WO2024009485A1 - 電力伝送コイル - Google Patents

Abstract

電力伝送コイルは、電力を伝送する電力伝送用コイル（１）と、スリット（２１１）を有するループ導体（２１）、及びループ導体（２１）のスリット（２１１）における両方の開放端間に接続され、並列接続されたインダクタ（２２１）とキャパシタ（２２２）を有する共振回路（２２）を具備し、電力伝送用コイル（１）が電力を伝送する時に電力伝送用コイル（１）が形成する電磁界が鎖交する位置に配置されるシールド導体２を備える。

Description

電力伝送コイル

　本開示は、送電コイルから受電コイルに非接触により電力の伝送、つまり送電を行う電磁誘導を利用した磁界結合型電力伝送装置における、送電コイル又は受電コイルの電力伝送コイルに関する。

　携帯電話、ヘッドセット、デジタルカメラ、デジタルビデオ等の携帯機器に受電コイルを有し、送電コイルから受電コイルに電力を送電し、携帯機器に非接触の給電又は充電を行う磁界結合型電力伝送が知られている。
　また、近年、携帯機器のような小形の機器だけではなく、自動搬送ロボット及び電気自動車のような大型及び大電力を扱うアプリケーションに対しても検討がなされている。
　送電コイルから受電コイルに電力を送電するに際し、送電コイルから伝送される電力の内、一部は受電コイルで受電されずに空間に放射され、周囲の機器に対して干渉波として振る舞う。そのため、周囲の機器に対して機器に悪影響を及ぼす。

　電力伝送効率を大きく低下させることなく、放出される放射ノイズを抑制できる携帯機器に用いられる送電を行うアンテナ（送電コイル相当）が特許文献１に示されている。
　特許文献１に示されたアンテナは、平面コイルとループコイルとからなる複合アンテナであり、ループコイルのインダクタンスと同調用の容量からなる共振回路の共振周波数が平面コイルの駆動周波数の２倍以上の周波数に調整されている。

特開２０１２－１１５０６９号公報

　特許文献１に示されたアンテナにおいて、発明者らは電力伝送効率の観点から検証を試みたところ、ループコイルの駆動周波数におけるインピーダンスＺ_loopが小さい場合は、平面コイルの駆動周波数の電力が必ずしも高い伝送効率で受電コイルにより受電されないものであった。
　また、ループコイルの共振周波数以下の周波数においては、ループコイルのインピーダンスＺ_loopが容量性となり、平面コイルからの磁束とこの磁束によりループコイルに誘導された電流によるループコイルから放射される磁束が強め合う。
　すなわち、この周波数範囲においては、ループコイルによる放射妨害波の抑圧効果は得られず、キャパシタの容量Ｃをループコイルの共振周波数が駆動周波数よりも十分大きくなるように決定すると、放射妨害波を抑圧できる周波数範囲が狭くなる。

　すなわち、特許文献１に示されたアンテナにおいて、今、ループコイルのレジスタンスＲ、自己インダクタンスＬとキャパシタの容量Ｃから成る直列共振回路を考えると、ループコイルのインピーダンスＺ_loopは次式（１）で現わされる。

　式（１）中、ｊは虚数単位、ωは角周波数である。
　ここで、容量Ｃをループコイルが基本波周波数の２倍の周波数で共振するように決定したとすると、Ｚ_loopは次式（２）で現わされる。
　なお、ここで言う基本波は特許文献１における駆動波であり、平面コイルに接続される送電回路（または受電回路）が送信（または受信）する高周波信号の基本波周波数成分を指す。

　式（１）中、ω_０は基本波角周波数である。
　実部は周波数に依存しないので、基本波角周波数ω_０におけるループコイルのインピーダンスＺ_loopの虚部は次式（３）で現わされる。

　式（３）から明らかなように、基本波角周波数ω_０におけるループコイルの自己インダクタンスＬが小さい場合には、基本波角周波数ω_０におけるループコイルのインピーダンスＺ_loopは十分大きくならず、ループコイルに電流が誘起されやすくなる。
　その結果、ループコイルにおける導体損、及びループコイルが誘電体基板上に設けられた場合であれば誘電体基板の材料による誘電体損が発生する。結果として、駆動周波数の電力の電力伝送効率が低下する。

　一方、基本波角周波数ω_０におけるループコイルのインピーダンスＺ_loopの虚部を十分大きくするために、ループコイルの共振周波数が基本波周波数よりも十分大きくなるよう、キャパシタの容量Ｃを決定することも考えられる。
　しかし、上式（１）から明らかなように、ループコイルの共振周波数以下の周波数帯では、ループコイルのインピーダンスＺ_loopの虚部はマイナスの値となり、ループコイルのインピーダンスＺ_loopは容量性となる。

　ループコイルのインピーダンスＺ_loopが容量性のインピーダンスであると、平面コイルからの磁束とこの磁束によりループコイルに誘導された電流によるループコイルから放射される磁束が強め合い、ループコイルの共振周波数以下の周波数においては、ループコイルによる放射妨害波の抑圧効果は得られず、放射妨害波を抑圧できる周波数範囲が狭くなる。
　要するに、放射妨害波の抑圧とループコイルの共振周波数を基本波周波数よりも十分大きくすることは両立しない。

　本開示は上記した点に鑑みてなされたものであり、電力を伝送するコイルが伝送する電力の電力伝送効率に影響を与えず、電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数、つまり、電力伝送用コイルが送電用コイルである場合は送電用コイルに接続される送電回路が送信する基本波周波数、電力伝送用コイルが受電用コイルである場合は受電用コイルに接続される受電回路が受信する基本波周波数以外の周波数による不要な放射波を抑制する電力伝送コイルを得ることを目的とする。

　本開示に係る電力伝送コイルは、電力を伝送する電力伝送用コイルと、スリットを有するループ導体、及びループ導体のスリットにおける両方の開放端間に接続され、並列接続されたインダクタとキャパシタを有する共振回路を具備し、電力伝送用コイルが電力を伝送する時に電力伝送用コイルが形成する電磁界が鎖交する位置に配置されるシールド導体とを備える。

　本開示によれば、電力伝送用コイルが伝送する電力の電力伝送効率に影響を与えず、電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数以外の周波数による不要な放射波を抑制することができる。

実施の形態１に係る電力伝送コイルを示す構成図である。 実施の形態１に係る電力伝送コイルにおけるシールド導体の等価回路図である。 実施の形態１に係る電力伝送コイルにおいて、伝送する電力の周波数に対するシールド導体のインピーダンスの位相を示す図である。 実施の形態１に係る電力伝送コイルにおいて、伝送する電力の周波数に対する電力伝送効率を示す図である。 実施の形態１に係る電力伝送コイルにおいて、伝送する電力の周波数に対する抑圧効果を示す図である。 実施の形態１に係る電力伝送コイルにおいて、伝送する電力の周波数に対するシールド導体のインピーダンスの絶対値を示す図である。 実施の形態１に係る電力伝送コイルにおいて、伝送する電力の周波数に対する放射効率を示す図である。 実施の形態２に係る電力伝送コイルを示す構成図である。 実施の形態３に係る電力伝送コイルを示す構成図である。 実施の形態４に係る電力伝送コイルを示す構成図である。 実施の形態５に係る電力伝送コイルを示す構成図である。 実施の形態６に係る電力伝送コイルを示す構成図である。 実施の形態６に係る電力伝送コイルにおいて、伝送する電力の周波数に対するシールド導体のインピーダンスの位相を示す図である。

実施の形態１．
　実施の形態１に係る電力伝送コイルを図１から図７を用いて説明する。
　実施の形態１に係る電力伝送コイルは、送電コイルから受電コイルに非接触により電力の伝送、つまり送電を行う電磁誘導を利用した磁界結合型電力伝送装置における、送電コイル又は受電コイルである。
　本開示では送電コイル及び受電コイルを総称して電力伝送コイルといい、電力伝送コイルは送電コイル又は受電コイルのいずれか一方を指す。

　送電コイルから受電コイルに非接触により電力の伝送を行う場合、受電コイルは送電コイルと電磁誘導が行われる位置、つまり、送電コイルが形成する電磁界が鎖交する位置に対向して配置される。
　送電コイルに接続される送電回路が送電コイルに送信する高周波信号の基本波周波数において、送電コイルと受電コイルは共振関係にあるため、受電コイルは基本波周波数の電力に対しては効率よく受電し、基本波周波数以外の周波数の不要波においては、送電コイルと受電コイル間の結合が小さくなっているため、受電は抑制される。

