＿ｃａｌｉｂにより、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）における動作条件の違いを、動的にデッドタイム誤差電圧の値に反映される。
　さらに、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）における、ｄ軸電流Ｉｄ＿ｅｓｔおよびｑ軸電流Ｉｑ＿ｅｓｔを用いて、漂游電圧テーブル５２（Ｖｅｒｒ＿ｑ＿ｃａｌｉｂ＿ｔａｂｌｅ（Ｉｄ，Ｉｑ））を参照することで、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）における漂游誤差電圧Ｖｅｒｒ＿ｑ＿ｅｓｔを式（２０）により算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　上述のＲｅｓｔ，Ｖｄｅａｄ＿ｑ＿ｃａｌｉｂ，Ｖｅｒｒ＿ｑ＿ｅｓｔを用いて、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）におけるｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑ＿ｅｓｔが式（２１）により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　式（２１）による演算は、演算部５０１（図１３）の動作に相当する。
　上述のように要因別に算出された複数の電圧降下成分からなるｑ軸電圧降下に基づいて、磁束推定部５０（図７）は、式（２２）により磁束推定を行う。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　式（２２）において、Ｖｑ＿ｅｓｔ ＊は永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）におけるｑ軸電圧指令であり、ωｅ＿ｅｓｔは、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）における回転角速度ωｅ（電気角）である。
　なお、式（２２）による演算は、磁束推定部５０（図７）における演算部５５の動作に相当する。
　さらに、磁束推定部５０は、Ｉｄ＿ｅｓｔ，Ｉｑ＿ｅｓｔを用いて、同一電流条件（Ｉｄ＝Ｉｄ＿ｅｓｔ，Ｉｑ＝Ｉｑ＿ｅｓｔ）における、Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時における磁束Ψｄ＿ｃａｌｉｂを、式（２３）により算出する。式（２３）の右辺は、予め保存されている磁束テーブル５１（図１）におけるテーブルデータΨｄ＿ｃａｌｉｂ＿ｔａｂｌｅ（Ｉｄ，Ｉｑ）において、引数（Ｉｄ，Ｉｑ）が（Ｉｄ＿ｅｓｔ，Ｉｑ＿ｅｓｔ）である場合のデータを表している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　さらに、磁束推定部５０は、永久磁石同期モータ１０の駆動時（磁束推定時）におけるＶｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時からのｄ軸磁束変化量ΔΨｄを、式（２４）により算出する。なお、算出に用いるｄｑ軸電流は、検出電流でも電流指令値でも構わない。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
　ｄ軸磁束変化量ΔΨｄは、磁石温度の変動に伴う磁石磁束の変化を示している。ｄ軸インダクタンス（Ｌｄ）は磁石温度に寄らずほぼ一定であるため無視すると、式（２５）のように、通常のｄ軸電流Ｉｄをゼロになるように制御する場合における、Ψｄ＿ｃａｌｉｂに対するΨｄ＿ｅｓｔの比率、すなわちｄ軸磁束変化率を算出する。なお、式（２４）と同様に、磁束テーブル５１（図１，７）が参照されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　なお、式（２５）の右辺における分数部分の分母は、式（２４）により算出されたｄ軸磁束変化量ΔΨｄに相当する。
　算出したｄ軸磁束変化率は、磁石温度推定部５６（図７）に入力され、予め保存されている、温度－無負荷誘起電圧テーブルと比較される。なお、本実施例では、温度－無負荷誘起電圧テーブルは、Ｖｄｒｏｐ＿ｑのテーブルデータ算出時における標準温度における無負荷誘起電圧に対する、磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍの時の無負荷誘起電圧の比率、すなわち無負荷誘起電圧変化率と、磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍとの関係を示す。