　本開示の説明は、電力伝送コイルとして送電コイルに適用した例を示すが、受電コイルに適用した場合であっても送電コイルに適用した場合と同じ考え方に基づいた同様の構成となる。
　また、送電コイルの送電用コイル及び受電コイルの受電用コイルを総称して電力伝送用コイルといい、送電コイルの場合、電力伝送用コイルは送電用コイルを指し、受電コイルの場合、電力伝送用コイルは受電用コイルを指す。

　電力伝送コイルが送電コイルの場合、電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数は、送電用コイルが形成する電磁界の基本波周波数であり、送電用コイルに接続される送電回路が送信する高周波信号の基本波周波数である。
　電力伝送コイルが受電コイルの場合、電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数は、送電用コイルとの電磁誘導により受電して受電用コイルに形成された電磁界の基本波周波数であり、受電用コイルに接続される受電回路が受信する高周波信号の基本波周波数である。
　説明が煩雑になるので、以下、送電コイルとして説明する。

　送電コイルは、図１に示すように、送電用コイル１とシールド導体２を備える。
　なお、本開示を受電コイルに適用した場合は、受電コイルは受電用コイルとシールド導体を備える。
　送電用コイル１は送電回路３から送信された主に基本波周波数成分をもつ高周波信号が入力される。
　送電用コイル１は送電回路３から入力された高周波信号に基づき、送電用コイル１の周囲に電磁界を形成し、形成された電磁界が対向する位置に置かれた受電コイル（図示せず）に鎖交することにより、受電用コイルに電磁界が形成され、受電コイルに電磁誘導により電力を伝送する。

　送電用コイル１から伝送された電力を受信した受電用コイルは、受電回路（図示せず）を介して接続された充電池などの負荷（図示せず）に電力を供給する。
　なお、送電用コイル１と送電回路３との間に、インピーダンス整合のためのキャパシタが接続される。このインピーダンス整合用のキャパシタは送電回路３に含まれるものとして図示省略している。
　送電用コイル１は、誘電体基板（図示せず）の表面上に、複数回巻回された平面パターンからなるコイルである。

　シールド導体２は送電用コイル１の外側に配置される。
　なお、シールド導体２は送電用コイル１の内側に配置される、もしくは上下に配置されるものでもよい。
　シールド導体２は、ループ導体２１と、並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する共振回路２２を具備する。

　シールド導体２において、共振回路２２により、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数に対してループ導体２１が電気的に実質開放状態とされ、基本波周波数以外の周波数の不要波、この例においては、基本波周波数の２倍以上の周波数の不要波に対しては送電用コイル１に流れる高周波電流とは逆位相の電流がループ導体２１に誘起される。
　ループ導体２１に電流が誘起されると、誘起された電流によってループ導体２１の周囲に磁界が形成される。
　なお、基本波周波数未満の周波数に対しても不要波として、ループ導体２１に電流が誘起され、誘起された電流によってループ導体２１の周囲に磁界が形成される。

　送電用コイル１に流れる高調波周波数の高周波電流によって形成される磁界とループ導体２１に誘起された逆位相の高周波電流によって形成される磁界はほぼ逆位相となり、打ち消しあう。
　すなわち、シールド導体２は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数に対してループ導体２１に電流が誘起され難く、基本波周波数以外の周波数、特に放射妨害波を抑制したい不要波の周波数に対してループ導体２１に電流が誘起されるという特性を持つ。

　その結果、シールド導体２は送電用コイル１に接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数、つまり、伝送される電力の基本波周波数に対しては影響を与えず、不要波の周波数に対しては送電用コイル１の周囲に形成される電磁界が弱められる。
　要するに、伝送される電力の基本波周波数に対しては電力伝送効率が低下することが避けられ、送電用コイル１に流れる不要波の周波数の電流による放射ノイズはループ導体２１に誘起された逆位相の高周波電流による放射により抑制される。
　本開示では、電力伝送効率を送電用コイル１に給電した電力と受電用コイルが受電し出力した電力の比と定義する。

　ループ導体２１は、送電用コイル１が電力を伝送する時に送電用コイル１が形成する電磁界が鎖交する位置に配置される。
　ループ導体２１は、誘電体基板の表面上に、送電用コイル１の外周を囲うように１回巻回されたループ状の平面パターンからなる導体である。
　ループ導体２１は、ループの終端にスリット２１１が形成された無給電の導体である。

　ループ導体２１は、送電用コイル１の外側に配置される。
　なお、ループ導体２１は、送電用コイル１が形成する電磁界が鎖交することによってループ導体２１に十分な電流が誘起される程度に近傍に配置されていればよく、送電用コイル１の内側に配置される、もしくは上下に配置されるものでもよい。ループ導体２１は、送電用コイル１と同一平面上にある必要はない。
　ループ導体２１の太さが送電用コイル１の太さより太い。言い換えれば、ループ導体２１の線の幅が送電用コイル１の線の幅より広い。

　並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２は並列共振回路２２を構成する。
　並列共振回路２２はループ導体２１のスリット２１１における両方の開放端間に接続される。
　すなわち、インダクタ２２１の一方の端子はスリット２１１における一方の開放端に電気的に接続され、他方の端子は他方の開放端に電気的に接続される。
　同様に、キャパシタ２２２の一方の端子はスリット２１１における一方の開放端に電気的に接続され、他方の端子は他方の開放端に電気的に接続される。
　インダクタ２２１とキャパシタ２２２は誘電体基板の表面上に一般的に知られている製法により形成される。

　並列共振回路２２は、シールド導体２のインピーダンスを送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数では大きくして誘起される電流を小さくし、基本波周波数以外の周波数、つまり、抑制したい不要波である放射妨害波の周波数においてはシールド導体２のインピーダンスを小さくして電流が誘起されやすくする。
　並列共振回路２２による共振周波数は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数である。
　本例において、抑制したい不要波の周波数を基本波周波数ｆ_０の２倍以上の周波数に設定する。但し、２倍の周波数に限られるものではない。

　また、並列共振回路２２を構成するインダクタ２２１のインダクタンスＬとキャパシタ２２２のキャパシタンスＣはω_０Ｃ＝１／ω_０Ｌを満足する値である。
　ω_０は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数であり、送電用コイル１に接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数での角周波数である。
　この点について、以下に詳しく説明する。

　シールド導体２の等価回路図を図２に示す。
　図２において、Ｒ_Ｌはループ導体２１のインピーダンスのうちレジスタンス、Ｌ_Ｌはループ導体２１のインピーダンスのうちのインダクタンス、Ｌはインダクタ２２１のインダクタンス、Ｃはキャパシタ２２２のキャパシタンスを示す。
　シールド導体２のインピーダンスＺは次式（４）で現わされる。

　送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０（角周波数はω_０）でシールド導体２のインピーダンスＺを大きくして誘起される電流を小さくするための条件はインダクタ２２１のインダクタンスＬとキャパシタ２２２のキャパシタンスＣから成る並列共振回路が共振する条件と等しく、インダクタンスＬとキャパシタンスＣが次式（５）を満足する場合である。

　式（５）満足すると、式（４）における第３項が無限大となり、シールド導体２は電気的に開放、つまり、ループ導体２１が並列共振回路２２において開放されているのと等しくなる。
　従って、角周波数ω_０である送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０においてループ導体２１に電流は誘起されない。
　その結果、送電用コイル１から受電用コイルへ伝送される基本波周波数ｆ_０の電力は、シールド導体２に影響されず、受電用コイルで受電されるため、電力伝送効率は低下しない。

　次に、インダクタ２２１のインダクタンスＬとキャパシタ２２２のキャパシタンスＣの決定方法について述べる。
　上記で述べたように、インダクタ２２１とキャパシタ２２２から成る並列共振回路が共振する共振周波数は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０と一致していることを条件としているので、インダクタンスＬとキャパシタンスＣは次式（６）を満たす範囲で自由度がある。

　一方、シールド導体２によって電磁界が弱められる効果が得られるのは、シールド導体２のインピーダンスＺが誘導性の場合のみである。
　図２に示した等価回路を構成するシールド導体２のインピーダンスＺの位相は、模式的に図３のように変化する。
　図３において、横軸が送電用コイル１に供給される電力の伝送周波数、縦軸がシールド導体２のインピーダンスＺの位相を示し、周波数Ｆ１は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０、周波数Ｆ２が上式（４）で示すシールド導体２のインピーダンスＺの虚部が０になる周波数、すなわちシールド導体２の共振周波数である。
　図３から明らかなように、基本波周波数ｆ_０（Ｆ１）未満の周波数、及びシールド導体２の共振周波数Ｆ２以上の周波数に対してシールド導体２により電磁界が弱められる効果が得られる。

　従って、シールド導体２の共振周波数Ｆ２以上の周波数の放射妨害波を抑制するためのシールド導体２のインピーダンスＺを誘導性とするための条件は、シールド導体２の共振周波数Ｆ２をｆ_０×Ｂとした場合、次式（７）により現わされる。

　式（７）において、Ｌはインダクタ２２１のインダクタンス、Ｌ_Ｌはループ導体２１のインピーダンスのうちのインダクタンスである。
　送電コイルから放射される放射妨害波は、基本波周波数ｆ_０の逓倍の周波数に発生する高調波が主と考えられる。
　本例において、抑制したい不要波の周波数を基本波周波数ｆ_０の２倍以上の周波数に設定すると、式（７）において次式（８）において示すようにＢを２とする。

　そして、インダクタンスＬとキャパシタンスＣを式（６）及び式（８）に基づいて決定する。
　その結果、シールド導体２は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０、つまり、伝送される電力の基本波周波数ｆ_０に対しては影響を与えず、基本波周波数ｆ_０の２倍以上の周波数である高調波、つまり不要波を抑圧できる。

　シールド導体２による効果を、有限要素法によって求めた数値シミュレーション結果によって検証した。
　シミュレーションでは、送電コイルは送電用コイル１と、ループ導体２１、及び並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する共振回路２２を具備するシールド導体２を備える。
　受電コイルも送電コイルと構成要素、物理的サイズ、及び部品の値をすべて同じとした。
　送電コイルと受電コイルを５mmの間隔で対向配置した。

　送電コイルにおいて、送電用コイル１は横×縦のサイズを４０mm×２０mm、巻き数を４回とし、送電用コイル１の線路の幅を０．５ｍｍ、隣接する線路の間隔を１．５mmとした。
　また、ループ導体２１は、横×縦のサイズを５１．５mm×３１．５mm、巻き数を１回、線幅５mmとした。

　送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０、つまり、送電用コイル１に接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数ｆ_０は１３．５６ＭHzであり、キャパシタ２２２のキャパシタンスＣを基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数の不要波の抑圧量を大きく、つまり最大とするため３，２００pＦとした。
　また、インダクタ２２１のインダクタンスＬはキャパシタ２２２と基本波周波数ｆ_０（１３．５６ＭHz）で共振する４３nＨとした。
　なお、送電用コイル１及びループ導体２１以外は無損失の材料を仮定した。

　受電コイルも送電コイルと全く同じである。
　また、電力伝送効率を入力ポートから送電用コイル１に給電した電力と、受電用コイルが受電し出力ポートに出力した電力の比と定義する。
　入力ポートと出力ポートはそれぞれ、基本波周波数ｆ_０において送電用コイル１と受電用コイルそれぞれとインピーダンス整合が取れているとする。

　上記した前提条件の下、送電コイルから受電コイルへ伝送する電力の基本波周波数に対する電力伝送効率を検証した。
　検証した結果を図４に示す。
　図４において、横軸が送電コイルから受電コイルへ伝送する電力の伝送周波数、縦軸が電力伝送効率を示し、曲線Ａが実施の形態１に係る電力伝送コイルを用いた場合（以下、本例という）の検証結果である。

　なお、比較のために、比較例１として、シールド導体２がない、つまり、送電用コイルのみの送電コイルと受電用コイルのみの受電コイルを用いたもの、比較例２として、シールド導体として環状のループ導体とした送電コイルとシールド導体として環状のループ導体とした受電コイルを用いたものを合わせて検証した。
　比較例１及び比較例２ともに、本例と相違する以外は全く同じとしている。
　図４において、比較例１の検証結果を曲線Ｂ、比較例２の検証結果を曲線Ｃとして示す。

　図４から明らかなように、基本波周波数ｆ_０（１３．５６ＭHz）に対して本例及び比較例１における電力伝送効率は８６．５％と等しい。
　すなわち、本例はシールド導体２がない比較例１と同じ結果が得られ、本例におけるシールド導体２は基本波周波数ｆ_０の電力を伝送するに際して全く影響しておらず、電力伝送効率の低下がないことがわかる。
　一方、基本波周波数ｆ_０に対して比較例２の基本波周波数ｆ_０における電力伝送効率は７０．６％であり、本例及び比較例１と比較して１５．９パーセントポイント劣化しており、環状のループ導体からなるシールド導体が、電力伝送効率の低下をきたしている。

　以上のことから明らかなように、シールド導体２におけるインダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する並列共振回路２２が基本波周波数ｆ_０で共振することにより、ループ導体２１に電流が誘起されることがなく、電力伝送効率の低下を回避していると言える。

　シールド導体２における基本波周波数ｆ_０以外の周波数の不要波に対する抑圧効果の検証結果を図５に示す。
　図５は、送電コイル中心から２００mm離れた点での本例の磁界強度と送電コイル中心から２００mm離れた点での比較例１の磁界強度の差を抑圧効果として示したものである。
　図５において、横軸が送電コイルから受電コイルへ伝送される電力の伝送周波数、縦軸が抑圧効果を示し、曲線Ａ１が本例の検証結果である。

　また、曲線Ａ２は本例において、ループ導体２１の線幅を１mmとし、キャパシタ２２２のキャパシタンスＣを基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数の不要波の抑圧量を大きく、つまり最大とするため１，０００pＦとし、インダクタ２２１のインダクタンスＬはキャパシタ２２２と基本波周波数ｆ_０で共振する１３８nＨとしたシールド導体２（本例２）の検証結果を示す。

　図５から明らかなように、基本波周波数ｆ_０（図５において左から２番目のマーカー）に対して本例と比較例１との磁界強度の差はなく、本例は、比較例１との磁界強度の差、つまり、抑圧効果が基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数２７．１２ＭHzに対して最大（略３０dB）となり、基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数を超えた周波数に対しても１０dB～１５dBの抑圧効果が得られる。

　また、基本波周波数ｆ_０に対して本例２と比較例１との磁界強度の差はなく、本例２は抑圧効果が基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数２７．１２ＭHzに対して最大（略２５dB）となり、基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数を超えた周波数に対しても５dB～１０dBの抑圧効果が得られる。
　なお、本例及び本例２ともに、電力の伝送周波数が２０ＭHz（図５において左から３番目のマーカー）に対しても基本波周波数ｆ_０と同様に比較例１との磁界強度の差はない。

　以上のことから明らかなように、シールド導体２におけるインダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する並列共振回路２２が、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０で共振することにより、基本波周波数ｆ_０に対してループ導体２１に電流が誘起されることがなく、電力伝送効率の低下を回避し、基本波周波数ｆ_０の２倍以上の周波数に対してシールド導体２のインピーダンスが小さく、ループ導体２１に電流が誘起され、２倍以上の周波数の不要波の外部への放射を抑圧している。

　また、周波数Ｆ１、つまり基本波周波数ｆ_０以上、周波数Ｆ２、つまり基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数未満の周波数に対し、図３から明らかなようにシールド導体２により電磁界が弱められることがなく、図４から明らかなようにシールド導体２により電力伝送効率の低下を回避している。
　一方、周波数Ｆ１未満及び周波数Ｆ２以上に対し、図３から明らかなようにシールド導体２により電磁界が弱められ、放射妨害波を抑圧している。

　したがって、送電用コイル１が形成する電磁界の周波数が周波数Ｆ１以上周波数Ｆ２未満の周波数に対し、シールド導体２により電磁界が弱められることがなく、電力伝送効率の低下を回避できるので、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数が周波数Ｆ１以上周波数Ｆ２未満の周波数に対して実施の形態１に係る電力伝送コイルに有効である。
　このことは、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数に対して並列共振回路２２による共振周波数が低ければ良いことを意味している。
　すなわち、並列共振回路２２による共振周波数は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数に限られるものではなく、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数に対して低い周波数でよい。

　ループ導体２１の幅を送電用コイル１の幅より広くし、線幅をより広くする、例えば１mmより５mmにすることにより、ループ導体２１のインダクタンスがより小さくなるため、ループ導体２１に誘起される電流はより大きくなり、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数を超えた周波数に対してより高い磁界の抑圧効果が得られる。
　なお、ループ導体２１のインダクタンスを小さくすればよいので、線幅を広くするに限られず、線の厚さを厚くしてもよく、要はループ導体２１の太さを送電用コイル１の太さより太くすればよい。