　磁石温度推定部５６は、比較の結果、式（２５）により算出されたｄ軸磁束変化率と一致する無負荷誘起電圧変化率を示す温度を推定磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍとして出力する。
　上述した実施例１によれば、永久磁石同期モータ１０および電力変換装置間の配線や半導体スイッチング素子の抵抗を含む総抵抗成分による電圧降下成分、デッドタイム補償による電圧降下成分、漂游電圧による電圧降下成分という、発生要因別に電圧降下成分を算出し、これらの電圧降下成分に基づいて、すなわち電圧指令値と、これら電圧降下成分の総和との差に基づいて、永久磁石の磁束を推定する。これにより、磁束推定の精度が向上する。
　また、実施例１においては、予め、永久磁石同期モータ１０の所定の動作条件（実施例１では、ωｅ１，ωｅ２）で、モータ電流（Ｉｄ，Ｉｑ）に対する電圧指令からｑ軸電圧降下Ｖｄｒｏｐ＿ｑを算出し、モータ電流を引数とするテーブルデータとしてモータ制御装置４０に保存される。このテーブルデータと、デッドタイム補償による電圧降下成分の算出値とに基づいて、総抵抗成分と、漂游電圧のテーブルデータが算出される。したがって、磁束推定のために、予め実機を運転してデータの収集を要するテーブルデータの数が低減できる。このため、テーブルデータ作成作業の負担増加が避けられる。
　また、計算式で表すことが難しい電圧降下成分である漂游電圧をテーブルデータとして予め保存しておくことにより、永久磁石同期モータに印加する電圧が小さくなる駆動条件の場合、例えば低速または低トルクの駆動条件においても、電圧降下成分の算出精度を確保できる。このため、磁束推定および磁石温度の推定精度が向上する。
　本実施例１では、図１に示すように、磁束推定に関わる機能構成部、すなわち磁束推定部５０、磁束テーブル５１、漂游電圧テーブル５２、デッドタイム補償誤差演算部５３および巻線抵抗推定部５４がモータ制御装置４０に内蔵されているが、このような形態に限らず、磁束推定装置としてモータ制御装置４０とは独立した形態としてもよい。この場合、電圧指令や電流検出値（または電流指令値）は、有線もしくは無線通信を介して、磁束推定装置に入力される。これにより、モータ制御装置に、磁束推定機能を、後付けすることができる。また、モータ制御装置４０の配置の自由度を高めることができる。
　また、本実施例では、上述のように、モータのトルク指令に基づき電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、電圧指令値に基づきデッドタイム補償を行うデッドタイム補償部と、モータの電流検出値と直流電圧検出値に基づきデッドタイム補償誤差を演算するデッドタイム補償誤差算出部と、巻線の温度検出値に基づき、巻線の電気抵抗値を演算する巻線抵抗演算部と、モータの電流検出値から求められる漂遊電圧とデッドタイム補償誤差と電気抵抗値とから磁石の磁束を推定する磁束推定部と、を備える。これにより、磁束推定を行う際に用いる電圧情報自体の誤差を低減し、磁束推定精度を高めることができる。
　永久磁石同期モータに用いられる永久磁石においては、永久磁石の温度が上昇すると、減磁が発生し、回転速度やトルクの制御が難しくなる。また、永久磁石同期モータが発生するトルクを確保するために、モータ電流や、電力変換装置に流れる電流が、増加する場合もある。
　そこで、本実施例２においては、推定された磁石磁束や磁石温度に基づいて、速度指令や、トルク指令を制限する。
　図１４は、本発明の実施例２であるモータ駆動システムの概略構成を示す機能ブロック図である。以下、主に、実施例１と異なる点について説明する。
　本実施例２におけるモータ制御装置４０ａは、速度指令ωｒ ＊やトルク指令Ｔｒｑ＊を磁束推定部５０が推定した磁石磁束（ｄ軸鎖交磁束Ψｄ）または磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍに基づいて補正する指令値補正部４８を有している。
　図１５は、指令値補正部４８（図１４）の一構成例を示す機能ブロック図である。
　指令値補正部４８は、指令値制限部４８１および制限値演算部４８２を備えている。
　指令値制限部４８１は、入力した速度指令ωｒ ＊やトルク指令Ｔｒｑ＊が所定値を越えたら、ωｒ ＊やＴｒｑ＊を制限値Ｌｍｔに制限して、補正された速度指令ωｒ ＊＊やトルク指令Ｔｒｑ＊＊として出力する。
　制限値演算部４８２は、磁束推定部５０が推定した磁石磁束（ｄ軸鎖交磁束Ψｄ）または磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍと判定閾値（Ｔｈ１，Ｔｈ２：Ｔｈ１＜Ｔｈ２）と比較し、大小関係に応じて、制限値Ｌｍｔを指令値制限部４８１に設定する。
　本実施例２では、図１５に示すように、ΨｄまたはＴｅｍｐ＿ｍが判定閾値Ｔｈ１を超えたら、１次関数または２次関数的に制限値Ｌｍｔを減少させて出力する。ΨｄまたはＴｅｍｐ＿ｍが判定閾値Ｔｈ２を超えたら、磁石温度が高温になり過ぎていると判断し、指令リミット値を減少させる変化率をより大きくする。