　ループ導体２１を誘電体基板上に形成する場合、ループ導体２１の線の厚さを厚くする方法として、誘電体基板の表面と裏面にそれぞれ設け、表面に形成された導体層と裏面に形成された導体層とをスルーホールで接続することで、ループ導体２１の実効的な厚さを厚くする。
　このようにしてループ導体２１の厚み方向を厚くすることにより、送電コイルに必要となる回路面積の増大を最小限に抑えつつ、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０の２倍以上の周波数の不要波の抑圧効果が得られる。

　また、ループ導体２１のインピーダンスのうちのインダクタンスＬ_Ｌを小さくすることにより、シールド導体２のインピーダンスを小さくでき、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０に対してループ導体２１に電流が誘起されることがなく、電力伝送効率の低下を回避し、基本波周波数ｆ_０の２倍以上の周波数に対してループ導体２１に電流が誘起され、２倍以上の周波数の不要波の外部への放射を抑圧できる。
　すなわち、シールド導体２のインピーダンスＺは上式（４）で現わされ、ループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌが小さくなることは、基本波周波数ｆ_０において上式（４）の虚部が無限大になる基本波周波数ｆ_０以外の周波数において、上式（４）のインピーダンスの絶対値が小さくなる。

　並列共振回路２２を構成するインダクタ２２１のインダクタンスＬとキャパシタ２２２のキャパシタンスＣを、上式（４）により求められるシールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|が、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０において無限大、基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数においてループ導体２１のインピーダンスのうちレジスタンスＲ_Ｌとなる値に設定し、ループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌとシールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|との関係の検証結果を図６に示す。

　図６において、横軸が、送電コイルが形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０により規格化された値、縦軸がシールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|を示す。
　図６において、曲線Ａ３がループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌを１０nＨにした場合の規格化されたシールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|を示し、曲線Ａ４がループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌを１００nＨにした場合の規格化されたシールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|を示す。

　図６に曲線Ａ３及び曲線Ａ４に示すように、シールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|が基本波周波数ｆ_０において無限大、基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数においてループ導体２１のインピーダンスのうちレジスタンスＲ_Ｌとなる値に設定されており、ループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌをより小さくする、例えば、１００nＨより１０nＨにすることにより、基本波周波数ｆ_０未満まで、基本波周波数ｆ_０を超えた周波数から基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数未満まで、及び基本波周波数ｆ_０の２倍を超えた周波数に対してシールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|を大幅に小さくできる。
　その結果、ループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌをより小さくすると、基本波周波数ｆ_０以外の周波数に対してループ導体２１に誘起される電流を大きくでき、基本波周波数ｆ_０以外の周波数の不要波における磁界の抑圧効果を大きくできる。

　送電コイルにおける放射効率の検証結果を図７に示す。
　放射効率は入力ポートから送電用コイル１に給電した電力のうち、遠方に放射された全電力の割合である。
　図７において、横軸が送電コイルから受電コイルへ伝送される電力の伝送周波数、縦軸が放射効率を示す。

　図７から明らかなように、本例の放射効率は比較例２の放射効率に対して、周波数が２３０ＭHzで比較すると、１１．９dBの放射効率の低下がみられる。
　すなわち、本例においては、送電用コイル１の近傍の磁界が抑圧されるだけでなく、遠方への放射も１０dB以上抑圧される。
　以上のシミュレーション結果から理解されるように、実施の形態１に係る電力伝送コイルは、電力伝送効率を維持しつつ周囲への放射妨害波を抑制できる。

　なお、本例において、図４に示すように、送電用コイル１から受電用コイルへ伝送される電力の周波数が２０ＭHzに対して電力伝送効率は６５％を示し、改善されている。
　すなわち、本例においては、送電用コイル１から受電用コイルへ伝送される電力の周波数が１３．５６ＭHzと２０ＭHzの２つの周波数に対してシールド導体２におけるインダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する並列共振回路２２が共振することにより、電力伝送効率が改善する。

　第１の電力伝送効率のピークとなる周波数は並列共振回路の共振周波数、この例においては送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０とし、第２の電力伝送効率のピークとなる周波数をインダクタ２２１のインダクタンスＬとキャパシタ２２２のキャパシタンスＣを設定することにより調整できる。
　要するに、本例を適用した電力伝送装置は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０、つまり、伝送される電力の基本波周波数ｆ_０と他の周波数の２つの周波数に対して効率よく電力の伝送を行える。

　例えば、６．７８ＭHzと１３．５６ＭHzの２つのＩＳＭバンドにおいて、電力伝送効率が良い本例、つまり送電コイルを適用することにより、基本波周波数が６．７８ＭHzの電力と基本波周波数が１３．５６ＭHzの電力を同時に送信できる電力伝送装置、又は基本波周波数が６．７８ＭHzの電力と基本波周波数が１３．５６ＭHzの電力を切り替えられる無線電力伝送装置が得られる。

　この場合、６．７８ＭHzと１３．５６ＭHzの一方の周波数が第１の基本波周波数、６．７８ＭHzと１３．５６ＭHzの他方の周波数が第２の基本波周波数であり、両者とも基本波周波数であり、インダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する並列共振回路２２における共振周波数はいずれか一方の基本波周波数に設定される。

　さらに、高い電力伝送効率の２つのピークとなる周波数を近接させることにより、電力伝送効率のピークを送電コイルから伝送される電力の周波数に対して実質的に広帯域化することができる。
　こうした場合、電力伝送コイルの製造誤差及び送受信間隔の変化、その他環境の変化に対するロバスト性を向上させることができる。

　以上に述べたように、実施の形態１に係る電力伝送コイルは、スリット２１１を有するループ導体２１、及びループ導体２１のスリット２１１における両方の開放端間に接続され、並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する共振回路２２を具備し、送電用コイル１から受電用コイルへ電力を伝送する時に送電用コイル１が形成する電磁界が鎖交する位置に配置されるシールド導体２を備えたものとしたので、送電用コイル１から受電用コイルへ伝送する電力の電力伝送効率に影響を与えず、伝送する電力の基本波周波数以外の周波数の不要な放射波を抑制する。

　実施の形態１に係る電力伝送コイルにおいて、並列共振回路２２による共振周波数を送電用コイル１から伝送される電力の基本波周波数とする。また、並列共振回路２２を構成するインダクタ２２１のインダクタンスＬとキャパシタ２２２のキャパシタンスＣはω_０Ｃ＝１／ω_０Ｌを満足する値とする。

　このように構成したことにより、電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数に対してループ導体２１に電流が誘起されることがなく、電力伝送効率の低下を回避できる。
　しかも、キャパシタ２２２のキャパシタンスＣは電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数の２倍の周波数の不要波を抑圧する値に設定され、電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数の２倍以上の周波数である不要波に対しての抑圧効果が得られる。

　すなわち、並列共振回路２２が、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数で共振することにより、伝送される電力の基本波周波数に対してループ導体２１に電流が誘起されることがなく、電力伝送効率の低下を回避し、基本波周波数の２倍以上の周波数に対してシールド導体２のインピーダンスが小さく、ループ導体に電流が誘起され、基本波周波数の２倍以上の周波数の不要波の外部への放射を抑圧している。

　また、実施の形態１に係る電力伝送コイルにおいて、並列共振回路２２による共振周波数を送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数にすることにより、基本波周波数の２倍未満の周波数の電力において電力伝送効率の第２のピークを設定でき、基本波周波数の周波数以外に第２の基本波周波数を得ることができ、２つの周波数に対して同時にもしくは切り替えて伝送できる。
　さらに、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数の周波数に対する電力伝送効率の第１のピークと、基本波周波数の周波数と異なる周波数に対する電力伝送効率の第２のピークを近接することにより、伝送される電力の周波数に対して実質的に広帯域化が図れる。

　なお、電力伝送用コイルを送電用コイル１とした場合は並列共振回路２２による共振周波数を送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数であり、送電用コイルに接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数としたが、電力伝送用コイルを受電用コイルとした場合は並列共振回路２２による共振周波数は電磁誘導により受電して受電用コイルに形成される電磁界の基本波周波数であり、受電用コイルに接続される受電回路が受信する高周波信号の基本波周波数である。
　いずれにしても並列共振回路２２による共振周波数は送電用コイル１に接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数である。
　要は、並列共振回路２２による共振周波数は電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数である。

実施の形態２．
　実施の形態２に係る電力伝送コイルを、図８を用いて説明する。
　実施の形態２に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルに対して、シールド導体２におけるインピーダンスの周波数特性と異なる第２のシールド導体２Ａを設けた点が相違し、その他の点については同じである。
　図８中、図１に付された符号と同一符号は同一又は相当部分を示す。

　第２のシールド導体２Ａは第１のシールド導体２の外側に配置される。
　なお、第２のシールド導体２Ａは第１のシールド導体２の内側に配置される、もしくは上下に配置されるものでもよい。
　第２のシールド導体２Ａは、スリット２１１Ａを有するループ導体２１Ａと、ループ導体２１Ａのスリット２１１Ａにおける両方の開放端間に接続され、並列接続されたインダクタ２２１Ａとキャパシタ２２２Ａを有する並列共振回路２２Ａを具備する。

　第２のシールド導体２Ａは、送電用コイル１が電力を伝送する時に送電用コイル１が形成する電磁界が鎖交する位置に配置される。
　ループ導体２１Ａは、誘電体基板の表面上に、第１のシールド導体２の外周を囲うように１回巻回されたループ状の平面パターンからなる導体である。
　ループ導体２１Ａは、ループの終端にスリット２１１Ａが形成された無給電の導体である。

　第２のシールド導体２Ａのインピーダンスを第１のシールド導体２のインピーダンスと異なる値とし、並列共振回路２２Ａの共振周波数を並列共振回路２２の共振周波数と異なる周波数とした。
　すなわち、送電用コイル１から受電用コイルヘ伝送される電力の周波数が第２のシールド導体２Ａにおける並列共振回路２２Ａの共振周波数に一致する場合においても電力伝送効率が改善される。

　その結果、第１のシールド導体２により電力伝送効率が改善された、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数に加えて、第２のシールド導体２Ａにより電力伝送効率が改善される周波数に対しても電力の伝送が可能になる。
　なお、並列共振回路２２の共振周波数は、実施の形態１に説明したと同様に、送電コイルが形成する電磁界の基本波周波数であり、送電用コイル１に接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数である。
　また、並列共振回路２２Ａの共振周波数は、送電コイルが形成する電磁界の基本波周波数の２倍未満の周波数である。

　並列共振回路２２Ａの共振周波数は、第１のシールド導体２により電力伝送効率がピークを持つ送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数と電力伝送効率が第２のピークを持つ第２の周波数とは異なる第３の周波数である。
　第２のシールド導体２Ａを配置することにより、送電コイルから受電コイルヘ伝送される電力の第３の周波数においても電力伝送効率のピークを持たせることができる。

　その結果、送電用コイル１から受電用コイルヘ伝送される電力において、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数の２倍未満の周波数の電力に対して、第１のシールド導体２により電力伝送効率が第１のピークを持つ基本波周波数と電力伝送効率が第２のピークを持つ第２の周波数を設定でき、第２のシールド導体２Ａにより電力伝送効率が第３のピークを持つ第３の周波数を設定できる。

　従って、実施の形態２に係る電力伝送コイルは、３つの周波数の電力に対して同時にもしくは切り替えて伝送できる。
　さらに、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数と第２の周波数及び第３の周波数が近接するように設定することにより、送電コイルから伝送される電力の周波数に対して広帯域化が図れる。

　なお、第１のシールド導体２及び第２のシールド導体２Ａとは並列共振回路の共振周波数が異なる第３のシールド導体、第４のシールド導体、・・・のように並列共振回路の共振周波数が互いに異なる複数のシールド導体を配置し、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数の２倍未満の周波数において、それぞれがそれぞれ異なる電力伝送効率のピークを示す複数の周波数を有するものとすれば、送電用コイル１から受電用コイルヘ伝送される電力の周波数に対してさらなる広帯域化が図れる。

　以上に述べたように、実施の形態２に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルと同様の効果を有する他、伝送される電力の周波数に対してさらなる広帯域化が図れる。

実施の形態３．
　実施の形態３に係る電力伝送コイルを、図９を用いて説明する。
　実施の形態３に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルに対して、シールド導体２における共振回路２２を構成する並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２をそれぞれ可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４とし、可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４を制御する制御部４、及び動作状態を監視する動作状態監視部５を備えた点が相違し、その他の点については同じである。
　図９中、図１に付された符号と同一符号は同一又は相当部分を示す。

　実施の形態３に係る電力伝送コイルは、送電コイル及び受電コイルの動作状態に応じて、上式（５）の条件を満足した状態で可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを制御部４であるコントローラが制御する。

　すなわち、送電コイル及び受電コイルの動作状態において、（ａ）送電回路３からの送信電力レベル等により送電用コイル１から放射される不要波の周波数成分が変化する、（ｂ）受電コイルに接続される負荷の値が変化したことにより送電回路３が送信する不要波の周波数成分が変化する、（ｃ）送電回路３から送信される不要波レベルが一定であったとしても、受電コイルに接続される負荷が変化したことにより送電コイルと受電コイルとの間の結合が変化し、周囲へ放射される妨害波レベルが変化する場合がある。

　実施の形態３に係る電力伝送コイルは、このように、送電コイル及び受電コイルの動作状態において、不要波の周波数成分が変化するのを動作状態監視部５が監視し、制御部４が動作状態監視部５からの状態監視信号を受けて、可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４それぞれに可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変化させるコントロール信号を出力する。

　動作状態監視部５は、送電コイル及び受電コイルの動作状態を監視し、状態監視信号を制御部４に出力する。
　動作状態監視部５は、送電用コイル１から放射される電磁波による電磁界強度を検出し、検出した電磁界強度を示す状態監視信号を出力するアンテナである。
　なお、動作状態監視部５は、導線が巻回されたコイルからなるアンテナに限られるものではなく、送電用コイル１から放射される電磁波を検知できるものであればよく、また、マイクロ波帯の放射妨害波となる不要波に着目した場合は、ダイポール又はモノポール方式のアンテナがよい。

　制御部４は動作状態監視部５からの電磁界強度を示す状態監視信号を受け、状態監視信号が示す電磁界強度から抑圧を必要とする周波数を特定し、特定した周波数における不要波を抑圧する可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスに設定するコントロール信号を可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４それぞれに出力する。

　すなわち、制御部４は、図５に示す抑圧効果が最大となる周波数を動作状態監視部５からの状態監視信号に基づいて状態監視信号が示す電磁界強度から抑圧を必要とする周波数に変更するために、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変化させるコントロール信号を可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４それぞれに出力する。
　その結果、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数であり、送電用コイル１に接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数における電力伝送効率の劣化を抑制した上で各動作状態において最大の放射妨害波抑圧効果を得ることができる。

　なお、動作状態監視部５からの状態監視信号を制御部４に直接出力するものとしたが、動作状態監視部５からの状態監視信号を、動作状態監視部５の近傍に配置したアナログデジタル変換（ＡＤ変換）する受信機が受け、デジタル信号からなる状態監視信号を制御部４に送信するものでも良い。
　この場合、動作状態監視部５であるアンテナが送電用コイル１から離れており、不要波による電磁界強度が非常に小さい場合でも、アンテナと制御部４とを接続する配線による高周波信号の減衰もなく、制御部４はアンテナ５が検出した状態監視信号を精度高く受信できる。

　また、動作状態監視部５を１つのアンテナにより構成するものとしたが、複数の検出アンテナを設けたものでも良い。
　電力伝送コイルの周囲に金属製の遮蔽物が存在する環境では、場所によって電磁界強度が著しく異なる可能性があるが、動作状態監視部５を複数のアンテナにより構成した場合、複数のアンテナそれぞれを異なった位置に配置することにより、抑圧を必要とする周波数を様々な位置で測定された測定値から検出でき、制御部４が抑圧を必要とする周波数を精度高く特定できる。

　さらに、複数のアンテナそれぞれを着目したい周波数毎に適した、Ｑ値が高い、すなわち狭帯域化したアンテナとしてもよい。
　狭帯域化したアンテナは感度が向上するので、抑圧を必要とする周波数を高感度で検出でき、制御部４が抑圧を必要とする周波数を精度高く特定できる。

　またさらに、動作状態監視部５であるアンテナは近接して配置される複数の送電用コイル１に対して兼用したアンテナであってもよい。
　すなわち、兼用されたアンテナが検出した電磁界強度を示す状態監視信号を、複数の送電用コイル１それぞれに対応する制御部４が受け、制御部４が受けた状態監視信号が示す電磁界強度から抑圧を必要とする周波数を特定し、特定した周波数における不要波を抑圧する可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスに設定するコントロール信号であるコントロール電圧を複数の送電用コイル１それぞれに対応する可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４それぞれに出力する。

　また、動作状態監視部５であるアンテナとして、実施の形態３に係る電力伝送コイルに近接して設置された無線システムにおけるアンテナ、例えば、室内に電力伝送コイルが置かれた場合、その部屋の入口に置かれたＲＦＩＤ（Radio Frequency　Identification）を用いる入退室管理システムにおけるアンテナを利用しても良い。