　なお、制限値演算部４８２への入力は、入力されたΨｄまたはＴｅｍｐ＿ｍの予め設定した基準値からの減少率としても良い。
　上述の実施例２によれば、永久磁石の減磁や、永久磁石同期モータや電力変換装置に流れる電流の増加を抑制することができる。したがって、モータ制御装置やモータ駆動システムの信頼性が向上する。
　なお、速度指令やトルク指令に代えて、電流指令を調整してもよい。
　図１６は、本発明の実施例３であるモータ駆動システムにおけるモータ制御装置４０ｂの概略構成を示す機能ブロック図である。以下、主に、実施例２と異なる点について説明する。
　本実施例３では、モータ制御装置４０ｂが、保護信号生成部４９を有している。
　保護信号生成部４９は、磁束推定部５０が推定した磁石磁束（ｄ軸鎖交磁束Ψｄ）または磁石温度Ｔｅｍｐ＿ｍの値を所定の閾値と比較し、ΨｄまたはＴｅｍｐ＿ｍの値が閾値を超えたり下回ったりしたと判定すると、保護信号をモータ制御装置４０ｂの外部へ出力する。
　図示しない他の制御装置が、保護信号を受信すると、永久磁石同期モータ１０の速度指令またはトルク指令を減少させたり、永久磁石同期モータ１０を停止させたりする。これにより、モータ駆動システム（図１の１００）の信頼性が向上する。
　なお、このような他の制御装置の機能は、モータ制御装置４０が備えていてもよい。
　図１７は、本発明の実施例４である電動車両システム３００の構成を示す機能ブロック図である。
　モータ制御装置４０は、電力変換装置２０（インバータ）から永久磁石同期モータ１０に供給する交流電力を制御する。直流電圧源１２０（例えばバッテリ）は、電力変換装置２０（インバータ）に直流電力を供給する。電力変換装置２０（インバータ）は、モータ制御装置４０によって制御されることにより、直流電圧源１２０からの直流電力を交流電力に変換する。モータ制御装置４０として、前述の実施例１～３の内のいずれかのモータ制御装置が適用される。したがって、モータ制御装置４０は、永久磁石同期モータ１０の磁石磁束および磁石温度を推定する機能を有する。
　永久磁石同期モータ１０は、トランスミッション３０１に機械的に接続される。トランスミッション３０１は、ディファレンシャルギア３０３を介してドライブシャフト３０５に機械的に接続され、車輪３０７に機械的動力を供給する。これにより、車輪３０７が回転駆動される。
　なお、永久磁石同期モータ１０が、トランスミッション３０１を介さず、直接、ディファレンシャルギア３０３に接続されてもよい。また、自動車の場合、前輪および後輪の各々が独立した永久磁石同期モータおよび電力変換装置（インバータ）によって駆動されてもよい。
　本実施例によれば、モータ制御装置４０による磁束推定の精度が向上するので、永久磁石同期モータ１０の回転数またはトルクを高精度に制御できる。これにより、電動車両システムの乗り心地が向上する。
　また、本実施例によれば、磁石温度を推定することができるので、永久磁石同期モータ１０の永久磁石の熱減磁などにともなう、電動車両システム３００の異常発生を防止することができる。
　また、本実施例によれば、モータ制御装置４０は、電動車両システム３００の情報を用いて、磁石磁束および磁石温度を推定できる。例えば、巻線温度Ｔｅｍｐ＿ｗ（図７）の代わりに、永久磁石同期モータ１０や電力変換装置２０（インバータ）付近の雰囲気温度を用いることができる。
　なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
　例えば、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。
　また、信号線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、必ずしも物理的に同じ場所にある必要は無く、例えば、一部が通信などを介してネットワーク上やクラウド上にあっても良い。
　また、永久磁石同期モータは、内転型（図２）および外転型のいずれでもよいし、ラジアルギャップ型およびアキシャルギャップ型のいずれでもよい。