　すなわち、入退室管理システムにおけるアンテナによる受信信号を状態監視信号として制御部４が受け、制御部４はアンテナによる受信信号から抑圧を必要とする周波数を特定する。例えば、入退室管理システムにおけるアンテナにおいて入退室管理システムにとっての妨害波を受信すると、制御部４は、当該アンテナが受信した妨害波を、入退室管理システムにおけるアンテナが受信した電磁界強度から抑圧すべき状態監視信号として当該妨害波に対する周波数を特定する。
　制御部４は、特定した周波数における不要波を抑圧する可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスに設定するコントロール信号であるコントロール電圧を可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４それぞれに出力する。

　また、入退室管理システムにおいて使用される周波数は特定されているので、制御部４は、アンテナによる受信信号の電磁界強度によって入退室管理システムにとっての妨害波の周波数を特定するのではなく、アンテナによる受信信号に含まれる入退室管理システムにおいて使用される周波数以外の周波数を入退室管理システムにとっての妨害波の周波数として特定するものであってもよい。
　近接して設置された無線システムにおける「近接」とは、実施の形態３に係る電力伝送コイルにおける送電用コイル１から放射される電磁波、特に不要波が到達する距離である。

　なお、実施の形態３に係る電力伝送コイルは、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数は変更されず、送電コイル及び受電コイルの動作状態において不要波の周波数成分が変化する場合について、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変更するものとしたが、送電コイル及び受電コイルの動作状態として送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数、つまり、送電用コイル１に接続される送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数が動的に変更された場合に可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変更するものでも良い。

　この場合、動作状態監視部５は送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数、言い換えれば、送電用コイル１に入力される基本波周波数を監視し、基本波周波数に応じた状態監視信号を制御部４に出力する。
　制御部４は、抑圧する周波数は変更せず、動作状態監視部５からの状態監視信号により、送電回路３が送信する高周波信号の基本波周波数ｆ_０の角周波数ω_０に応じて、上式（５）の条件を満足する可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを制御する。

　送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数が動的に変更された場合に、動的に変更された基本波周波数に追随して上式（５）の条件を満足する可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスに変更されるため、変更された基本波周波数の電力に対して電力伝送効率の劣化を抑制することができる。

　以上に述べたように、実施の形態３に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルと同様の効果を有する。
　さらに、共振回路を構成する並列接続されたインダクタとキャパシタを、可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４にしたので、電力伝送用コイルの動作状態に応じて、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変更でき、不要波に対する高い抑圧効果が得られる、又は送電用コイル１から受電用コイルへ伝送される電力の基本波周波数に対して電力伝送効率の劣化を抑制できる。

　例えば、送電コイル及び受電コイルの動作状態において不要波の周波数成分が変化する場合に、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変更するものとしたので、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数、つまり、伝送される電力の基本波周波数における電力伝送効率の劣化を抑制した上で各動作状態において放射妨害波に対して最大の抑圧効果を得ることができる。
　また、送電コイル及び受電コイルの動作状態において送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数、つまり、伝送される電力の基本波周波数が変更された場合に可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変更するものとしたので、変更された基本波周波数の電力に対して電力伝送効率の劣化を抑制することができる。

実施の形態４．
　実施の形態４に係る電力伝送コイルを、図１０を用いて説明する。
　実施の形態４に係る電力伝送コイルは、実施の形態３に係る電力伝送コイルが、動作状態監視部５からの状態監視信号に対して制御部４が抑圧を必要とする周波数を特定し、特定した周波数に対して一義的に可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変化させるコントロール信号を可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４それぞれに出力するものであるのに対して、動作状態監視部５からの状態監視信号に対して制御部４は可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを上式（５）の条件を満足する範囲内で動的に変化させ、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを設定し、記憶部６を備えた点が相違し、その他の点については同じである。
　図１０中、図９に付された符号と同一符号は同一又は相当部分を示す。

　制御部４は、動作状態監視部５であるアンテナからの電磁界強度を示す状態監視信号を受け、状態監視信号が示す電磁界強度が設定した閾値を超えていると、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを上式（５）の条件を満足する範囲内で動作状態監視部５から状態監視信号が示す電磁界強度が設定した閾値以下になるまで、動的に変化させる。

　すなわち、制御部４は、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変化させている時も動作状態監視部５からの電磁界強度を示す状態監視信号を監視し、動作状態監視部５からの状態監視信号が示す電磁界強度が設定した閾値以下になるまで、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを変化させるコントロール信号を可変インダクタ２２３と可変キャパシタ２２４それぞれに出力する。

　制御部４は、動作状態監視部５からの状態監視信号が示す電磁界強度が設定した閾値以下になると、可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスの変化を停止し、その時の設定値を動作状態監視部５からの状態監視信号が示す電磁界強度の情報ともに記憶部に記憶させる。

　以上に述べたように、実施の形態４に係る電力伝送コイルは、実施の形態３に係る電力伝送コイルと同様の効果を有する。
　さらに、制御部４が動作状態監視部５であるアンテナからの状態監視信号が示す電磁界強度を常時監視し、電磁界強度が閾値以下になった時の可変インダクタ２２３のインダクタンスと可変キャパシタ２２４のキャパシタンスを設定値としているため、不要波に対する抑圧効果を適切に制御できる。

　実施の形態５．
　実施の形態５に係る電力伝送コイルを、図１１を用いて説明する。
　実施の形態５に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルに対して、ループ導体に２つのスリットを設け、各スリットに、スリットにおける両方の開放端間に接続される並列接続されたインダクタとキャパシタからなる並列共振回路を配置した点が相違し、その他の点については同じである。
　図１１中、図１に付された符号と同一符号は同一又は相当部分を示す。

　ループ導体２１０は２つのスリット２１１及びスリット２１２を有する。
　ループ導体２１０は同一形状の２つの導体２１０Ａと導体２１０Ｂから構成される。
　２つの導体２１０Ａと導体２１０Ｂは四角形になるように配置され、導体２１０Ａの開放端と導体２１０Ｂの開放端同士が対向してスリット２１１及びスリット２１２を形成する。
　２つの導体２１０Ａと導体２１０Ｂにより構成されるループ導体２１０は、実施の形態１におけるループ導体２１に対して、スリット２１１に対向した位置にさらにスリット２１２が形成されている以外は同じである。

　また、並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２により構成される並列共振回路２２は、実施の形態１における並列共振回路２２と同様に、ループ導体２１０の第１のスリット２１１における両方の開放端間に電気的に接続される。
　同様に、ループ導体２１０の第２のスリット２１２における両方の開放端間に、並列接続されたインダクタ２３１とキャパシタ２３２により構成される第２の並列共振回路２３が電気的に接続される。

　従って、シールド導体２は、ループ導体２１０と、並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２を有する第１の並列共振回路２２と、並列接続されたインダクタ２３１とキャパシタ２３２を有する第２の並列共振回路２３を具備する。

　シールド導体２のインピーダンスＺは上式（４）で表され、実施の形態１におけるシールド導体２のインピーダンスＺと同じ値に設定され、シールド導体２の特性は実施の形態１におけるシールド導体２の特性と同じに設定される。
　従って、インダクタ２２１のインダクタンスＬ_１とインダクタ２３１のインダクタンスＬ_２は同じ値であり、実施の形態１におけるインダクタ２２１のインダクタンスＬの１／２であり、キャパシタ２２２のキャパシタンスＣ_１とキャパシタ２３２のキャパシタンスＣ_２は同じ値であり、実施の形態１におけるキャパシタ２２２のキャパシタンスＣの２倍である。

　なお、シールド導体２に形成されるスリットは２つに限られるものではなく、３個以上の複数でもよく、各スリットに並列接続されたインダクタとキャパシタを有する共振回路がそれぞれ接続される。
　スリットの数をｎ個、共振回路の数をｎ個とした場合、各共振回路のインダクタのインダクタンスは同じ値であり、しかも、実施の形態１におけるインダクタ２２１のインダクタンスＬの１／ｎであり、各共振回路のキャパシタのキャパシタンスは同じ値であり、しかも、実施の形態１におけるキャパシタ２２２のキャパシタンスＣのｎ倍である。

　以上に述べたように、実施の形態５に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルと同様の効果を有する。
　さらに、シールド導体２に形成されるスリットの数を複数（ｎ個）、各スリットに接続される共振回路の数を複数（ｎ個）としたので、シールド導体２として小型化が図れ、誘電体基板上への実装が容易である。

　例えば、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数が数ＭHzから数十ＭHzである場合、並列接続されたインダクタとキャパシタを有する１つの共振回路を基本波周波数で共振させるためには、時に数百nＨのインダクタンスが必要となる。
　数百nＨの大きなインダクタンスを持つインダクタは一般に大型である。

　これに対して、実施の形態５に係る電力伝送コイルは、複数の共振回路を基本波周波数で共振させるので、各インダクタのインダクタンスは１／ｎでよく、各インダクタは小型になり、実装性が向上する。
　また別の効果として、共振回路をｎ個設けることで、シールド導体２に誘導された誘導起電力が各共振回路で分圧されるので、１つの共振回路に印加される電圧は１／ｎとなる。そのため、各共振回路を構成するキャパシタに求められる耐電圧が低下し、より小型の部品を選定でき、実装性が向上する。

　実施の形態６．
　実施の形態６に係る電力伝送コイルを、図１２及び図１３を用いて説明する。
　実施の形態６に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルが、ループ導体２１におけるスリット２１１に電気的に接続される共振回路２２を並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２による並列共振回路としたのに対して、共振回路２２を並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２による並列共振回路にさらに直列接続された第２のインダクタ２２５を有する回路とした点が相違し、その他の点については同じである。
　図１２中、図１に付された符号と同一符号は同一又は相当部分を示す。

　シールド導体２は、ループ導体２１と、並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２による並列共振回路、及び並列共振回路にさらに直列接続された第２のインダクタ２２５を有する共振回路２２を具備する。
　並列共振回路の一端はループ導体２１のスリット２１１の一方の開放端に電気的に接続され、並列共振回路の他端は第２のインダクタ２２５の一端に電気的に接続される。
　第２のインダクタ２２５の他端はスリット２１１の他方の開放端に電気的に接続される。

　シールド導体２のインピーダンスＺは次式（９）で現わされる。
　式（９）において、Ｒ_Ｌはループ導体２１のインピーダンスのうちレジスタンス、Ｌ_Ｌはループ導体２１のインピーダンスのうちのインダクタンス、Ｌはインダクタ２２１のインダクタンス、Ｃはキャパシタ２２２のキャパシタンス、Ｌ_Ｓは第２のインダクタ２２５インダクタンスを示す。

　式（９）と実施の形態１におけるシールド導体２のインピーダンスＺを現わす式（４）と比較すると、実施の形態６におけるシールド導体２のインピーダンスＺは、実施の形態１におけるシールド導体２のインピーダンスＺに対してループ導体２１のインダクタンスが第２のインダクタ２２５のインダクタンスＬ_Ｓ分大きくなったのと同義である。

　すなわち、ループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌそのものを大きくするには、例えば、ループ導体２１の幅を狭くする、巻き数を増やす等が考えられるが、いずれもループ導体２１の抵抗成分Ｒ_Ｌの増加を伴う。
　ループ導体２１の抵抗成分Ｒ_Ｌの増加は不要波の抑圧量の低下をきたす。
　これに対して、実施の形態６においては、ループ導体２１の抵抗成分Ｒ_Ｌの増加を伴わずにループ導体２１のインダクタンスを大きくできる。
　つまり、ループ導体２１のインダクタンスは（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）と見做せる。

　シールド導体２のインピーダンスＺの位相とループ導体２１の見做しインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）の関係について図１３を用いて説明する。
　図１３において、横軸が送電コイルから受電コイルへ伝送される電力の基本波周波数ｆ_０により規格化された値、縦軸がシールド導体２のインピーダンスＺの位相を示し、規格値ｆ／ｆ_０が１は送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数ｆ_０、つまり、伝送される電力の基本波周波数ｆ_０、規格値ｆ／ｆ_０が２は基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数であり、上式（４）で示すシールド導体２のインピーダンスＺの虚部が０になる周波数、すなわちシールド導体２の共振周波数である。
　曲線Ａ５はループ導体２１の見做しインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）が１０nＨ、曲線Ａ６はループ導体２１の見做しインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）が１００nＨの時の周波数に対する位相曲線を示す。

　図１３から明らかなように、ループ導体２１の見做しインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）が大きい方（１００nＨ）が、シールド導体２の共振周波数（ｆ／ｆ_０＝２）において、シールド導体２のインピーダンスＺの位相変化が急峻である。
　見做しインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）が１００nＨのものは、シールド導体２の共振周波数の近傍の周波数においても、シールド導体２のインピーダンスＺの位相が略±９０°である。
　送電用コイル１に流れる電流が形成する磁界とループ導体２１に流れる電流が形成する磁界が弱めあう効果は、位相が＋９０°の条件が最も理想的な条件である。
　すなわち、シールド導体２のインピーダンスＺの位相の観点からは、見做しインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）は大きい方が不要波を抑圧する効果が大きい。

　ところで、実施の形態１において、図６により説明したように、ループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌをより小さくする、例えば、１００nＨ（曲線Ａ４）より１０nＨ（曲線Ａ３）にすることにより、基本波周波数ｆ_０未満まで、基本波周波数ｆ_０を超えた周波数から基本波周波数ｆ_０の２倍の周波数未満まで、及び基本波周波数ｆ_０の２倍を超えた周波数に対してシールド導体２のインピーダンスの絶対値|Ｚ|を大幅に小さくでき、基本波周波数ｆ_０以外の周波数の不要波における磁界の抑圧効果を大きくできる。

　すなわち、基本波周波数ｆ_０以外の周波数の不要波における磁界の抑圧効果を大きくするため、シールド導体２のインピーダンスＺの位相の観点からするとループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌを大きくするのがよく、シールド導体２のインピーダンスＺの観点からするとループ導体２１のインダクタンスＬ_Ｌを小さくするのがよく、トレードオフの関係になっている。

　実施の形態６に係る電力伝送コイルにおいて、共振回路２２を並列接続されたインダクタ２２１とキャパシタ２２２による並列共振回路にさらに直列接続された第２のインダクタ２２５を有する回路にしたことにより、第２のインダクタ２２５のインダクタンスＬ_Ｓを調整することにより、ループ導体２１の見做しインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）を調整でき、シールド導体２のインピーダンスＺの位相の観点及びシールド導体２のインピーダンスＺの観点両者から基本波周波数ｆ_０以外の周波数の不要波における磁界の抑圧効果が適切に得られる。

　さらに、第２のインダクタ２２５のインダクタンスＬ_Ｓを変更することで、ループ導体２１の構造を変えずに容易にインダクタンス（Ｌ_Ｌ＋Ｌ_Ｓ）を変更できるため、設計がしやすい。

　以上に述べたように、実施の形態６に係る電力伝送コイルは、実施の形態１に係る電力伝送コイルと同様の効果を有する。
　さらに、第２のインダクタ２２５のインダクタンスＬ_Ｓを調整することにより、送電用コイル１が形成する電磁界の基本波周波数以外の周波数の不要波における磁界の抑圧効果に対してより適切な抑圧効果が得られる。

　なお、実施の形態２に係る電力伝送コイルにおいて、実施の形態６と同様に、第１のシールド導体２及び第２のシールド導体２Ａともに、共振回路を並列接続されたインダクタとキャパシタによる並列共振回路、及び並列共振回路にさらに直列接続された第２のインダクタを有する回路としてもよい。
　また、実施の形態３に係る電力伝送コイル及び実施の形態４に係る電力伝送コイルそれぞれにおいて、実施の形態６と同様に、共振回路を並列接続された可変インダクタと可変キャパシタによる並列共振回路、及び並列共振回路にさらに直列接続された第２のインダクタを有する回路としてもよい。

　さらに、実施の形態５に係る電力伝送コイルにおいて、実施の形態６と同様に、ループ導体の複数のスリットそれぞれに接続された共振回路それぞれを並列接続されたインダクタとキャパシタによる並列共振回路、及び並列共振回路にさらに直列接続された第２のインダクタを有する回路としてもよい。

　本開示は、実施の形態１から実施の形態６に示した電力伝送コイルに限られるものではなく、実施の形態１から実施の形態６に示した技術思想の観点から逸脱することなしに当該技術分野の技術者らが通常の技術知識を持って変更した構成要素の配置及び形状は本開示の範疇である。
　例えば、送電用コイル１及びループ導体２１の形状を、実施の形態１から実施の形態６に示した技術思想の観点から逸脱することなく、当該技術分野の技術者らが通常の技術知識を持って変更した形状は本開示の範疇である。

　また、実施の形態１から実施の形態６に示した電力伝送コイルと併せて、送電用コイル１と送電回路３との間に接続される整合回路によって、電力伝送効率の観点からインピーダンス整合を調整するものであってもよい。
　さらに、送電用コイル１に対して複数の送電回路３を組み合わせて、複数の周波数で電力を伝送する送電コイルに、実施の形態１から実施の形態６に示した電力伝送コイルを適用してもよい。