１０…永久磁石同期モータ、１１…固定子、１２…回転子、１３…回転子コア、１５…巻線、１６…固定子コア、１７…永久磁石、１８…固定子磁極、２０…電力変換装置、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，２２ｅ，２２ｆ…半導体スイッチング素子、３０…電流センサ、４０，４０ａ，４０ｂ…モータ制御装置、４１…電圧指令作成部、４２…デッドタイム補償部、４３…ＰＷＭ信号作成部、４８…指令値補正部、４９…保護信号生成部、５０…磁束推定部、５１…磁束テーブル、５２…漂游電圧テーブル、５３…デッドタイム補償誤差演算部、５４…巻線抵抗推定部、５５…演算部、５６…磁石温度推定部、９０ｂ，９０ｃ，９０ｄ…加算器、９１ｄ，９１ｅ，９１ｆ…加減算器、９２ｃ，９２ｄ，９２ｅ，９２ｆ…比例器、９２ｇ，９２ｈ，９２ｉ，９２ｊ，９２ｋ…乗算器、９４ｃ，９４ｄ…積分器、９８ａ，９８ｂ…ローパスフィルタ、１００…モータ駆動システム、１１４ａ…ｄ軸電流制御器、１１４ｂ…ｑ軸電流制御器、１２０…直流電圧源、１２３…ゲート駆動回路、１３１…主回路、１３５…シャント抵抗、３００…電動車両システム、３０１…トランスミッション、３０３…ディファレンシャルギア、３０５…ドライブシャフト、３０７…車輪、４８１…指令値制限部、４８２…制限値演算部、５０１…演算部、５３１…電流位相演算器、５３２…演算部、５４１…巻線温度テーブル、

Claims (11)

  1. 　回転子が永久磁石を有するモータの速度指令またはトルク指令に応じて、前記モータへの電力変換装置の出力電圧を制御するための電圧指令を生成する電圧指令作成部と、
    　前記電圧指令に対してデッドタイム補償を行うデッドタイム補償部と、
    　前記永久磁石の磁束を推定する磁束推定部と、
    を備えるモータ制御装置において、
    　前記磁束推定部は、
    　前記電圧指令と、前記モータおよび前記電力変換装置、並びに、前記モータおよび前記電力変換装置間に生じる電圧降下と、に基づいて、前記永久磁石の磁束を推定し、
    　前記電圧降下は、
    　前記モータおよび前記電力変換装置、並びに、前記モータおよび前記電力変換装置間における抵抗成分による第１の電圧降下成分と、
    　前記デッドタイム補償によって生じる第２の電圧降下成分と、
    　前記電圧降下から、前記第１の電圧降下成分および前記第２の電圧降下成分を除いた第３の電圧降下成分と、
    を含むことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記モータの所定回転速度における、前記電圧降下とモータ電流との関係を示すテーブルデータを有し、
    　前記テーブルデータと前記第２の電圧降下成分とに基づいて、前記抵抗成分を演算することを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　スイッチング周期と、前記電力変換装置が備える直流電圧源の直流電圧と、電流位相角とに基づいて、前記第２の電圧降下成分を演算することを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記モータの所定回転速度における、前記電圧降下とモータ電流との関係を示す第１のテーブルデータを有し、
    　前記テーブルデータと前記第２の電圧降下成分とに基づいて、前記第３の電圧降下成分とモータ電流との関係を表す第２のテーブルデータを演算し、
    　前記第２のテーブルデータに基づいて前記第３の電圧降下成分を演算することを特徴とするモータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記磁束推定部は、推定した前記磁束に基づいて、前記永久磁石の温度を推定することを特徴とするモータ制御装置。
  6. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記磁束推定部が推定した前記磁束に基づいて、前記速度指令または前記トルク指令を調整することを特徴とするモータ制御装置。
  7. 　請求項５に記載のモータ制御装置において、
    　前記磁束推定部が推定した前記温度に基づいて、前記速度指令または前記トルク指令を調整することを特徴とするモータ制御装置。
  8. 　請求項６または請求項７に記載のモータ制御装置において、
    　前記速度指令または前記トルク指令が所定のしきい値を超えたら、前記速度指令または前記トルク指令を所定値に制限することを特徴とするモータ制御装置。
  9. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記磁束推定部が推定した前記磁束が所定値を超えるかもしくは下回った場合に、外部へ信号を発することを特徴とするモータ制御装置。
  10. 　請求項５に記載のモータ制御装置において、
    　前記磁束推定部が推定した前記温度が所定値を超えるかもしくは下回った場合に、外部へ信号を発することを特徴とするモータ制御装置。
  11. 　車輪と、
    　車輪を駆動するモータと、
    　前記モータに電力を供給する電力変換装置と、
    　前記電力変換装置を制御する制御装置と、
    を備える電動車両システムにおいて、
    　前記制御装置が、請求項１または請求項５に記載のモータ制御装置であることを特徴とする電動車両システム。
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