　実施の形態１から実施の形態６に示した電力伝送コイルを誘電体基板上に形成すること、送電回路３とともに同一の誘電体基板上に形成してもよい。
　実施の形態１から実施の形態６に示した電力伝送コイルを誘電体基板上に形成することにより、電力伝送コイルとして低コスト化が図れるとともに、伝送用コイル及びループ導体の寸法の製造精度の改善を図れ、ひいては電力伝送コイルとしての送電コイル及び送電回路、又は電力伝送コイルとしての受電コイル及び受電回路をそれぞれ同一の誘電体基板上に形成することにより、低コスト化が図れるとともにより、精度向上が図れる。

　なお、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

　本開示に係る電力伝送コイルは、携帯電話、ヘッドセット、デジタルカメラ、又はデジタルビデオ等の携帯機器、あるいはワイヤレスセンサに対する磁界結合型電力伝送装置における送電コイル又は受電コイル、あるいは自動搬送ロボットをはじめとする工場設備又は電気自動車などの大型及び大電力を扱うアプリケーションに対する磁界結合型電力伝送装置における送電コイル又は受電コイルに適用できる。

　１　送電用コイル、２　シールド導体、２１、２１０　ループ導体、２１１、２１２　スリット、２２、２３　共振回路、２２１、２２３、２３１　インダクタ、２２２、２２４、２３２　キャパシタ、３　送電回路。４　制御部、５　動作状態監視部、６　記憶部。

Claims (23)

1. 　電力を伝送する電力伝送用コイルと、
   　スリットを有するループ導体、及び前記ループ導体のスリットにおける両方の開放端間に接続され、並列接続されたインダクタとキャパシタを有する共振回路を具備し、前記電力伝送用コイルが電力を伝送する時に前記電力伝送用コイルが形成する電磁界が鎖交する位置に配置されるシールド導体と、
   　を備える電力伝送コイル。
2. 　前記共振回路による共振周波数は前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数である請求項１に記載の電力伝送コイル。
3. 　前記共振回路における並列接続されたインダクタとキャパシタは、前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数での角周波数をω_０、前記並列接続されたインダクタのインダクタンスをＬ、前記並列接続されたキャパシタのキャパシタンスをＣとすると、ω_０Ｃ＝１／ω_０Ｌを満足する請求項１に記載の電力伝送コイル。
4. 　前記共振回路における並列接続されたインダクタとキャパシタにおいて、前記キャパシタのキャパシタンスは前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数の２倍の周波数の不要波を抑圧する値に設定され、前記インダクタのインダクタンスは前記キャパシタと前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数で共振する値に設定された請求項１に記載の電力伝送コイル。
5. 　前記共振回路における並列接続されたインダクタとキャパシタにおいて、前記インダクタのインダクタンスと前記キャパシタのキャパシタンスは、前記シールド導体のインピーダンスの絶対値が、前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数において無限大、前記基本波周波数の２倍の周波数において前記ループ導体のインピーダンスのうちレジスタンスとなる値に設定された請求項１に記載の電力伝送コイル。
6. 　前記共振回路における並列接続されたインダクタとキャパシタにおいて、前記インダクタのインダクタンスＬと前記キャパシタのキャパシタンスＣは、ｆ_０＝１／２π√（ＬＣ）及びＬ＜３×Ｌ_Ｌを満足する値に設定される請求項１に記載の電力伝送コイル。
   　但し、ｆ_０は前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数、Ｌ_Ｌは前記ループ導体のインダクタンスである。
7. 　前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数に対する不要波の周波数において、前記シールド導体のインピーダンスが誘導性となり、前記ループ導体に前記電力伝送用コイルに流れる不要波による電流と逆位相の電流が誘起される請求項１に記載の電力伝送コイル。
8. 　前記共振回路におけるインダクタのインダクタンスは、前記ループ導体のインダクタンスの３倍未満の値である請求項１に記載の電力伝送コイル。
9. 　前記電力伝送用コイルが送電用コイルであり、前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数が、送電用コイルが形成する電磁界の基本波周波数であり、送電用コイルに接続される送電回路が送信する高周波信号の基本波周波数である請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
10. 　前記電力伝送用コイルが受電用コイルであり、前記電力伝送用コイルが形成する電磁界の基本波周波数が、電磁誘導により受電して受電用コイルに形成された電磁界の基本波周波数であり、受電用コイルに接続される受電回路が受信する高周波信号の基本波周波数である請求項２から請求項７のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
11. 　前記共振回路は、前記並列接続されたインダクタとキャパシタによる並列共振回路である請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
12. 　前記共振回路は、前記並列接続されたインダクタとキャパシタによる並列共振回路に直列接続された第２のインダクタを有する回路である請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
13. 　前記ループ導体の太さが前記電力伝送用コイルの太さより太い請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
14. 　前記ループ導体は複数のスリットを有し、前記複数のスリットそれぞれに、当該スリットにおける両方の開放端間に並列接続されたインダクタとキャパシタを有する共振回路が接続される請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
15. 　スリットを有するループ導体、及び前記ループ導体のスリットにおける両方の開放端間に接続され、インダクタとキャパシタを有する共振回路を具備し、前記シールド導体におけるインピーダンスの周波数特性と異なる第２のシールド導体を備え、
    　前記第２のシールド導体は前記電力伝送用コイルが電力を伝送する時に前記電力伝送用コイルが形成する磁界が鎖交する位置に配置される請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
16. 　前記電力伝送用コイルと前記シールド導体は誘電体基板上に配置された請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
17. 　前記シールド導体における前記並列接続されたインダクタとキャパシタは、それぞれ可変インダクタ及び可変キャパシタである請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力伝送コイル。
18. 　前記可変インダクタのインダクタンスを変化させるコントロール信号と前記可変キャパシタのキャパシタンスを変化させるコントロール信号それぞれを前記可変インダクタと前記可変キャパシタそれぞれに出力する制御部を備える請求項１７に記載の電力伝送コイル。
19. 　前記電力伝送コイルの動作状態を監視し、状態監視信号を前記制御部に出力する動作状態監視部を備え、
    　前記制御部からのコントロール信号は前記動作状態監視部からの状態監視信号により生成される、
    　請求項１８に記載の電力伝送コイル。
20. 　前記動作状態監視部は前記電力伝送用コイルから放射される電磁波による電磁界強度を検出するアンテナであり、
    　前記動作状態監視部が出力する状態監視信号は前記アンテナからの電磁界強度を示す状態監視信号であり、
    　前記制御部は、前記動作状態監視部からの状態監視信号が示す電磁界強度から抑圧を必要とする周波数を特定し、
    　前記制御部が生成するコントロール信号は、前記特定した周波数における不要波を抑圧する前記可変インダクタのインダクタンスと前記可変キャパシタのキャパシタンスを設定する信号である、
    　請求項１９に記載の電力伝送コイル。
21. 　前記動作状態監視部は前記電力伝送用コイルから放射される電磁波による電磁界強度を検出するアンテナであり、
    　前記動作状態監視部が出力する状態監視信号は前記アンテナからの電磁界強度を示す状態監視信号であり、
    　前記制御部が生成するコントロール信号は、不要波を抑圧するための前記可変インダクタのインダクタンスと前記可変キャパシタのキャパシタンスを設定するための信号であり、
    　前記制御部が設定した前記可変インダクタのインダクタンスの設定値と前記可変キャパシタのキャパシタンスの設定値を前記動作状態監視部からの状態監視信号が示す電磁界強度の情報とともに記憶する記憶部を備える、
    　請求項１９に記載の電力伝送コイル。
22. 　前記動作状態監視部は前記電力伝送用コイルに入力される周波数を監視し、
    　前記動作状態監視部からの状態監視信号は前記電力伝送用コイルに入力される周波数を示し、
    　前記制御部が生成するコントロール信号は、前記動作状態監視部からの状態監視信号が示す周波数に応じた、前記可変インダクタのインダクタンスと前記可変キャパシタのキャパシタンスを設定する信号である、
    　請求項１９に記載の電力伝送コイル。
23. 　前記制御部は、近接して設置された無線システムにおけるアンテナによる受信信号を受け、当該受信信号から抑圧を必要とする周波数を特定し、
    　前記制御部が生成するコントロール信号は、前記特定した周波数における不要波を抑圧する前記可変インダクタのインダクタンスと前記可変キャパシタのキャパシタンスを設定する信号である、
    　請求項１８に記載の電力伝送コイル。

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